JPH0697973A - 無線受信機 - Google Patents
無線受信機Info
- Publication number
- JPH0697973A JPH0697973A JP24518692A JP24518692A JPH0697973A JP H0697973 A JPH0697973 A JP H0697973A JP 24518692 A JP24518692 A JP 24518692A JP 24518692 A JP24518692 A JP 24518692A JP H0697973 A JPH0697973 A JP H0697973A
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- equalizer
- detection circuit
- delay
- determination
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 伝搬路の遅延分散が小さく変動が激しいとき
でも優れた受信特性が得られるようにする。 【構成】 準同期検波回路３の出力を等化器６により波
形等化して信号判定を行うとともに、遅延検波回路７を
用いて信号判定を行い、あらかじめ定められた信号区
間、例えばバースト信号のトレーニング信号区間に対す
る信号判定誤差が小さい方を選択して動作させる。
でも優れた受信特性が得られるようにする。 【構成】 準同期検波回路３の出力を等化器６により波
形等化して信号判定を行うとともに、遅延検波回路７を
用いて信号判定を行い、あらかじめ定められた信号区
間、例えばバースト信号のトレーニング信号区間に対す
る信号判定誤差が小さい方を選択して動作させる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル変調された無
線通信に利用する。特に、符号間干渉による伝送特性劣
化を抑える技術に関する。本発明は移動無線通信の受信
機として利用するに適する。
線通信に利用する。特に、符号間干渉による伝送特性劣
化を抑える技術に関する。本発明は移動無線通信の受信
機として利用するに適する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル通信において、符号間干渉に
よる伝送特性劣化を抑える技術として等化器を用いるこ
とが知られており、効果的な等化器のひとつとして、最
尤系列推定（Maximum Likelihood Sequence Estimatio
n: ＭＬＳＥ）が知られている。この最尤系列推定で
は、可能性のある信号系列に対応した尤度を算出し、信
号判定ではその値が最も大きい信号系列を選択する。そ
こで、系列数を減らして演算量を抑えるために、状態推
定をビタビアルゴリズムで行うビタビ形等化器が知られ
ている。
よる伝送特性劣化を抑える技術として等化器を用いるこ
とが知られており、効果的な等化器のひとつとして、最
尤系列推定（Maximum Likelihood Sequence Estimatio
n: ＭＬＳＥ）が知られている。この最尤系列推定で
は、可能性のある信号系列に対応した尤度を算出し、信
号判定ではその値が最も大きい信号系列を選択する。そ
こで、系列数を減らして演算量を抑えるために、状態推
定をビタビアルゴリズムで行うビタビ形等化器が知られ
ている。
【０００３】等化器を用いた従来の受信機の構成例を図
３に示し、受信する信号の形式を図４に示す。
３に示し、受信する信号の形式を図４に示す。
【０００４】入力端子１には、中間周波数帯の受信信号
が入力される。この受信信号は、自動利得制御アンプ２
により検波に適したレベルに増幅され、準同期検波回路
３に入力される。準同期検波回路３は、入力信号のキャ
リア周波数に一致した局部発振周波数により直交同期検
波を行い、ベースバンド信号の同相成分と直交成分とを
出力する。この同相成分と直交成分とはそれぞれＡ／Ｄ
変換器４、５によりサンプリングされ、ディジタル信号
に変換される。このディジタル信号、すなわち準同期検
波信号サンプル値は、シンボル周期Ｔの変調波を含んで
おり、サンプリング周期はＴである。等化器６は、この
準同期検波信号サンプル値を入力とし、等化による信号
判定を行って判定信号を出力端子１０、１１に出力す
る。
が入力される。この受信信号は、自動利得制御アンプ２
により検波に適したレベルに増幅され、準同期検波回路
３に入力される。準同期検波回路３は、入力信号のキャ
リア周波数に一致した局部発振周波数により直交同期検
波を行い、ベースバンド信号の同相成分と直交成分とを
出力する。この同相成分と直交成分とはそれぞれＡ／Ｄ
変換器４、５によりサンプリングされ、ディジタル信号
に変換される。このディジタル信号、すなわち準同期検
波信号サンプル値は、シンボル周期Ｔの変調波を含んで
おり、サンプリング周期はＴである。等化器６は、この
準同期検波信号サンプル値を入力とし、等化による信号
判定を行って判定信号を出力端子１０、１１に出力す
る。
【０００５】この受信機は、バースト構成の信号を受信
する。個々のバーストにはトレーニング信号と呼ばれる
既知信号が設けられ、その後にデータ信号が続く。等化
器６は、このトレーニング信号を用いて初期化を行い、
データ信号区間において準同期検波信号サンプル値を等
化して信号判定を行う。
する。個々のバーストにはトレーニング信号と呼ばれる
既知信号が設けられ、その後にデータ信号が続く。等化
器６は、このトレーニング信号を用いて初期化を行い、
データ信号区間において準同期検波信号サンプル値を等
化して信号判定を行う。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、伝搬路の遅延
分散が変調波のシンボル周期Ｔに比べて小さく、伝搬路
変動が激しいときには、等化器による等化特性は大きく
劣化してしまう。
分散が変調波のシンボル周期Ｔに比べて小さく、伝搬路
変動が激しいときには、等化器による等化特性は大きく
劣化してしまう。
【０００７】本発明は、このような課題を解決し、伝搬
路の遅延分散が小さく変動が激しいときでも優れた受信
特性が得られる無線受信機を提供することを目的とす
る。
路の遅延分散が小さく変動が激しいときでも優れた受信
特性が得られる無線受信機を提供することを目的とす
る。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の無線受信機は、
ディジタル信号により変調された信号を検波してそのサ
ンプル値を出力する検波手段と、この検波手段の出力に
含まれる波形歪を等化して信号判定を行う等化器とを備
えた無線受信機において、検波手段の出力について遅延
検波により信号判定を行う遅延検波回路と、あらかじめ
定められた信号区間に対する等化器の信号判定誤差と遅
延検波回路の信号判定誤差とを比較してその一方の出力
を選択する選択手段とを備えたことを特徴とする。
ディジタル信号により変調された信号を検波してそのサ
ンプル値を出力する検波手段と、この検波手段の出力に
含まれる波形歪を等化して信号判定を行う等化器とを備
えた無線受信機において、検波手段の出力について遅延
検波により信号判定を行う遅延検波回路と、あらかじめ
定められた信号区間に対する等化器の信号判定誤差と遅
延検波回路の信号判定誤差とを比較してその一方の出力
を選択する選択手段とを備えたことを特徴とする。
【０００９】あらかじめ定められた信号区間が経過した
後には等化器と遅延検波回路との選択されなかった方の
動作を停止させる手段を含むことが望ましい。
後には等化器と遅延検波回路との選択されなかった方の
動作を停止させる手段を含むことが望ましい。
【００１０】受信信号がバースト信号の場合には、その
トレーニング信号を上記あらかじめ定められた信号区間
として利用する。
トレーニング信号を上記あらかじめ定められた信号区間
として利用する。
【００１１】送信側が搬送波周波数差を保ちながら同一
の情報で変調された複数の電波を送信する準同期送信を
行っている場合には、検波手段に、ディジタル信号によ
り変調された受信信号をその信号のキャリア周波数に一
致させた周波数により同期検波する準同期検波回路を含
むことがよい。
の情報で変調された複数の電波を送信する準同期送信を
行っている場合には、検波手段に、ディジタル信号によ
り変調された受信信号をその信号のキャリア周波数に一
致させた周波数により同期検波する準同期検波回路を含
むことがよい。
【００１２】選択手段は、信号判定誤差の二乗和を比較
して等化器と遅延検波回路とのいずれかを選択する構成
であることがよい。
して等化器と遅延検波回路とのいずれかを選択する構成
であることがよい。
【００１３】
【作用】上述したように、等化器は、伝搬路の遅延分散
が変調波のシンボル周期Ｔに比べて小さく伝搬路変動が
激しいときには、遅延検波回路よりも伝送特性が劣化す
る。加えて、遅延検波回路よりも回路規模が大きくな
り、消費電力が大きくなる。一方、遅延検波回路は、遅
延分散が大きくなると、大幅に伝送特性が劣化する。そ
こで、等化器と遅延検波回路との双方を設け、その信号
判定誤差が小さい回路を選択して動作するように制御す
る。
が変調波のシンボル周期Ｔに比べて小さく伝搬路変動が
激しいときには、遅延検波回路よりも伝送特性が劣化す
る。加えて、遅延検波回路よりも回路規模が大きくな
り、消費電力が大きくなる。一方、遅延検波回路は、遅
延分散が大きくなると、大幅に伝送特性が劣化する。そ
こで、等化器と遅延検波回路との双方を設け、その信号
判定誤差が小さい回路を選択して動作するように制御す
る。
【００１４】
【実施例】図１は本発明実施例の無線受信機を示すブロ
ック構成図である。
ック構成図である。
【００１５】この実施例は、入力端子１および自動利得
制御アンプ２を経由して入力されたディジタル信号によ
り変調された信号を検波してそのサンプル値を出力する
検波手段として準同期検波回路３およびＡ／Ｄ変換器
４、５を備え、このＡ／Ｄ変換器４、５の出力に含まれ
る波形歪を等化して信号判定を行う等化器６を備える。
制御アンプ２を経由して入力されたディジタル信号によ
り変調された信号を検波してそのサンプル値を出力する
検波手段として準同期検波回路３およびＡ／Ｄ変換器
４、５を備え、このＡ／Ｄ変換器４、５の出力に含まれ
る波形歪を等化して信号判定を行う等化器６を備える。
【００１６】ここで本実施例の特徴とするところは、Ａ
／Ｄ変換器４、５の出力について遅延検波により信号判
定を行う遅延検波回路７と、あらかじめ定められた信号
区間に対する等化器６の信号判定誤差と遅延検波回路７
の信号判定誤差とを比較してその一方の出力を選択する
選択手段として制御回路８および選択回路９とを備えた
ことにある。
／Ｄ変換器４、５の出力について遅延検波により信号判
定を行う遅延検波回路７と、あらかじめ定められた信号
区間に対する等化器６の信号判定誤差と遅延検波回路７
の信号判定誤差とを比較してその一方の出力を選択する
選択手段として制御回路８および選択回路９とを備えた
ことにある。
【００１７】入力端子１には、中間周波数帯の受信信号
が入力される。自動利得制御アンプ２はその受信信号を
検波に適したレベルに増幅する。準同期検波回路３は自
動利得制御アンプ２を通過した受信信号を準同期検波し
て、その同相成分および直交成分を出力する。Ａ／Ｄ変
換器４および５は、準同期検波信号をサンプリングし、
ディジタル信号に変換する。この準同期検波信号サンプ
ル値は、等化器６、遅延検波回路７および制御回路８に
入力される。等化器６は、等化による信号判定を行い、
第一の判定信号を出力する。また、遅延検波回路７は、
遅延検波による信号判定を行い、第二の判定信号を出力
する。制御回路８は、等化器６および遅延検波回路７の
うち伝送特性の良い方を選択して動作させる。選択回路
９は、第一または第二の判定信号を選択し、出力端子１
０、１１から出力する。
が入力される。自動利得制御アンプ２はその受信信号を
検波に適したレベルに増幅する。準同期検波回路３は自
動利得制御アンプ２を通過した受信信号を準同期検波し
て、その同相成分および直交成分を出力する。Ａ／Ｄ変
換器４および５は、準同期検波信号をサンプリングし、
ディジタル信号に変換する。この準同期検波信号サンプ
ル値は、等化器６、遅延検波回路７および制御回路８に
入力される。等化器６は、等化による信号判定を行い、
第一の判定信号を出力する。また、遅延検波回路７は、
遅延検波による信号判定を行い、第二の判定信号を出力
する。制御回路８は、等化器６および遅延検波回路７の
うち伝送特性の良い方を選択して動作させる。選択回路
９は、第一または第二の判定信号を選択し、出力端子１
０、１１から出力する。
【００１８】この無線受信機は、従来例と同様にバース
ト構成の信号を受信する。このバースト信号のトレーニ
ング信号により等化器６を初期化するとともに、等化器
６と遅延検波回路７の一方を選択する。トレーニング信
号に続くデータ信号区間では、等化器６と遅延検波回路
７の一方のみを動作させる。
ト構成の信号を受信する。このバースト信号のトレーニ
ング信号により等化器６を初期化するとともに、等化器
６と遅延検波回路７の一方を選択する。トレーニング信
号に続くデータ信号区間では、等化器６と遅延検波回路
７の一方のみを動作させる。
【００１９】ここで、等化器６としてビタビ等化器を使
用する場合を例に、制御回路８の動作を説明する。
用する場合を例に、制御回路８の動作を説明する。
【００２０】制御回路８は、ＢＥＲ(bit error ratio）
の理論式から求められる判定式に基づき、等化器６と遅
延検波回路７のうちＢＥＲ特性が良い方を選択する。こ
の判定式は、差動符号化ＱＰＳＫ変調の場合にはＤ＝γ
E −2.0 γD となり、Ｄが負のときには遅延検波回路７
を選択し、非負のときには等化器６を選択する。ここ
で、γE 、γD は、それぞれ等化器６と遅延検波回路７
のＥb ／Ｎ0 、すなわち〔１ビット当たりの信号のエネ
ルギ〕／〔１Ｈｚ当たりの雑音電力〕であり、除去でき
ない符号間干渉および伝搬路変動に対する追従誤差を雑
音成分として考慮することにより求める。
の理論式から求められる判定式に基づき、等化器６と遅
延検波回路７のうちＢＥＲ特性が良い方を選択する。こ
の判定式は、差動符号化ＱＰＳＫ変調の場合にはＤ＝γ
E −2.0 γD となり、Ｄが負のときには遅延検波回路７
を選択し、非負のときには等化器６を選択する。ここ
で、γE 、γD は、それぞれ等化器６と遅延検波回路７
のＥb ／Ｎ0 、すなわち〔１ビット当たりの信号のエネ
ルギ〕／〔１Ｈｚ当たりの雑音電力〕であり、除去でき
ない符号間干渉および伝搬路変動に対する追従誤差を雑
音成分として考慮することにより求める。
【００２１】ここで、γE 、γD を信号長ＮT シンボル
のトレーニング信号区間で近似的に求める方法について
説明する。雑音成分の電力が微量であると仮定すると、
判定式Ｄは、次の判定式Ｄ′に置き換えることができ
る。
のトレーニング信号区間で近似的に求める方法について
説明する。雑音成分の電力が微量であると仮定すると、
判定式Ｄは、次の判定式Ｄ′に置き換えることができ
る。
【００２２】
【数１】 ここで、サンプリング周期は変調波のシンボル周期Ｔで
ある。ｅE (k) は等化器６の信号判定誤差で、準同期検
波信号サンプル値とその推定値との差分である。ｅ
D (k) は遅延検波回路７の信号判定誤差であり、１Ｔ過
去の準同期検波信号サンプル値のキャリア移相を基準に
して信号判定するときの誤差信号である。これは符号間
干渉、伝搬路変動に対する追従誤差および雑音が二重に
見積もられており、その電力は求めるべき値の二倍とな
っている。
ある。ｅE (k) は等化器６の信号判定誤差で、準同期検
波信号サンプル値とその推定値との差分である。ｅ
D (k) は遅延検波回路７の信号判定誤差であり、１Ｔ過
去の準同期検波信号サンプル値のキャリア移相を基準に
して信号判定するときの誤差信号である。これは符号間
干渉、伝搬路変動に対する追従誤差および雑音が二重に
見積もられており、その電力は求めるべき値の二倍とな
っている。
【００２３】以上をまとめると、制御回路８は、判定式
Ｄ′に基づいた選択を行う。すなわち、制御回路８は、
トレーニング信号区間における信号判定誤差の二乗和を
等化器６と遅延検波回路７との双方について求め、信号
判定誤差の二乗和が小さい回路を選択して動作させる。
なお、ここではトレーニング信号区間における信号判定
誤差の二乗和を求めたが、データ信号区間でも同様のこ
とを行うことができる。
Ｄ′に基づいた選択を行う。すなわち、制御回路８は、
トレーニング信号区間における信号判定誤差の二乗和を
等化器６と遅延検波回路７との双方について求め、信号
判定誤差の二乗和が小さい回路を選択して動作させる。
なお、ここではトレーニング信号区間における信号判定
誤差の二乗和を求めたが、データ信号区間でも同様のこ
とを行うことができる。
【００２４】図２は遅延時間に対する平均誤り率の計算
機シミュレーション結果を示す。
機シミュレーション結果を示す。
【００２５】このシミュレーションでは、伝送速度を４
０ｋｂ／ｓ、変調方式はロールオフ０．５の差動符号化
ＱＰＳＫとした。伝送路は遅延時間τの二波レイリーモ
デルとし、Ｅb ／Ｎ0 ＝３０ｄＢ、最大ドップラ周波数
ｆD を８０Ｈｚとした。バースト信号の構成は、１０シ
ンボルのトレーニング信号に６４シンボルのデータ信号
が続くものとした。等化器はビタビ形等化器であり、伝
送路推定にＲＬＳアルゴリズムを用いる。なお、ＲＬＳ
アルゴリズムの忘却係数は０．８、ビタビアルゴリズム
の状態数は４とした。
０ｋｂ／ｓ、変調方式はロールオフ０．５の差動符号化
ＱＰＳＫとした。伝送路は遅延時間τの二波レイリーモ
デルとし、Ｅb ／Ｎ0 ＝３０ｄＢ、最大ドップラ周波数
ｆD を８０Ｈｚとした。バースト信号の構成は、１０シ
ンボルのトレーニング信号に６４シンボルのデータ信号
が続くものとした。等化器はビタビ形等化器であり、伝
送路推定にＲＬＳアルゴリズムを用いる。なお、ＲＬＳ
アルゴリズムの忘却係数は０．８、ビタビアルゴリズム
の状態数は４とした。
【００２６】図２に示したように、遅延時間が０．２Ｔ
以下では遅延検波の方が等化器よりも誤り率特性が優れ
ており、遅延検波回路と等化器とを選択して使用するこ
とにより誤り率特性が改善される。また、遅延検波回路
を適宜選択して等化器の動作を止めることにより、消費
電力を減らすことができる。
以下では遅延検波の方が等化器よりも誤り率特性が優れ
ており、遅延検波回路と等化器とを選択して使用するこ
とにより誤り率特性が改善される。また、遅延検波回路
を適宜選択して等化器の動作を止めることにより、消費
電力を減らすことができる。
【００２７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の無線受信
機は、伝搬環境に変動がある場合に、信号判定のための
等化器と遅延検波回路とをその伝搬状況により選択して
使用する。これにより、伝搬路の遅延分散が小さく変動
が激しいときでも、優れた伝送特性が得られる。さら
に、その場合には等化器の動作を停止することにより、
消費電力を減らすことができる。
機は、伝搬環境に変動がある場合に、信号判定のための
等化器と遅延検波回路とをその伝搬状況により選択して
使用する。これにより、伝搬路の遅延分散が小さく変動
が激しいときでも、優れた伝送特性が得られる。さら
に、その場合には等化器の動作を停止することにより、
消費電力を減らすことができる。
【図１】本発明実施例の無線受信装置を示すブロック構
成図。
成図。
【図２】遅延時間に対する平均誤り率の計算機シミュレ
ーション結果を示す図。
ーション結果を示す図。
【図３】従来例の無線受信装置を示すブロック構成図。
【図４】受信信号の形式を示す図。
１ 入力端子 ２ 自動利得制御アンプ ３ 準同期検波回路 ４、５ Ａ／Ｄ変換器 ６ 等化器 ７ 遅延検波回路 ８ 制御回路 ９ 選択回路 １０、１１ 出力端子
Claims (3)
- 【請求項１】 ディジタル信号により変調された信号を
検波してそのサンプル値を出力する検波手段と、 この検波手段の出力に含まれる波形歪を等化して信号判
定を行う等化器とを備えた無線受信機において、 上記検波手段の出力について遅延検波により信号判定を
行う遅延検波回路と、 あらかじめ定められた信号区間に対する上記等化器の信
号判定誤差と上記遅延検波回路の信号判定誤差とを比較
してその一方の出力を選択する選択手段とを備えたこと
を特徴とする無線受信機。 - 【請求項２】 上記選択手段は、上記あらかじめ定めら
れた信号区間が経過した後に上記等化器と上記遅延検波
回路との選択されなかった方の動作を停止させる手段を
含む請求項１記載の無線受信機。 - 【請求項３】 上記あらかじめ定められた信号区間は送
信側から送信されるトレーニング信号の区間である請求
項１または２記載の無線受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24518692A JPH0697973A (ja) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | 無線受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP24518692A JPH0697973A (ja) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | 無線受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0697973A true JPH0697973A (ja) | 1994-04-08 |
Family
ID=17129897
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP24518692A Pending JPH0697973A (ja) | 1992-09-14 | 1992-09-14 | 無線受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0697973A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5740204A (en) * | 1995-08-31 | 1998-04-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Digital radiocommuncation receiver |
| JP2009044571A (ja) * | 2007-08-10 | 2009-02-26 | Japan Radio Co Ltd | 無線受信機 |
| JP2009296072A (ja) * | 2008-06-02 | 2009-12-17 | Japan Radio Co Ltd | 無線受信機 |
-
1992
- 1992-09-14 JP JP24518692A patent/JPH0697973A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5740204A (en) * | 1995-08-31 | 1998-04-14 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Digital radiocommuncation receiver |
| JP2009044571A (ja) * | 2007-08-10 | 2009-02-26 | Japan Radio Co Ltd | 無線受信機 |
| JP2009296072A (ja) * | 2008-06-02 | 2009-12-17 | Japan Radio Co Ltd | 無線受信機 |
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