JPH0710080B2 - 増幅された聴音用電話機セット - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は、反ラーセン装置と、電話機ラインで受信ま
たは送信される信号の分離用回路と、マイクロホンと、
その出力が増幅された聴音用拡声器に接続される受信信
号用電力増幅器とを備え、前記反ラーセン装置が、遅延
スイッチを介して聴音または送信チャンネルのすくなく
とも１つの通路にすくなくとも１つの減衰器を予定期間
回路に挿入することを制御する、不安定性のスタートを
検出する回路からなる増幅された聴音用電話機セットに
関するものである。

この形の電話機セットは特許FR・Ｂ・第2,537,810号で
特に公知である。公知の電話機セットでは前記不安定性
のスタートを検出する回路は増幅器された聴音チャンネ
ルに置かれた減衰器の回路への挿入を“すべてかすべて
なし”の原理に基づいて制御する。減衰器の回路への挿
入を制御するため送信チャンネル（マイクロホン信号）
の信号レベル閾値の超過を使用するこの回路は、ラーセ
ン効果が発生し得る周波数に近い周波数の信号により感
度があり、反対にノイズやより低い周波数により感度が
低いようハイ・パスフィルタまたはバンド・パスフィル
タを具えている。

引用した文献によれば、使用者により観察される不安定
性のスタートが検出回路の反応遅延の期間不快なもので
ないよう、またこの装置のマイクロホンまわりのノイズ
に対する感度をより高い周波数に引上げるような方法
で、ラーセン効果が発生する周波数を上の方に変化させ
るのを可能とすることが装置に加えられるべきであるこ
とが別にまた提案されている。

たとえこの種の装置が送信端でノイズに応答する減衰器
の回路へのタイミングのよいスイッチングがなされない
リスクを削減したとしても、リスクはなお残存する。一
方実際上はハイ・パスまたはバンド・パスフィルタとし
て、低い減衰を有しその理由でそれらが挿入されるルー
プの不安定性を容易に引き起すフィルタの使用が優先的
になる。さらに、ラーセン効果が発生する周波数をわざ
わざ上の方へ変化させることは、マイクロホン近傍での
ノイズの影響に対して十分な免疫を提供せず、それは実
際上避け得られないフィルタや増幅器の直線性の欠如に
起因するノイズ信号の高調波が、また回路への減衰器の
望ましくないスイッチングのリスクを創り出すからであ
る。それ故にラーセン効果の現象のみに作用したり、マ
イクロホン近傍のノイズに全体として不感症であること
は反ラーセン装置にとり望ましい。

最后に公知の反ラーセン装置の実施例においては閾値比
較器に適用する目的でマイクロホンからの整流信号の組
込み時定数を考慮して実際上の妥協を採用する必要があ
る。実際１時的なノイズに対する回路の免疫は問題とす
る時定数が高い程よく、一方反対に対応する遅延中使用
者により観察される影響はそれが長続くほど好ましくな
い。

減衰器の制御が“すべてかすべてなし”の原理に基づく
電話機セットに関してこの文献は引用している。他の公
知の実施例はラーセン効果が持続する限り直列に回路に
次々スイッチされる例えば6dBの不連続な値の減衰器操
作の組を使用している。

先行技術の他の実施における提案の他の思想は、可変減
衰器、すなわち信号が聴音信号のレベルか送信信号のレ
ベルかまたはこれら両信号のレベルかから導出される装
置の比較的制御を使用するものである。しかし、この形
の技術はその原理と結合した特別な困難さと反ラーセン
装置に特有な不安定性を除去するため格斗（かなり努
力）する必要があるし、その時使用される手段は複雑で
従って経費がかゝる。

本発明の目的は前述の諸欠点を克服し、その構成要素も
しくはすくなくともそれらの主要部が容易にモノリシッ
ク回路に集積される簡単な経済的な解を提供するにあ
る。

この発明はその減衰制御信号が聴音と送信信号の組合わ
せから導出され、増幅に加うるにこれら信号の位相とこ
れら周波数成分に等しい周波数に感度のある反ラーセン
装置が、マイクロホン近傍のノイズに特に不感症である
という考え方に基づいている。

従って本発明に係る前文に規定された形の増幅された聴
音を備えた電話機セットは主として、その不安定性・検
出回路が、 その入力の１つが聴音拡声器に印加される信号を受信し
一方もう１つの入力が高利得増幅器による信号の増幅後
マイクロホンからの信号を受信する第１のアナログ増倍
回路と、 その２つの入力が前記第１のアナログ増倍回路の入力
と、それら入力の１つが移相回路を介して並列に連続さ
れ、この移相回路がラーセン効果の発生する周波数に近
い周波数で90°の位相変化を導入する第２のアナログ増
倍回路と、 ２つの入力の加算回路と、 その入力が前記第１のアナログ増倍回路の出力に接続さ
れ、その出力が絶対値変換器を介して加算回路の入力の
１つに接続される第１のロー・パスフィルタと、その入
力が前記第２のアナログ増倍回路の出力に接続され、そ
の出力が他の絶対値変換器を介して前記加算回路の他の
入力に接続される第２のロー・パスフィルタと、 前記加算回路からの出力を受信しその出力で前記遅延ス
イッチ用制御信号を伝達する閾値比較器とを具えたこと
を特徴とするものである。

この発明の利点は、その減衰制御信号が送信と聴音信号
の増倍から導出されるという事実と、ラーセン効果の存
在に著しい直流成分のみを生じる増倍とにある。信号の
増倍により発生する二重の周波数成分は、低い時定数の
みを要求し、先行技術の周波数よりはっきりと短かい従
って使用者にとり面倒の少ない本発明により示される反
ラーセン装置により介在遅延が得られるという利点を与
えるフィルタにより容易に排除される。

騒音と送信信号が90°だけ移相し、その場合直流成分が
第１の増倍回路で発生されない特別の場合は、第２の増
倍回路と、第２のロー・パスフィルタと、その関連する
加算回路と、その入力の１つでラーセン効果が発生する
周波数で約90°だけ移相した信号を受信するチェーンと
を具える相補性チェーンが存在する本発明により解決さ
れる。

ラーセン効果のある場合、マイクロホンからの増幅され
た信号がその増幅器への半分の電力供給電圧に近いピー
ク電圧で飽和され（増幅器がアースに対する唯１つの電
圧から供給されるなら）、または他の２つの電力供給電
圧の１つに近いピーク電圧で飽和され（対称的な二重の
電力供給の場合には）るのを確保するに十分な利得のあ
る増幅器は高利得増幅器により満足される。

減衰器を受信チャンネルか、その場合には好適にはハン
ドセットの受信器の信号と干渉しないようう増幅された
聴音チャンネルか、またはマイクロホンに接続された送
信チャンネルかに置くことが選択できるのは明らかであ
る。

またもし望むなら２つの減衰器の回路への接続、１つは
聴音チャンネルにもう１つは送信チャンネルへの接続の
ため検出回路からの制御信号を使用することは可能であ
る。

本発明実施の第１の形態によれば、電話機セットはま
た、前記遅延スイッチが異なった遅延時間を印加する手
段を組込み、必要なら前記減衰器がその値が秒の程度で
ある電話機呼び出しスタースから数えた第１期間用に回
路に挿入され、一方それまたはそれらが発生する時回路
への減衰器の次の挿入または複数の挿入が前記第１期間
より長い他の時間期間印加されることを特徴とする。

ラーセン効果発生に最も都合のよい條件は、増幅された
聴音拡声器にごく近い限りハンドセットが持上げられる
瞬間に創生されるから、実施態様のこの形態はその條件
がラーセン効果をましておこりそうもなくさせる時は、
呼び出しのスタートに関し急速に影響されることを新し
い実験で可能にする。

本発明は実施態様の第２の形態は、前記減衰器が反ラー
セン装置の制御に応答して引続き増大する順序に作用し
て挿入されるいくつかの不連続な減衰レベルを有し、一
方ラーセン効果消失後得られる減衰レベルはその後も維
持されることを特徴とする。

これが与える利点は作用が不連続な値によって得られる
けれどより前進的で、最後に得られる減衰の程度は必要
なレベルに近く唯１つのレベルを有する減衰器の場合に
許されねばならぬレベルより明らかにより高くない。こ
の動作の形態は勿論組合わされた利点をそれらから導出
することを第１に組合わされる。

本発明の実施態様の第３の形態は、送信と聴音チャンネ
ルの各々にすくなくとも１つの減衰器を使用し、前記チ
ャンネルの各々に交互にこれら減衰器の回路への挿入用
スイッチング素子を備え、そしてまた前記スイッチング
素子の制御用スピーチ・検出素子を備えたことを特徴と
するものである。

実施のこの形態は会話をする使用者はだれでも使用され
ない受信チャンネルにそれらの各々用になされる減衰器
の回路へのスイッチを不快に思わぬという利点がある。

以下添付図面を参照し実施例により本発明を詳細に説明
する。

第１図は本発明に係る電話機セット概略ブロック線図を
示す。ラインからの線はセットの端子１と２に接続され
る。セットはまたマイクロホン３、受話器４、増幅され
た聴音用拡声器５およびそれら機能の全体が一点鎖線で
囲まれた箱内に含まれるラーセン効果検出用回路６を具
えている。簡単化のため電話機セットの他の機能は第１
図でマークされたブロック７の中に集められ、ブロック
７は本質的に電話機ラインから受信またはへ送信する信
号の分離用回路と、増幅された聴音用拡声器５に接続さ
れる受信信号用電力増幅器と、必要なら一方で受話器４
に送信され他方でマイクロホン３から受信される信号用
付加増幅器と、そしてまた回路に挿入されラーセン効果
の抑圧に必要な減衰をさせる１つまたはそれ以上の減衰
器を制御する遅延スイッチを具えている。

不安定さのスタートはその出力で前記遅延スイッチを制
御する検出回路６によって検出される。検出回路６、遅
延スイッチと減衰器により形成される組立て部品は所謂
反ラーセン装置と呼ばれてきた所のものを構成する。検
出回路６は第１のアナログ増幅回路11を備え、その入力
の１つは端子12を介して拡声器５に印加される信号を受
信し、一方他の入力は高利得増幅器14を介して端子13に
接続されるマイクロホン３からの信号を受信する。

検出回路６はまた第２のアナログ増幅回路15を組合わさ
れ、その入力は第１の増倍回路11の入力と並行に接続さ
れ、一方ではそれら入力の１つに直接に他方では移相回
路16を介して他の入力に接続される。移相回路16はラー
セン効果が一般に発生する周波数に近い周波数で90°の
移相を導入する。電話機セットではラーセン効果は2.5
から3.5KHz間に置かれた周波数で最も発生し易いことが
知られており、これはマイクロホンの応答曲線とまたそ
の周波数範囲で最大となる関連した増幅器の応答曲線に
本質的に依存する。

同じ要素から構成される電話機セット系列に関しては少
なくともそれ故にラーセン効果がどの周波数で発生する
か比較的正確に知られている。

従ってその周波数90°に十分に近い値の位相回転を確保
する位相回路16を導入することは可能である。さらに位
相回転の精度は検出回路の動作にとってクリティカルで
はない。第１の増倍回路11その出力で第１ロー・パスフ
ィルタ18に入力に接続され、そのフィルタ18はその出力
で絶対値変換器19に印加される信号を伝達し、一方第２
の増倍回路15に出力は第２のロー・パスフィルタ20の入
力に接続され、そのフィルタ20の出力信号は他の絶対値
変換器21によって変換される。２つの絶対値変換器19と
21からの出力はその出力が閾値比較器24に取出される加
算回路23の入力に接続され、比較器24はその出力で遅延
スイッチ用制御信号を検出回路６の出力端子25から伝達
する。

検出回路６の動作は次の観点に基づいている。

まず、第１にラーセン効果が発生する時は、拡声器に印
加される信号がその増幅器の電力供給電圧により制限さ
れる高い値で飽和させられているということに注目せね
ばならぬ。他方ラーセン効果が存在するマイクロホンか
らの信号はまた高い信号レベルによって特徴づけられ、
そのレベル値はしかしながら１つの電話機セットから他
の電話機セットへと変化し状況に依存する。にもかかわ
らず、14のような非常に高利得の増幅器の手段で、マイ
クロホンからの信号は前記増幅器の電力供給電圧にのみ
依存する既知の値、特に一定値で飽和させられることが
できる。１つは拡声器５からもう１つはマイクロホン３
からそして増幅器14により増幅される２つの信号から、
これらの信号が固定の移相を有するある周波数を示す
時、一方ではラーセン信号の周波数の倍の周波数での単
一成分と、もう一方では増倍された２つの信号間で位相
差に依存する正、負または零である直流成分とがそれら
の積から得られる。

正またた負の直流成分の場合が第１に考慮される時は、
これは絶対値信号変換器19の手段で正のみとされ、２重
の周波数成分とロー・パスフィルタ18によって排除され
る。増倍の結果が値零の直流成分を発生する場合は増倍
回路11の入力に印加される２つの信号が互いに移相90°
である時に生じる。

第１図示の検出回路６で、この後者の場合は移相器16、
第２の増倍回路15、ロー・パスフィルタ20と絶対値変換
器21を具える回路分岐により排除される。事実第１の増
倍回路11の入力での信号が移相90°で、第２の増倍回路
15に供給される信号が同相または逆相の時、この場合に
は前記増倍回路15の出力で得られる結果は正または負の
値の直流成分を組合わされる。例えばもし２つの絶対値
変換回路19と21が正の信号を発生するなら、加算回路23
の手段で得られるそれらの和はすべての場合そしてすべ
ての正の移相値と正の直流信号に対して発生する。この
信号は次に閾値比較器24に印加され、比較器24はその出
力でその入力に印加される信号がラーセン効果の存在の
特徴である予定の閾値を越える時端子25で送信される制
御信号を伝達する。

検出回路６の利点の１つはラーセン効果が少なくとも短
期間発生する時、増倍回路11と15からの出力信号がそれ
ぞれその符号が固定れるD.C.成分を含み、それでロー・
パスフィルタ18と20で速やかに平均されそしてそれぞれ
絶対値変換器19と21で変換され、それらは閾値比較器14
の入力で特に短期間高い値のD.C.信号を発生するという
事実から導出される。一方その周波数スペクトルがこの
スペクトルに多少とも一様に分布している振幅について
広汎であると考えられ得るノイズの場合は、主としてラ
ーセン効果の原因となる音響カップリングがマイクロホ
ン３と拡声器５からの信号間にこの周波数スペクトルの
幅を大分越えて変化する位相差を導入するだろう。かく
て増倍回路11と15の出力で信号は一時的にその符号と振
幅が不規則に変化するD.C.成分を示す。これはロー・パ
スフィルタ18と20の効果に起因しこれら信号の平均がラ
ーセン効果の場合の対応する信号のレベルよりも著しく
低いレベルにあることを意味する。いいかえれば、検出
回路６は周囲のノイズに関係したラーセン効果の存在を
従来技術の装置よりもずっと効果的に目立たせることが
可能である。

本発明の他の利点はラーセン効果による不安定な信号を
ノイズから分離するため、従来技術のフィルタよりもよ
り高いカットオフ周波数を有するロー・パスフィルタ18
と20が使用され得るという事実である。この結果装置は
より短時間の応答ですむ。作業は実際には２つの成分を
分離し、その１つは直流で他の１つはもとの周波数の倍
の周波数である。その結果検出回路６は周囲のノイズと
の不所望な反応をより効果的にさけることを可能とし、
従来の技術の回路よりより速い応答を提供する。この遅
延応答は実際選択と反応時定数間の妥協には起因しな
い。この利点はラーセン効果を使用者にほとんど認知さ
れないような短時間に抑制することが可能で、それ故実
際にはほとんど問題がないということで重要である。

１例として、ロー・パスフィルタ18と20が200Hzのカッ
トオフ周波数に選択されると、検出回路６の反応時間は
ほとんど数ｍ秒程度であるといえる。3000Hz程度の周波
数では信号はこれら同じフィルタによりすくなくとも20
dB減衰できる。増倍回路11と15の１つの出力で3000Hzの
信号は実はこれら増倍回路の入力に印加される3000Hzの
半分の信号すなわち1500Hzに相当するといえる。この値
1500Hzはスピーチ信号が一般にその最大エネルギを有す
る周波数に比較的に近い。

ラーセン効果が最もしばしば発生する周波数である限
り、マイクロホンの応答曲線が300Hz以下と3400Hz以上
での著しい減衰のため提供する規定のパターンに固定さ
れるから、マイクロホンが圧倒的な影響を有するのはま
た注目すべきことである。

第１図の線図に関する説明に加うるに、図示されていな
い若干の変化をつけて説明をするのは有用である。

端子12または端子13に接続される回路の１つ、またはこ
れら両回路に同時に、ラーセン効果が発生する周波数範
囲よりより低い周波数範囲に位置する送信／受信信号の
存在で、加算回路23の出力で残りの信号をなおさら削減
するようハイ・パスフィルタを挿入することは事実可能
である。このハイ・パスフィルタとして例えばたゞ１個
の適当値のコンデンサを使用することは可能である。

第２図は周波数の函数としての電話機マイクロホンの応
答曲線の典型例を示す。応答の最大値はこの図で3KHzの
近傍に認められるだろう。その効果がマイクロホンのそ
れと組み合わされる拡声器に関しては、その応答曲線は
一般に複数共振に対応する周波数に関してふくらみを示
し、その１つは比較的低い周波数に位置しその他はかな
り高い周波数に分布している。これら応答曲線の組合せ
は標準装置ではほとんど広がってない周波数を示す最大
値を決める。それが移相回路16がラーセン効果が発生す
る周波数について、特に標準要素から作られるセットの
系列が関係する時、おおよそ90°の移動を与えるよう容
易に選択される理由である。もし望むならば、特別の電
話機セット用にそれをセットするよう調整可能な移相回
路を備えることもまた可能である。ほかの場合ラーセン
効果が発生する時、一方ではマイクロホン３により他方
では拡声器５により発生する信号間位相差は前以って知
られることはできず使用される特殊な環境（マイクロホ
ンと拡声器間距離、部屋の共鳴効果、反射物の接近など
…）に依存することが示される。マイクロホンと拡声器
信号間位相差の値に依存して加算回路23からの出力信号
は だけ変動することができるのが容易に観察される。

これらの変動は閾値比較器24にとり大きな欠点を構成す
るものではなく、ノイズに起因するレベル（今の場合低
く残るレベル）とラーセン効果の存在で発生する高い信
号レベルとの両者から離れたレベルに容易に調整される
ことができる。丁度90°ではない位相回転による付加的
な変動は弱いから左程やっかいではない。

第３図は例として第１図の位相回路16の如く使用され得
る移相回路の線図を示している。勿論他の公知の移相回
路もまた使用され得る。第３図の回路はそのエミッタが
抵抗R1に接続され一方そのコレクタが抵抗R2に接続され
るトランジスタＴのベースに接続される入力端子Ｅを示
している。トランジスタＴのコレクタはまた抵抗Ｒに接
続され、抵抗Ｒの他端は出力端子Ｓに接続され、一方ト
ランジスタＴのエミッタはコンデンサＣに接続され、コ
ンデンサＣの他端はまた出力端子Ｓに接続されている。
抵抗R1とR2は等しい値に選択される。簡単のため抵抗R1
とR2の値は抵抗Ｒの値との関係で小さい、出力ＳがＲと
の関係で非常に高い値のインピーダンスに接続されると
仮定する。この移相回路はそれ自体知られている。この
信号の周波数とまたＲとＣの値が次の関係 ２πFC＝（Ｒ＋R2）＝１ （１） を満足するとき、端子Ｅに印加される入力信号に関して
90°だけ移相した信号をその出力で伝達する。この回路
の基準周波数（すなわち関係（１）が満足される周波
数）に関して30％程度の周波数変化では、±20°以下に
なる位相回転の変化が導入されねばならぬことが容易に
計算される。かゝる変動は検出回路６の動作に著しい影
響を与えないことは明らかである。

本発明実施例のいくつかの特徴的形態を第４図を使用し
て以下に説明しよう。

第４図において第１図の他の機能を含む前記ブロック７
はより詳細に図示されているが、第１図の検出回路６は
それ自身示されていない。第１図のそれらに対応する第
４図の要素は同じ参照番号を付されている。ライン線に
接続される端子１と２は送信／受信分離回路30、すなわ
ち電力増幅器31へ受信信号を伝達する所謂“ハイブリッ
ド”に接続されている。増幅器31の出力でスイッチ33に
より制御される減衰器32が拡声器５への連接と直列に接
続されている。もし減衰器32が回路に接続されないと回
路は短絡する。スイッチ33は検出回路６（第１図）から
の制御信号を受取る端子25から順次制御される。

スイッチ33は１つまたは複数の予定の期間回路に減衰器
32を保持する遅延装置34の制御のもとに操作される。実
例として与えられる実施の簡単な形態として、遅延素子
34はクロックと連接する計数器により形成され得るか、
またはその機能はマイクロプロセッサをプログラムする
ことにより実行され得る。次にわかるように遅延素子34
はある場合には端子35からの零リセット制御を含んでい
てよく、端子35はハンドセットの持ちあげや呼び出しの
スタートを指示する特徴のある信号を受信する。

勿論電力増幅器31の出力で接続されているごとく第４図
示の減衰器32はまた図示されていない実施の形態として
分離器30と電力増幅器31の間に挿入されてもよい。

増幅された聴音チャンネルで減衰を実施する代りにまた
その減衰に付加的に、マイクロホン３と分離回路30の間
に挿入される減衰器42の手段で送信チャンネルに減衰を
提供することもまた可能である。その場合第４図に示さ
れたごとく、減衰器42は端子25から制御されるスイッチ
43とまた遅延素子34とにより順次回路に挿入される。

本発明の好適な実施態様においては、遅延スイッチ34は
遅延の異なった長さを印加する手段を組みこみ、それで
このスイッチは回路に減衰器32および／または42を、そ
の値が秒程度である呼び出しのスタートから計数する第
１の期間挿入し、一方それらが使用される場合減衰器32
および／または42の回路への挿入は前記第１の期間より
長い他の期間に印加される。この場合端子35からの遅延
素子零リセット信号が前述のように使用される。

減衰器32か減衰器42またはこれら減衰器の両者は、ラー
セン効果の消失後得られる減衰のレベルが秒よりもずっ
と長い時間遅延期間保持されるのに、反ラーセン装置の
制御に応じて回路に相継いで増加して挿入される減衰の
いくつかのレベルを都合よく有している。この場合減衰
器32,42の１つまたは他の１つはその時マルチ・チャン
ネルスイッチである関連するスイッチ33,43の手段で相
続いで挿入される抵抗の列で形成される。減衰抵抗の相
続ぐ挿入は例えば減衰の6dBのステップに配列される。

実施態様はこの態様の利点は第１にラーセン効果が消失
するまで減衰抵抗の回路に短時間の遅延で相続く挿入が
実行されることである。その後、時間遅延は都合よく秒
をずっと越える期間到達した情況を保持し、例えば呼び
出しのない間延期することができる。こゝで再びハンド
セットが持ち上げられる瞬間端子35を介して遅延素子34
が零にリセットされる。

すでに説明された前述の形態と望まれるごとく組合わさ
れてよい本発明の実施態様の他の形態では、これら減衰
器をチャンネルの各々の回路に交互に挿入するためのス
イッチング素子と、さらに前述スイッチング素子の制御
用スピーチ・検出素子50の使用とを伴って送信チャンネ
ルと聴音チャンネルの両者に少なくも１つの減衰器を使
用するように配置がなされる。スピーチ・検出素子50は
現在の技術ではすでに公知で、それ故こゝで説明する必
要はない。

第４図の線図でスピーチ・検出素子50は２つの入力信号
を受信し、１つはマイクロホン３からで、もう１つは受
話器４からである。これはその２つの出力スイッチ33と
43それぞれに印加される制御信号を伝達する。

かくてマイクロホン３からの信号が検出後受話器４から
の信号のレベルよりより大きな値の時は、それは減衰器
32とスイッチ33の手段で減衰される増幅された聴音チャ
ンネルであり、一方反対の場合は、それは減衰器32が短
縮される間スイッチ43により回路に挿入される減衰器42
である。これら減衰器の回路への挿入または回路からの
除去は端子25に存在する信号に依存する。

以下さらに第１図示回路６での変形をあらわすラーセン
効果検出回路を示す第５図を参照して説明を続ける。

ラーセン効果検出回路60への入口である端子12,13と25
は第１図と同じ方法で電話機セット他の回路に接続され
る。それは唯１つのアナログ増倍回路150を有してい
て、回路150の入力の１つは端子12を介して拡声器に印
加される信号を受信し、他の入力は端子13を介して高利
得増幅器14で増幅器された後マイクロホンからの信号を
受信する。

増倍回路150の入力の１つまたは他の１つで、対応する
信号は、例えば拡声器からの信号は、なにか必要な位相
補正のため移相回路160を介して印加される。

増倍回路150の出力は２つの対称な閾値を備えたトリッ
プ回路240の入力に印加される出力信号を伝達するロー
・パスフィルタ200に接続される。

最后にトリップ回路240はその出力で適切な信号減衰を
導入する遅延スイッチ（図示されず）を意図的に制御し
て端子25に送信される制御信号を提供する。

２つの信号入力を２つの対称な電圧閾値＋V₀および−V₀
と比較するトリップ回路240の使用は、増倍回路150の出
力でのD.C.成分の符号が未知なのでこゝでは必要であ
る。

符号は２つの交流信号間差から得られるのでマイクロホ
ン信号と同相または逆相である反局部信号にこの符号は
依存する。

検出回路60は、第１図示回路６に対して大いに簡単化さ
れているが、それでも同じ原理で動作し動作が目に見え
る程度に劣化することなく大抵の場合それと取替えるこ
とができる。

検出回路60の構成でなされる簡単化は次の観点に基づい
ている：拡声器からの音響信号がマイクロホンに到達
し、そこでかく形成されるループの利得が１より大きく
そしてループで発生する移相が零であるような信号をそ
こで発生する時ラーセン効果に起因する発振が発生す
る。実際拡声器とマイクロホン間距離が変化すると２つ
の情況のうちいずれかが起こる:1つは発振器周波数が移
相総和が零を維持するようマイクロホン−増幅器−拡声
器のチェーンの応答曲線での最大値の周波数のまわりに
わずか変化し、もう１つは増幅チェーンの応答曲線がも
しかなり著しい振幅最大値を示すなら音響距離の特別な
値で発振が発生する。

電気的原点（特に増幅器）に関する移相がラーセン発振
周波数で常に零ならば、増倍回路150の出力で零でない
直流成分を得るため160のような移相回路を使用する必
要はない。

実際のテストの大部分では電気的原点に関する移相は、
それらは零とは異なり得るが、ラーセン発振が発生する
周波数の制限された範囲内でほんのわずか変化するのが
観測される。

電気的原点に関する移相の総和をすくなくとも部分的に
補償し、そして増倍回路150の出力でDC成分に重要な
（零でない）信号を生じる移相値に、移相回路160が経
験に基づいて調整されてきた、第５図示の簡単な説明で
のラーセン効果検出回路を使用することは可能である。

環境に依存して検出回路60が低い位相変動に対して示す
感度は、トリップ回路240の入力に印加される閾値＋V₀
と−V₀の適切な選択により実際零に削減されることがで
きる。

言うまでもなく、第４図を参照して説明される本発明実
施態様の付加的形態は、第５図示検出回路60との組合わ
せでまた適用し得る。

本発明は実施例の手段でこゝに説明されてきたが、技術
的熟練者により容易に思いつく変化が可能であり、これ
らの変化はそれでも本発明の範囲にあることは理解され
よう。例えば聴音チャンネルまたは送信チャンネルに挿
入された特に抵抗の形態を取る減衰器が使用されてもよ
いことは指摘されてきた。この種の素子を説明するため
の減衰器の使用においては、勿論その１つまたは複数の
利得値が制御可能な等価の可変利得増幅器として選択す
ることが意図される。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明に係る電話機セットを略線図の形態で
示し、 第２図は、電話機セット用マイクロホンの応答曲線の典
型例を示し、 第３図は、本発明に係る電話機セットに使用され得る移
相回路の線図を示し、 第４図は、第１図に加うるに発明の実施のいくつかの形
態を導入する略線図を示し、 第５図は、第１図と関連して説明される回路上の変化に
よるラーセン効果検出用回路の略線図である。 1,2……端子、３……マイクロホン ４……受話器、５……拡声器 ６……ラーセン効果検出回路 ７……マークされたブロック 11,15……第１および第２の増倍回路 12,13,25……端子、14……高利得増幅器 16……移相回路 18,20……第１および第２のロー・パスフィルタ 19,21……絶対値変換回路 23……加算回路、24……閾値比較器 30……分離回路、31……電力増幅器 32,42……減衰器、33,43……スイッチ 34……遅延素子、35……端子 50……スピーチ・検出素子 60……ラーセン効果検出回路 150……増倍回路、160……移相回路 200……ロー・パスフィルタ 240……トリップ回路

Claims (9)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】反ラーセン装置と、電話機ラインで受信ま
   たは送信される信号の分離用回路と、マイクロホンと、
   その出力が増幅された聴音用拡声器に接続される受信信
   号用電力増幅器とを備え、前記反ラーセン装置が、遅延
   スイッチを介して聴音または送信チャンネルのすくなく
   とも１つの通路にすくなくとも１つの減衰器を予定期間
   回路に挿入することを制御する、不安定性のスタートを
   検出する回路によって形成される増幅された聴音用電話
   機セットにおいて、その不安定性・検出回路が、 その入力の１つが聴音拡声器に印加される信号を受信し
   一方もう１つの入力が高利得増幅器による信号の増幅後
   マイクロホンからの信号を受信する第１のアナログ増倍
   回路と、 その２つの入力が前記第１のアナログ増倍回路の入力と
   それら入力の１つが移相回路を介して並列に接続され、
   この移相回路がラーセン効果の発生する周波数に近い周
   波数で90°の移相を導入する第２のアナログ増倍回路
   と、 ２つの入力の加算回路と、 その入力が前記第１のアナログ増倍回路の出力に接続さ
   れ、その出力が絶対値変換器を介して加算回路の入力の
   １つに接続される第１のロー・パスフィルタと、その入
   力が前記第２のアナログ増倍回路の出力に接続され、そ
   の出力が他の絶対値変換器を介して前記加算回路の他の
   入力に接続される第２のロー・パスフィルタと、 前記加算回路からの出力を受信しその出力で前記遅延ス
   イッチ用制御信号を伝達する閾値比較器とを具えたこと
   を特徴とする増幅された聴音用電話機セット。
2. 【請求項２】前記遅延スイッチが異なった遅延時間を印
   加する手段が組合わされ、必要なら前記減衰器がその値
   が秒の程度である電話機呼び出しスタートから数えた第
   １期間用に回路に挿入され、一方それまたはそれらが発
   生する時回路への減衰器の次の挿入または複数の挿入が
   前記第１期間より長い時間期間印加されることを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の増幅された聴音用電話
   機セット。
3. 【請求項３】前記減衰器が反ラーセン装置からの命令に
   応答して引続き増大する順序に作用して挿入されるいく
   つかの不連続な減衰レベルを有し、一方ラーセン効果消
   失後得られる減衰レベルはその後も維持されることを特
   徴とする特許請求の範囲第１項または第２項記載の増幅
   された聴音用電話機セット。
4. 【請求項４】前記セットが送信と聴音チャンネルの各々
   にすくなくとも１つの減衰器を使用し、前記チャンネル
   の各々に交互にこれら減衰器の回路への挿入用スイッチ
   ング素子を備え、そして前記スイッチング素子の制御用
   スピーチ・検出素子を具えたことを特徴とする特許請求
   の範囲第１項から第３項いずれかに記載の増幅された聴
   音用電話機セット。
5. 【請求項５】反ラーセン装置と、電話機ラインで受信ま
   たは送信される信号の分離用回路と、マイクロホンと、
   その出力が増幅された聴音用拡声器に接続される受信信
   号用電力増幅器とを備え、前記反ラーセン装置が、遅延
   スイッチを介して聴音または送信チャンネルのすくなく
   とも１つの通路にすくなくとも１つの減衰器を予定期間
   回路に挿入することを制御する、不安定性のスタートを
   検出する回路によって形成される増幅された聴音用電話
   機セットにおいて、その不安定性・検出回路が、 その入力の１つが聴音拡声器に印加される信号を受信し
   一方もう１つの入力が高利得増幅器による信号の増幅後
   マイクロホンからの信号を受信するアナログ増倍回路
   と、 その入力が前記アナログ増倍回路の出力に接続されるロ
   ー・パスフィルタと、 それらの入力でロー・パスフィルタからの出力信号を受
   信しそれらの出力で前記遅延スイッチ用制御信号を伝達
   する２つの対称閾値を備えるトリップ回路とを具えるこ
   とを特徴とする増幅された聴音用電話機セット。
6. 【請求項６】前記アナログ増倍回路の２つの入力の１つ
   で、対応する信号がラーセン効果が発生する周波数範囲
   の実験的に決められた補償移相を導入する移相回路を介
   してそれに印加されることを特徴とする特許請求の範囲
   第５項記載の増幅された聴音用電話機セット。
7. 【請求項７】前記遅延スイッチが異なった遅延時間を印
   加する手段が組合わされ、必要なら前記減衰器がその値
   が秒の程度である電話機呼び出しスタートから数えた第
   １期間用に回路に挿入され、一方それまたはそれらが発
   生する時回路への減衰器の次の挿入または複数の挿入が
   前記第１期間より長い時間期間印加されることを特徴と
   する特許請求の範囲第５項または第６項記載の増幅され
   た聴音用電話機セット。
8. 【請求項８】前記減衰器が反ラーセン装置からの命令に
   応答して引続き増大する順序に作用して挿入されるいく
   つかの不連続な減衰レベルを有し、一方ラーセン効果消
   失後得られる減衰レベルはその後も維持されることを特
   徴とする特許請求の範囲第５項から第７項いずれかに記
   載の増幅された聴音用電話機セット。
9. 【請求項９】前記セットが送信と聴音チャンネルの各々
   にすくなくとも１つの減衰器を使用し、前記チャンネル
   の各々に交互にこれら減衰器の回路への挿入用スイッチ
   ング素子を備え、そして前記スイッチング素子の制御用
   スピーチ・検出素子を具えたことを特徴とする特許請求
   の範囲第５項から第８項いずれかに記載の増幅された聴
   音用電話機セット。