JPH0697844B2 - Power supply - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 《産業上の利用分野》 この発明は、交流電源から直流電源をつくるスイッチン
グ方式の電源装置に関する。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a switching type power supply device for producing a direct current power supply from an alternating current power supply.
《従来の技術》 商用電源などを入力とする一般的なスイッチング電源の
ほとんどは、第３図に示すようなコンデンサ・インプッ
ト型整流回路を使用している。つまり、ダイオードブリ
ッジからなる整流回路１で交流入力が全波整流され、そ
の脈流がコンデンサ２で平滑されてDC−DCコンバータ３
に入力される。このコンデンサ・インプット型整流回路
の各部の波形は、周知のとおり第４図のようになる。<< Prior Art >> Most of the general switching power supplies using a commercial power supply as an input use a capacitor input type rectifier circuit as shown in FIG. That is, the AC input is full-wave rectified by the rectifier circuit 1 including a diode bridge, the pulsating current is smoothed by the capacitor 2, and the DC-DC converter 3
Entered in. As is well known, the waveform of each part of this capacitor input type rectifier circuit is as shown in FIG.
《発明が解決しようとする問題点》 例えば「スイッチング・レギュレータ設計ノウハウ」
（CQ出版株式会社、1986年８月１日発行、著者：長谷川
彰）の170〜171ページにも解説されているように、コン
デンサ・インプット型整流回路においては、入力電流Ii
は、交流入力の半周期ごとにごく短時間だけ流れるパル
ス電流となり、電流ピーク値は非常に大きくなる。その
ため、入力電流が流れる部分の回路素子（整流ダイオー
ドや突入防止回路などの素子）に充分な耐電流特性のも
のを使用しなければならず、このことがコスト低減の阻
害要因の１つになっている。<< Problems to be solved by the invention >> For example, "Switching regulator design know-how"
(CQ Publishing Co., Ltd., issued August 1, 1986, author: Akira Hasegawa) As described on pages 170-171, in the capacitor input type rectifier circuit, the input current Ii
Is a pulse current that flows for a very short time every half cycle of the AC input, and the current peak value becomes very large. Therefore, circuit elements (elements such as rectifier diodes and inrush prevention circuits) that have sufficient withstand current characteristics must be used in the part where the input current flows, which is one of the obstacles to cost reduction. ing.
また、交流電源ラインに鋭くてピーク値の大きいパルス
電流が流れることで、ノイズ環境を相当悪化させてい
る。このパルス電流は電源の波形に同期しているので、
商用電源に多数のスイッチング・レギュレータが接続さ
れた場合、それぞれのパルス電流が重畳されてしまい、
問題はより大きくなる。Moreover, a sharp pulse current having a large peak value flows in the AC power supply line, which considerably deteriorates the noise environment. Since this pulse current is synchronized with the waveform of the power supply,
When many switching regulators are connected to the commercial power supply, their pulse currents are superimposed,
The problem becomes bigger.
またコンデンサ・インプット型整流回路の場合、交流入
力の電圧を例えば100Vから200Vに変更すると、平滑コン
デンサ２の出力電圧も同様に変わるので、そのままでは
DC−DCコンバータ３への入力電圧が許容範囲を超えてし
まい、安定化電源としては動作しない。入力として100V
電源と200V電源の両方に対応できるようにした従来の装
置では、整流部の構成を倍電圧整流回路と普通の全波整
流回路とにスイッチによって切り換えるようにしてい
る。入力電源の電圧ランクによって上記スイッチを切り
換えることで、DC−DCコンバータに許容範囲内の平滑電
圧を供給することができる。また別の従来装置では入力
段にトランスを設け、トランスのタップ切り換えによっ
て入力電圧の変更に対応できるようにしている。いずれ
にしても従来の装置では、使用する交流電源の電圧ラン
クに応じた切り換え操作が必要であった。In the case of a capacitor input type rectifier circuit, if the AC input voltage is changed from 100V to 200V, for example, the output voltage of the smoothing capacitor 2 also changes, so that
The input voltage to the DC-DC converter 3 exceeds the allowable range and does not operate as a stabilized power supply. 100V as input
In a conventional device capable of supporting both a power source and a 200V power source, the configuration of the rectifier is switched between a voltage doubler rectifier circuit and an ordinary full-wave rectifier circuit by a switch. By switching the switch according to the voltage rank of the input power supply, it is possible to supply a smoothed voltage within an allowable range to the DC-DC converter. In another conventional device, a transformer is provided in the input stage so that the input voltage can be changed by tapping the transformer. In any case, the conventional device requires a switching operation according to the voltage rank of the AC power supply used.
この発明は上述した従来の問題点に鑑みなされたもの
で、その目的は、交流電源からの入力電流が抵抗負荷の
場合と同様な入力電圧にほぼ比例した電流となり、また
交流電源の電圧ランクが大きく変更になってもコンデン
サの両端にほぼ一定の電圧を発生することができるよう
にした電源装置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional problems, and an object thereof is that an input current from an AC power supply is a current substantially proportional to an input voltage similar to the case of a resistive load, and the voltage rank of the AC power supply is It is an object of the present invention to provide a power supply device capable of generating a substantially constant voltage across the capacitor even if it is changed significantly.
《問題点を解決するための手段》 この発明に係る電源装置は、全波整流回路（10）とチョ
ッパ回路（20）と制御回路（30）とを有するものであ
る。チョッパ回路（20）はスイッチング素子（Q1）とイ
ンダクタ（L1）とコンデンサ（C1）とダイオード（D1）
とを有し、スイッチング素子（Q1）が全波整流回路（1
0）の一方の出力側に接続され、インダクタ（L1）がス
イッチング素子（Q1）の出力側と全波整流回路（10）の
他方の出力側に接続され、コンデンサ（C1）が順方向に
接続されたダイオード（D1）を介してスイッチング素子
（Q1）の出力側と全波整流回路（10）の他方の出力側に
接続され、コンデンサ（C1）の両端から平滑された直流
を出力する。制御回路（30）はPWM回路（31）と乗算器
（32）と差動増幅器（33）と電流検出回路（34）と誤差
増幅器（35）とを有し、誤差増幅器（35）がチョッパ回
路（20）の出力電圧（V2）と基準電圧（Vs）との誤差分
を検出し、電流検出回路（34）がインダクタ（L1）を流
れる電流（I1）の低周波成分を検出し、乗算器（32）が
全波整流回路（10）の出力電圧信号（V1）に誤差増幅器
（35）の出力信号を乗算し、差動増幅器（33）が乗算器
（32）の出力信号と電流検出回路（34）の出力信号との
差分を増幅し、PWM回路（31）がインダクタ（L1）を流
れる電流（I1）の波形が全波整流回路（10）の出力電圧
（V1）の波形に追従して変化するようにスイッチング素
子（Q1）を駆動するパルス幅制御された駆動信号を出力
する（第１図参照）。<< Means for Solving Problems >> A power supply device according to the present invention includes a full-wave rectifier circuit (10), a chopper circuit (20), and a control circuit (30). The chopper circuit (20) is a switching element (Q1), inductor (L1), capacitor (C1) and diode (D1).
And the switching element (Q1) is a full-wave rectifier circuit (1
0) connected to one output side, the inductor (L1) connected to the output side of the switching element (Q1) and the other output side of the full-wave rectifier circuit (10), and the capacitor (C1) connected in the forward direction. It is connected to the output side of the switching element (Q1) and the other output side of the full-wave rectifier circuit (10) via the diode (D1), and outputs smoothed direct current from both ends of the capacitor (C1). The control circuit (30) has a PWM circuit (31), a multiplier (32), a differential amplifier (33), a current detection circuit (34) and an error amplifier (35), and the error amplifier (35) is a chopper circuit. The error between the output voltage (V2) of (20) and the reference voltage (Vs) is detected, the current detection circuit (34) detects the low frequency component of the current (I1) flowing through the inductor (L1), and the multiplier (32) multiplies the output voltage signal (V1) of the full-wave rectifier circuit (10) by the output signal of the error amplifier (35), and the differential amplifier (33) outputs the output signal of the multiplier (32) and the current detection circuit. The difference from the output signal of (34) is amplified, and the waveform of the current (I1) flowing through the inductor (L1) in the PWM circuit (31) follows the waveform of the output voltage (V1) of the full-wave rectifier circuit (10). A pulse-width-controlled drive signal for driving the switching element (Q1) so as to change (see FIG. 1).
《作用》 上述の構成において、制御回路（30）に含まれる第１の
制御手段によってスイッチング素子（Q1）の駆動パルス
幅が制御され、インダクタ（L1）を流れる電流（I1）は
全波整流電圧波形（V1）にほぼ追従して変化する。ま
た、制御回路（30）に含まれる第２の制御手段によって
スイッチング素子（Q1）の駆動パルス幅が制御され、チ
ョッパ回路（20）の出力電圧（V2）は基準電圧（Vs）に
ほぼ等しく保たれる。<< Operation >> In the above configuration, the drive pulse width of the switching element (Q1) is controlled by the first control means included in the control circuit (30), and the current (I1) flowing through the inductor (L1) is the full-wave rectified voltage. It changes almost following the waveform (V1). Further, the drive pulse width of the switching element (Q1) is controlled by the second control means included in the control circuit (30), and the output voltage (V2) of the chopper circuit (20) is kept substantially equal to the reference voltage (Vs). Be drunk
《実施例》 第１図はこの発明の一実施例による電源装置の構成を示
すもので、これを非絶縁型AC−DCコンバータとして単独
で用いることができるし、絶縁型DC−DCコンバータの前
段のAC−DCコンバータとして用いても良い。第２図は第
１図の回路における主要部分の波形図である。<< Embodiment >> FIG. 1 shows the configuration of a power supply device according to an embodiment of the present invention, which can be used alone as a non-isolated AC-DC converter, or as a front stage of an isolated DC-DC converter. It may be used as an AC-DC converter. FIG. 2 is a waveform diagram of the main part of the circuit of FIG.
正弦波の交流入力はダイオードブリッジからなる整流回
路10で全波整流され、以下に詳述する昇圧型のチョッパ
回路20に入力される。チョッパ回路20は、PWM（パルス
幅制御）回路31によって交流電源より充分に高い一定の
周波数でオン／オフ駆動されるスイッチング素子Q1と、
スイッチング素子Q1とともに整流回路10の出力間に直列
接続されたインダクタL1と、スイッチング素子Q1のオフ
時にインダクタL1を通して電流が流れるようにインダク
タL1の両端に直列接続されたダイオードD1とコンデンサ
C1とを有する。コンデンサC1は相当大きな容量があり、
これの両端から入力と逆極性で平滑化され電圧安定化
（後述）された直流出力が取り出される。なお、コンデ
ンサC2は高周波リップルを吸収するための小容量のコン
デンサで、本発明に必須のものではない。The sine wave AC input is full-wave rectified by a rectifier circuit 10 composed of a diode bridge and input to a step-up chopper circuit 20 described in detail below. The chopper circuit 20 includes a switching element Q1 driven on / off by a PWM (pulse width control) circuit 31 at a constant frequency sufficiently higher than an AC power supply,
Inductor L1 connected in series between the output of rectifier circuit 10 together with switching element Q1, diode D1 and capacitor connected in series across inductor L1 so that current flows through inductor L1 when switching element Q1 is off.
With C1. The capacitor C1 has a considerably large capacity,
From both ends of this, a DC output that is smoothed with the opposite polarity to the input and voltage-stabilized (described later) is taken out. The capacitor C2 is a small-capacity capacitor for absorbing high frequency ripple and is not essential to the present invention.
整流回路10の全波整流の出力電圧V1の信号は乗算器であ
るVCA（電圧制御型可変利得増幅器）32を経て差動増幅
器33に入力される。チョッパ回路20のインダクタL1を流
れる電流I1が電流検出回路を構成する変流器34で検出さ
れ、その低周波成分の信号が差動増幅器33に入力され
る。PWM回路31は、この差動増幅器33の差動出力に従っ
て動作し、差動出力が最小になるようにスイッチング素
子Q1の駆動パルス幅（オン時間）を変化させる。また、
チョッパ回路20の出力電圧V2の基準電圧Vsに対する誤差
が誤差増幅器35で検出され、この出力がVCA32の制御電
圧となる。A signal of the full-wave rectified output voltage V1 of the rectifier circuit 10 is input to a differential amplifier 33 through a multiplier VCA (voltage control type variable gain amplifier) 32. The current I1 flowing through the inductor L1 of the chopper circuit 20 is detected by the current transformer 34 that constitutes the current detection circuit, and the signal of the low frequency component is input to the differential amplifier 33. The PWM circuit 31 operates according to the differential output of the differential amplifier 33, and changes the drive pulse width (ON time) of the switching element Q1 so that the differential output is minimized. Also,
The error of the output voltage V2 of the chopper circuit 20 with respect to the reference voltage Vs is detected by the error amplifier 35, and this output becomes the control voltage of the VCA32.
以上の構成において、差動増幅器33では、チョッパ回路
20の入力V1の波形と、インダクタL1を流れる電流I1の波
形とが比較され、電流波形が電圧波形に追従して変化す
るように、PWM回路31によってスイッチング素子Q1のオ
ン時間が変えられる。In the above configuration, the differential amplifier 33 has a chopper circuit.
The waveform of the input V1 of 20 is compared with the waveform of the current I1 flowing through the inductor L1, and the ON time of the switching element Q1 is changed by the PWM circuit 31 so that the current waveform changes following the voltage waveform.
スイッチング素子Q1がオンのとき、整流回路10からスイ
ッチング素子Q1を通してインダクタL1に電流が流れ、イ
ンダクタL1にエネルギーが蓄積される。このオン期間の
電流増加値は、入力電圧V1に比例するとともにオン時間
に比例する。スイッチング素子Q1がオフすると、これに
蓄積されたエネルギーの放出による電流がコンデンサC1
側に供給される。When the switching element Q1 is on, current flows from the rectifier circuit 10 to the inductor L1 through the switching element Q1 and energy is stored in the inductor L1. The current increase value during the ON period is proportional to the input voltage V1 and also to the ON time. When the switching element Q1 is turned off, the current due to the release of the energy stored in the switching element Q1
Supplied to the side.
入力電圧波形とインダクタL1の電流波形との比較による
パルス幅制御は、結果として、入力電圧V1が大きいほど
スイッチング素子Q1のオン時間を短くするように作用す
る。この制御によって電流波形の変化が、入力電圧の全
波整流波形にほぼ等しくなる。つまり、交流入力側から
見ると、入力電圧と入力電流とがほぼ同じ波形で位相差
もなくなり、あたかも負荷が抵抗である場合とほぼ同じ
状態になる。以上が制御回路（30）に含まれる第１の制
御手段の作用である。As a result, the pulse width control by comparing the input voltage waveform and the current waveform of the inductor L1 acts to shorten the ON time of the switching element Q1 as the input voltage V1 increases. By this control, the change of the current waveform becomes almost equal to the full-wave rectified waveform of the input voltage. That is, when viewed from the AC input side, the input voltage and the input current have substantially the same waveform and there is no phase difference, and the state is almost the same as when the load is a resistor. The above is the operation of the first control means included in the control circuit (30).
また、制御回路（30）に含まれる第２の制御手段は次の
ように作用する。出力電圧V2が基準電圧Vsより大きいほ
どVCA32のゲインが小さくなり、V2がVsより小さいほどV
CA32のゲインが大きくなる。このVCA32は第１の制御手
段における入力電圧の波形信号が通る回路であり、これ
のゲインは第１の制御手段の基底的なパラメータとな
る。つまり、出力電圧V2が高すぎるとスイッチング素子
Q1のオン時間が短縮され、反対に低すぎるとオン時間が
伸長され、出力電圧V2を基準電圧Vsに近ずけるように作
用する。Further, the second control means included in the control circuit (30) operates as follows. The gain of VCA32 decreases as the output voltage V2 is higher than the reference voltage Vs, and V2 decreases as V2 is lower than Vs.
CA32 gain increases. This VCA32 is a circuit through which the waveform signal of the input voltage in the first control means passes, and the gain thereof is a basic parameter of the first control means. That is, if the output voltage V2 is too high, the switching element
On-time of Q1 is shortened, and on the other hand, when it is too low, on-time is extended, which acts to bring the output voltage V2 closer to the reference voltage Vs.
《発明の効果》 以上詳細に説明したように、この発明に係る電源装置で
は、入力電流が交流入力電圧にほぼ追従して変化し、位
相差のないほぼ正弦波状になり、交流電源側から見た電
圧と電流の関係が抵抗負荷の場合とほぼ同様になる。従
って、従来のコンデンサ・インプット型整流回路のよう
に短時間に集中的に大きなパルス電流が流れることがな
く、回路素子の耐電流特性の面の制約が緩和されるとと
もに、交流電源ラインに様々な悪影響を及ぼすノイズを
低減することができる。<< Effects of the Invention >> As described in detail above, in the power supply device according to the present invention, the input current changes substantially in accordance with the AC input voltage and has a substantially sinusoidal shape with no phase difference. The relationship between the voltage and current is almost the same as in the case of resistive load. Therefore, unlike the conventional capacitor-input type rectifier circuit, a large pulse current does not flow intensively in a short time, the restrictions on the withstand current characteristics of the circuit elements are relaxed, and various AC power lines are connected. It is possible to reduce noise that has an adverse effect.
また、前記チョッパ回路の昇圧および降圧作用と、第２
の制御手段による出力電圧のフィードバック制御作用と
によって、交流入力の電圧が変動したり、あるいは電圧
ランクを変更した場合でも、出力電圧を一定に保つこと
ができる。その結果、まったく切り換えを必要とせず、
例えば交流100V電源から交流400V電源まで適合する電源
装置が容易に構成できるようになる。In addition, the step-up and step-down actions of the chopper circuit, and the second
Even if the voltage of the AC input fluctuates or the voltage rank is changed, the output voltage can be kept constant by the feedback control action of the output voltage by the control means. As a result, no switching is required,
For example, a power supply device compatible with 100 V AC power supply to 400 V AC power supply can be easily configured.
第１図は本発明の一実施例による電源装置の回路図、第
２図は第１図の回路の要部波形図、第３図は従来のコン
デンサ・インプット型の電源装置の回路図、第４図は第
３図の回路の要部波形図である。 10……整流回路 20……チョッパ回路 Q1……スイッチング素子 L1……インダクタ C1……コンデンサ D1……ダイオード 30……制御回路 31……PWM（パルス幅制御）回路 32……乗算器（VCA） 33……差動増幅器 34……電流検出回路（変流器） 35……誤差増幅器FIG. 1 is a circuit diagram of a power supply device according to an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a waveform diagram of essential parts of the circuit of FIG. 1, and FIG. 3 is a circuit diagram of a conventional capacitor input type power supply device. FIG. 4 is a waveform diagram of essential parts of the circuit of FIG. 10 …… Rectifier circuit 20 …… Chopper circuit Q1 …… Switching element L1 …… Inductor C1 …… Capacitor D1 …… Diode 30 …… Control circuit 31 …… PWM (pulse width control) circuit 32 …… Multiplier (VCA) 33 …… Differential amplifier 34 …… Current detection circuit (current transformer) 35 …… Error amplifier
Claims (1)
と制御回路（30）とを有する電源装置であって、 チョッパ回路（20）は、スイッチング素子（Q1）とイン
ダクタ（L1）とコンデンサ（C1）とダイオード（D1）と
を有し、スイッチング素子（Q1）が全波整流回路（10）
の一方の出力側に接続され、インダクタ（L1）がスイッ
チング素子（Q1）の出力側と全波整流回路（10）の他方
の出力側に接続され、コンデンサ（C1）が順方向に接続
されたダイオード（D1）を介してスイッチング素子（Q
1）の出力側と全波整流回路（10）の他方の出力側に接
続され、コンデンサ（C1）の両端から平滑された直流を
出力し、 制御回路（30）は、PWM回路（31）と乗算器（32）と差
動増幅器（33）と電流検出回路（34）と誤差増幅器（3
5）とを有し、誤差増幅器（35）がチョッパ回路（20）
の出力電圧（V2）と基準電圧（Vs）との誤差分を検出
し、電流検出回路（34）がインダクタ（L1）を流れる電
流（I1）の低周波成分を検出し、乗算器（32）が全波整
流回路（10）の出力電圧信号（V1）に誤差増幅器（35）
の出力信号を乗算し、差動増幅器（33）が乗算器（32）
の出力信号と電流検出回路（34）の出力信号との差分を
増幅し、PWM回路（31）がインダクタ（L1）を流れる電
流（I1）の波形が全波整流回路（10）の出力電圧（V1）
の波形に追従して変化するようにスイッチング素子（Q
1）を駆動するパルス幅制御された駆動信号を出力す
る、 電源装置。1. A full-wave rectifier circuit (10) and a chopper circuit (20).
A chopper circuit (20) includes a switching element (Q1), an inductor (L1), a capacitor (C1), a diode (D1), and a switching element (D1). Q1) is a full-wave rectifier circuit (10)
The inductor (L1) was connected to the output side of the switching element (Q1) and the other output side of the full-wave rectifier circuit (10), and the capacitor (C1) was connected in the forward direction. Switching element (Q
It is connected to the output side of 1) and the other output side of the full-wave rectifier circuit (10) and outputs smoothed DC from both ends of the capacitor (C1). The control circuit (30) is connected to the PWM circuit (31). Multiplier (32), differential amplifier (33), current detection circuit (34) and error amplifier (3
5) and the error amplifier (35) has a chopper circuit (20).
Error between output voltage (V2) and reference voltage (Vs) is detected, current detection circuit (34) detects low frequency component of current (I1) flowing through inductor (L1), and multiplier (32) Is an error amplifier (35) for the output voltage signal (V1) of the full-wave rectifier circuit (10)
Multiply the output signals of the differential amplifier (33) and the multiplier (32)
Of the output signal of the full-wave rectifier circuit (10) is amplified by amplifying the difference between the output signal of the current detection circuit (34) and the output signal of the current detection circuit (34). V1)
Of the switching element (Q
A power supply device that outputs a pulse-width-controlled drive signal that drives 1).
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