JPH07101636B2 - 電界発光デバイス駆動用低電圧電源電力インバータ及び低電圧直流電力を電界発光デバイス駆動用の交流電力に変換する方法 - Google Patents

電界発光デバイス駆動用低電圧電源電力インバータ及び低電圧直流電力を電界発光デバイス駆動用の交流電力に変換する方法

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JPH07101636B2
JPH07101636B2 JP61500335A JP50033586A JPH07101636B2 JP H07101636 B2 JPH07101636 B2 JP H07101636B2 JP 61500335 A JP61500335 A JP 61500335A JP 50033586 A JP50033586 A JP 50033586A JP H07101636 B2 JPH07101636 B2 JP H07101636B2
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Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、一般的には電界発光（EL）デバイス用電源に
関するものであり、特に、低電圧直流（DC）電源用の電
力インバータに関するもので、この装置は、EL容量性リ
アクタンスの変化がインバータの発振周波数を直接に変
化するような発振器共振回路の一部分としてのELデバイ
スを含む。発振周波数の変化はELキヤパシタンスの変化
を補正し、高光出力を維持する。
電界発光デバイスは、一般的に、誘電物質中と懸濁さ
れ、高電界により付勢されるけい光体の平面光放射原と
して構成される。
電界は、典型的に、平面誘電物質の各表面に配置され、
電圧源の反対極性に接続される平行導電平板により印加
される。一方の平板は光学的に透明または半透明である
ので、平面型デバイスの１面から光は脱出が可能であ
り、実質的に平面光源となる。
このような平面光源は、家庭用夜間光源や他の低照明用
としての用途を得ている。電気エネルギーの光エネルギ
ーへの変換の非能率、大きい容量性リアクタンス及び、
ELデバイスの老化（aged）にともなう光出力の変化のた
め、この光源は広く受け入れられていない。
一般的にELデバイスに加えられる電気エネルギーは、交
流（AC）電気エネルギーである。給電線電流からのELデ
バイスの給電は、ACエネルギー周波数を固定する。効率
を改善するため、加えられる電力の大部分がELデバイス
の抵抗構成部分に引き渡されるように、リアクタンス消
去インダクタ（inductor）も使用されている。ELデバイ
スの容量性リアクタンス及びインダクタより形成される
過度のＱ共振回路の共振点に近い周波数においてELデバ
イスにたいし電力を供給することによりELデバイス間の
電界が増加し、追加の効率が達成された。しかしなが
ら、老化とともにデバイス・キヤパシタンスが変化する
ため、共振回路の共振周波数は、加えられる電力周波数
より移動し、光出力はかなり減少する。
直流（DC）電源によりELデバイスを付勢するには、電力
インバータによりDC電力がAC電力に変換されることを必
要とする。電力インバータは既知であり、商業的に多く
の目的のため利用可能である。電力インバータは、DC電
力をAC（交流）デバイスの動作に都合のよい速度に切換
える。例えば60Hzに変換し、典型的にスイツチ（切換
え）または変換し、変換されたAC（交流）出力を与え
る。ELデバイスの効率を改善するため、この状態では、
電源周波数は可変とされ、ELデバイスのキヤパシタンス
に依存する。従来の実施例では、DCインバータの切換速
度（switching rate）は、ELデバイス・キヤパシタン
スの充電時間に依存する。他の実施例では、ELデバイス
により引き出された電流は検出され、電流を一定に保つ
ため制御信号が発生され、制御可能発振器の周波数を変
更した。
これらの方法はいづれも、電池により付勢される携帯用
製品にELデバイスの使用を可能にするような効率または
光出力の恒久性をもたらしていない。電池により付勢さ
れる携帯用製品は、電話ダイヤル又は、本発明の譲受人
に譲渡された米国特許第4,206,501号において直面する
ような他の表面を照明するようにELデバイスを使用でき
る。
本発明は、そのような照明目的に必要な効率及び不変性
を提供する。
発明の要約 したがつて、本発明の一つの目的は、電力インバータの
共振回路に固有容量性リアクタンスを利用することによ
り電界発光デバイスの効率を改善することである。
本発明の他の目的は、直接に電力インバータの動作周波
数を決定する電界発光デバイス・キヤパシタンス及びイ
ンダクタより形成される共振回路を利用することにより
電界発光デバイスからの光出力の不変性を改善すること
である。
本発明のさらに他の目的は、インバータ発振器の帰還の
一部であるサンプル信号に位相ひずみを生ぜずに共振回
路の電流をサンプルすることである。
本発明のさらに他の目的は、低電圧DC（直流）電力源
を、電界発光デバイスに効率よく光を発生させるに十分
な高電圧AC（交流）電力に変換可能にすることである。
これらの目的及び他の目的は、本発明により達成され
る。本発明は、低電圧DC電力を電界発光デバイスに適当
な高電圧AC電力に変換する電界発光デバイス用電力イン
バータである。スイツチング手段は、低電圧AC電力発生
のためのAC信号に応答し、低電圧DC電力の正極性及び負
極性の間を交互に切換える。この低電圧AC電力が、電界
発光デバイスを含む共振回路に接続されているので、高
電圧AC電力に増大される。共振回路は、電界発光デバイ
ス及び電界発光デバイスの虚数インピーダンス（リアク
タンス）を共役的に整合させるための手段を含む。共振
回路の電流はサンプルされ、低電圧DC電力の電圧の分数
に照合され、そのサンプル電流は、低電圧AC信号発生の
ため高電圧AC電力と同位相で帰還される。
図面の簡単な説明 第１図は、電界発光デバイス構造を簡略化した表示であ
る。第２図は、電界発光デバイスの電気モデルの概略図
である。第３図は、電界発光デバイスに電力を供給する
一つの普通の方法を図示する概略図である。
第４図は、電界発光デバイスが帰還回路の一部であり、
発振速度を決定する通常の弛緩発振器を図示する概略図
である。
第５図は、高電圧DC電力が電界発光デバイスのキヤパシ
タンス及び帰還変圧器インダクタンスにより決定される
発振周波数にて高電圧AC電力に変換される通常のスイツ
チング電力インバータ回路を図示する概略図である。
第６図は、低電圧DC電力が電界発光デバイスのキヤパシ
タタンス，共振インダクタにより決定され、かつ本発明
の使用により決定される発振周波数にて高電圧AC電力に
変換されるスイツチング電力インバータ回路を図示する
簡略化した概略図である。
第７図は、本発明を使用するインバータにより付勢され
る電界発光デバイスの時間に関する光出力を図示するグ
ラフである。
第８図は、本発明を使用し、低電圧DC電力の1/2を参照
した帰還信号により駆動される差動増幅器を利用する電
力インバータの概略図である。
第９図は、第８図の差動増幅器及びインバータ回路の詳
細概略図である。
好ましい実施例の詳細説明 電界発光デバイスは、キーボード及び他の大きい平面領
域に対する背面光（back light）として使用される場
合、他の光源よりもすごい空間的利点を与える。ELデバ
イス自体は、一般的に平面光放射源として構成されるた
めに、それは、本来“過熱点”（ランプ・フイラメント
及び他の点光源による照明の輝く領域）がない唯一の光
源である。
電界発光デバイスの構成は、第１図に図示される。ここ
では、大量の顕微鏡的静電けい光物質100が誘電物質102
の中に懸濁され、高電界によりエネルギーを加えられ
る。電界は、誘電物質102の両面上に配置された２つの
平行導電平板104と106の間に発生される。導電平板の１
つ、例えば平板104は光学的に透明または半透明である
から、けい光物質100により発生された光をデバイスか
ら脱出させる。
いくつかの重要な欠点が今まで、車載装置及び特に携帯
用装置での電界発光デバイスの使用をさまたげてきた。
電池付勢による装置の欠点は、電気より光エネルギーへ
の変換の非能率，電界発光デバイスの高いリアクテイブ
・インピーダンス及び、ELデバイス老化にともなう光出
力の劣化とともに、デバイスに要する高電圧値を包含す
る。
好ましい実施例の電界発光デバイスの１次給電は５ボル
ト電池である。実力インバータは、５ボルトDCを約150
ボルトACに変換するのに使用される。インバータと高リ
アクテイブ・インピーダンスの電界発光デバイスは、と
もにエネルギー変換の非能率に寄与する。
電界発光デバイスのリアクテイブ・インピーダンスの第
１近似は、第２図に図示される。この近似は、直列に配
置された抵抗201とキヤパシタンス203として表わされ
る。Indiana州WestfieldのBall Engineering Corp.よ
り入手できる0334/508−31Aのような50平方センチメー
トルの電界発光デバイスの典型的な値は、1000オームの
抵抗構成部分及び2500ピコフアラドの容量性構造部分で
あろう。抵抗201への有効な電力伝達を実現するには、
直列キヤパシタンス203を効率的に消去する共役型イン
ピーダンス整合が必要である。実際問題としては、これ
はインダクタを使用し、キヤパシタンスの同調を外すこ
とを意味する。しかしながら、共役型整合は他の問題を
生じ、この負荷（ロード）は周波数選択的であり、イン
ダクタとコンデンサ203の共振周波数において、電力は
有効に給送されるだけである。さらに、エージング効果
により電界発光デバイスのコンデンサ203のキヤパシタ
ンスに、30％から50％の変化がおきる。普通の回路で
は、キヤパシタンスの変化は、デバイスの共振周波数を
固定周波数励振より逸脱させる。そこで、光出力は、共
振周波数の変化とともに著しく低下する。
第３図の概略図には、普通の電界発光励振（駆動）回路
が図示される。固定インダクタ301は電界発光デバイス2
00と直列に配置され、前に説明したように、コンデンサ
203の容量性リアクタンスを相殺する。固定周波数発振
器303の電気エネルギーは、増幅器305による増幅のの
ち、まず第一に電界発光デバイス実構成部分201に加え
られ、光が発光される。
増幅器305の十分な利得と電圧逓昇（step−up）変圧器4
01により，弛緩発振器は、第４図の概略図に図示される
ように、つくられることが可能である。このような弛緩
発振器は、容量性リアクタンス203の力率に依存して発
振器のパルス繰返数を決定し、コンデンサ203の老化変
化を補償する。光出力効率は、より一定であるが、比較
的に低く保たれる。
より複雑な電界発光デバイス用電力インバータ発振器が
第５図に図示される。容量性リアクタンス203及び直列
インダクタ301は、発振器のタンク回路を形成するの
で、発振周波数はコンデンサ203のキヤパシタンス値に
直接依存する。タンク回路からの帰還は、直列インダク
タ301に誘導的に結合される巻線501により達成され、こ
れにより変圧器を形成する。トランジスタ増幅器503
は、２重出力位相反転変圧器505を駆動し、その変圧器
は、ついで、２相出力をスイツチング・トランジスタ50
7及び509に供給する。トランジスタ507は、発振信号の
正の半サイクルの間導通にされ、トランジスタ509は負
の半サイクルに導通にされる。かくして、電界発光デバ
イス200は、交互に、直列抵抗511を介し正電源電圧に接
続され、また直列抵抗513を介し接地に接続される。然
し、この回路に対する電源電圧の大きさは、それが、直
接電界発光デバイスを駆動せねばならないから、比較的
高圧でなければならない。
本発明の仕事（task）は、全容量が1/2立方インチ以下
の５ボルト電池からの約250ミリワツトの入力電力を有
する約３フート・ランベルトの照度を提供することであ
る。本発明を使用する回路の簡略化したブロツク図は、
第６図に図示される。巻数比が約1:10で低抵抗及び低磁
気損失を有することが望ましい電圧逓昇変圧器401は、
好ましい実施例に使用され、低電源電圧により動作を可
能にする。整合インダクタンス301及び変圧器401は、小
さな物理的サイズを実現するため、比較的に高い発振周
波数を指向する。しかし電界発光デバイス200は、低周
波数でより効率的である。
車載用デバイスまたは携帯用デバイスの主要機能と可聴
周波との干渉をさけるため、好ましい実施例では約3500
Hzの周波数にて動作させることが選択された。この周波
数では、電界発光デバイスの容量性リアクタンス203の
同調を外すため、小さいインダクタンス値を使用するこ
とができた。小さい値のインダクタンスは、少ない巻線
を要し、それにより、より小型サイズのインダクタ301
を可能にする。
インダクタ301及びキヤパシタンス203は、非常に制限さ
れた周波数の動作範囲でよい整合を与える比較的高いＱ
の同調回路を形成する。前に説明したように、キヤパシ
タンス203は電界発光デバイスの使用寿命のあいだに、5
0％程度変化するので、発振周波数又はインダクタンス
値のどちらかが、変化するキヤパシタンスを補償するよ
うに変化しなければならない。その最善の技術は、発振
器のタンク回路にインダクタ301及びキヤパシタンス203
を配置することによりコンデンサの老化（aging）とと
もに発振周波数を変化していることが照明されている。
帰還のために電界発光デバイスの両端から電圧サンプル
を、簡単に使用することはできないことに注目するの
は、重要である。その回路のこの点では、位相偏移（sh
ift）は、望ましい共振周波数において零でない。タン
ク回路は２次低域フイルタのようであるから、位相は90
度に近い。それゆえに、帰還サンプルは電界発光デバイ
ス200の両端から取出された時には、ACカツプリングに
よる漂遊位相偏移及び高利得は、より容易に発振にたい
する要求を満足させるので、共振よりもかなり低周波数
で発振が起きる。
帰還問題の解決は、第６図の抵抗601により図示される
ように低い値の直列抵抗を具える電界発光デバイス200
で電流をサンプルすることである。この帰還点は、零位
相偏移であり、また、共振周波数における最大サンプル
電圧である。動作周波数はキヤパシタンス203及びイン
ダクタンス301に決定されるので、電界発光デバイス200
は常に共振で動作する。共振では電界発光デバイスは最
大光出力を発生し、好ましい実施例ではこれは、初期タ
ーンオンで、ワツトあたり約17フート・ランベルトであ
る。好ましい実施例において、光出力一時間変化特性
は、第７図に示される。
再び第６図を参照するに、増幅器603及び相補対称形出
力ドライバ・トランジスタ（609及び607）段は、一貫し
た出力インピーダンスの不足及び変圧器401の１次側の
直流の必要条件のため（それは、付加的磁束密度を発生
し、既に臨界的変圧器応用に重大な負担を起している）
のために捨てられているシングル・エンド・エミツタ接
地構成から発展した。Ｂ級相補形対称位相（topology）
が使用された。その理由は、その固有の性質により、変
圧器401のDC（直流）をさまたげるようにDC阻止コンデ
ンサ605の使用が可能で、両デバイスを直ちにオンさせ
ることによりエネルギーを浪費せず、２重出力位相反転
変圧器を必要とせず、そこで、単一方形波で駆動され得
るからである。普通のＢ級位相にたいする１つの障害
は、電源線路及び接地線路に対し約0.8ボルトよりも接
近した出力を揺動させることができないことから生ずる
損失である。若し、高給電電圧が使用されるとしたら、
これは問題ではないであろうが、好ましい実施例の電源
電圧は５ボルトであるから、利用可能電力の25％以上が
出力デバイスで浪費されるであろう。好ましい実施例の
構成では、相補形対のエミツタ接地接続のスイツチング
・デバイス（complementary pair of common emitt
er connected switching devices）は、第６図のトラ
ンジスタ607及び609として図示される。この構成はＢ級
位相の電力損失約12％に改善するが、分離した非オーバ
ラツプ・ベース駆動信号の必要を生ずる。
非オーバラツプ・ベース駆動信号を得るため、異なるト
ランジスタ極性の２重差動増幅器が帰還信号に接続さ
れ、第８図に図示されるように正移行及び負移行の発振
信号の偏りを増幅するのに使用される。NPN差動増幅器8
01は発振信号の正移行の偏りを増幅し、増幅信号をトラ
ンジスタ609に接続し、このトランジスタ609は、飽和
し、DC阻止コンデンサ605をVCE（SAT）以下の接地電位
に引きよせる。PNP差動増幅器803は、発振帰還信号の負
移行の偏りを増幅し、トランジスタ607を飽和するの
で、コンデンサ605は電源電圧（VCE（SAT）以下）に押
しやられる。差動増幅器801及び803は、少し異なる入力
オフセツトを有し、これが増幅特性曲線に“不感帯”を
作り、かくして非オーバラツプ出力波形を保証する。
ドライバ・トランジスタ607及び609の出力は、コンデン
サ605を介し変圧器401に接続され、好ましい実施例で
は、変圧器401は、10マイクロフアラド又は、他の大き
いキヤパシタンス値であり、著しい位相偏移は、なに
も、変圧器401に結合される信号には導入されない。
最終の電界発光デバイス明るさ（及び電力消費）は、変
圧器の巻線比により決定されるが、最高の効率は、鉄
損，銅損及びサイズの妥協（tradeoff）である。小さな
サイズはあらかじめ決められるから、前記妥協は磁心材
料と絶対巻線数との間にあり、少ない巻線数では高磁束
密度（及び鉄損）となり、大きい巻線数では巻線の高抵
抗損失となる。好ましい実施例での変圧器401の設計
は、透磁率3000の“F"材料で作られる3/8吋直径の磁心
であつた。１次巻線は、33番ゲージワイヤで96ターンで
あり、２次巻線は41番ゲージワイヤで800ターンであつ
た。
同様な妥協はインダクタ301にたいしてもなされた。好
ましい実施例では透磁率300の環状多重パーマロイ磁心
が使用される。また44番ゲージワイヤがこの磁心に1550
ターン巻かれ、400ミリヘンリーのインダクタンスとな
つている。
抵抗601の両端に発生される帰還信号は、差動増幅器801
及び803の入力に加えられる。追加のレベルシフト回路
または帰還変圧器を加えるのを避けるため、DC基準電圧
は電源電圧の1/2にとられる。そこで、抵抗601及び変圧
器401の２次側は、第８図の点805に図示されるように、
電源電圧の略1/2である電圧基準にもどされる。
1/2電源電圧基準の理由は第９図において明らかにな
る。第９図は、少なくとも回路の一部分が集積回路とし
て実現されるのに適した電界発光デバイス電力インバー
タの概略図である。NPN差動増幅器801のトランジスタ90
1及び902へのバイアスは、1/2電源電圧基準により発生
される。同様にPNP差動増幅器803のトランジスタ903及
び904へのバイアスは1/2電源基準により発生される。1/
2電源電圧における電圧基準は、好ましい実施例では、
バイポーラ技術を利用するように図示されているが、CM
OSのような差動増幅器を実現する他の方法は、1/2電源
以外の分数電源電圧基準を必要とするかもしれない。分
数電源基準を使用する主な目的は、位相偏移をもたらす
DC阻止接合コンデンサを避けることである。電界発光デ
バイス200のタンク回路の発信信号により、サンプリン
グ抵抗601の両端に発生される電圧差は、1/2電源電圧バ
イアスと実質的に直列にあるトランジスタ901及び903の
ベースに接続される。抵抗601からの帰還電圧は、トラ
ンジスタ902及び904には接続されない。すでに前に説明
したように、正の発振信号の偏りは差動増幅器801によ
り増幅され、負移行の偏りは差動増幅器803により増幅
される。差動増幅器801及び803の出力は、内部結合トラ
ンジスタ905及び907を介しそれぞれ、スイツチング・ト
ランジスタ609及び607に接続される。このように発振帰
還ループは完成される。
そこで要約すれば、低電圧DC電源からの電界発光デバイ
スにより長期間にわたり、有効に高光出力を発生できる
電界発光デバイスの電力インバータが図示され説明され
た。これは、電力インバータ発振器の周波数決定タンク
回路に、高容量性電界発光デバイス及び共振インダクタ
を配置することにより完成される。インバータ・スイツ
チング・トランジスタにより発生された低電圧AC電力
は、変圧器により昇圧されるので、電界発光デバイスに
必要な高電圧が発生される。電界発光デバイスのキヤパ
シタンスが変化する場合、インバータの発振周波も変わ
るので、それによりタンク回路の共振を維持する。タン
ク回路からの帰還はサンプリング抵抗両端の高電圧ACと
同位相で発生され、1/2DC電源電圧に照合される。帰還
信号は、増幅され、非オーバラツピングの正及び負の偏
りとして発振周波数においてＢ級エミツタ接地相補形対
スイツチ・トランジスタ配置に加えられる。これらのス
イツチ・トランジスタは電源からのDCを低電圧AC電力に
変換し、それにより発振器の帰還ループを完成する。従
つて、本発明の特定の実施例が説明され図示されたが、
当業技術者により多くの変更がなされる可能性があるか
ら、本発明はこの実施例と限定されないことが理解され
るべきである。それ故に、ここに開示され、請求された
基本原理の範囲内にある真の精神及び範囲を逸脱しない
多くの変形、変更は本発明に包含されることが意図され
ている。
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭52−147089（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−22585（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−26096（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−8779（ＪＰ，Ａ) 特開 昭54−25426（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−245496（ＪＰ，Ａ) 実開 昭62−7197（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭58−179793（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭60−174194（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭61−38894（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭51−86687（ＪＰ，Ｕ) 特公 昭57−18680（ＪＰ，Ｂ２) 特表 昭58−501348（ＪＰ，Ａ) 米国特許4259614（ＵＳ，Ａ)

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】実数成分及び虚数成分のインピーダンスを
    有する電界発光デバイスに特に適した電力インバータに
    して、該インバータは、 交流信号に応答し、低電圧直流電力の正極性と負極性の
    間で交互に切換えることによって低電圧直流電力を交流
    電力に変換する手段、 電界発光デバイスのインピーダンスの虚数成分を共役的
    に整合し、共振回路をつくる手段、を具備し、 前記低電圧交流電力を高電圧交流電力の大きさに増大
    し、該高電圧交流電力を前記共振回路に結合される手
    段、 低電圧直流電力の電圧量の分数に結合され、前記共振回
    路の電流をサンプリングし、前記高圧交流電力と同位相
    の帰還信号を発生する手段、 前記帰還信号に応答し、前記共振回路により決定される
    周波数の交流信号を発生する手段、 を具える電界発光デバイス駆動用低電圧電源電力インバ
    ータ。
  2. 【請求項２】前記低電圧交流電力の電圧を増大し前記共
    振回路に結合する手段は、変圧器である前記請求の範囲
    第１項記載の電界発光デバイス駆動用低電圧電源電力イ
    ンバータ。
  3. 【請求項３】前記交流信号を発生する手段は、更に、低
    電圧直流電力の正極性及び負極性の間で交互に切換える
    前記手段に結合された前記帰還信号用増幅器、を具える
    前記請求の範囲第１項記載の電界発光デバイス駆動用低
    電圧電源電力インバータ。
  4. 【請求項４】前記増幅器は、更に、少なくとも１対の差
    動的に結合されたトランジスタを具える前記請求の範囲
    第３項記載の電界発光デバイス駆動用低電圧電源電力イ
    ンバータ。
  5. 【請求項５】前記共振回路の電流をサンプリングし、帰
    還信号を発生する前記手段は抵抗である前記請求の範囲
    第１項記載の電界発光デバイス駆動用低電圧電源電力イ
    ンバータ。
  6. 【請求項６】実数成分及び虚数成分のインピーダンスを
    有し、電界発光デバイスの虚数成分に共役的に整合し、
    それにより共振回路をつくるインダクタ、低電圧直流電
    力を高電圧交流電圧に変換する電力インバータを具える
    電界発光デバイス用電力インバータにして、共振回路に
    結合され、本質的には低電圧直流電力の電圧量の1/2に
    結合され、共振回路の電流をサンプルし、同相の帰還信
    号を発生する抵抗、 前記帰還信号の大きさを増大する増幅器、 前記増幅器に結合され、前記増幅された信号を利用し、
    低電圧直流電力の正極性と負極性の間で切換えを制御
    し、低電圧交流電力を発生する少なくとも２個の相補型
    極性のトランジスタ、 前記相補型極性のトランジスタに結合され、低電圧交流
    電力を高電圧交流電力に昇圧し、前記高電圧交流電力を
    前記共振回路に結合し、それにより該共振回路により決
    定される発振周波数を有する発振ループを完成する変圧
    器、 を具備することを特徴とする電界発光デバイス駆動用低
    電圧電源電力インバータ。
  7. 【請求項７】前記相補型極性トランジスタは、コレクタ
    からコレクタへ接続され、少なくとも１個のエミツタ
    は、低電圧直流電力の正極性に接続され、少なくとも１
    個のエミツタは、低電圧直流電力の負極性に接続され、
    それにより、前記発生された低電圧交流電力のピーク対
    ピーク電圧は、相補型極性トランジスタのコレクタ−エ
    ミツタ飽和電圧和に等しい量だけ、低電圧直流電力の電
    圧より低い、前記請求の範囲第６項記載の電界発光デバ
    イス駆動用低電圧電源電力インバータ。
  8. 【請求項８】前記増幅器は、更に、少なくとも１対の差
    動的に結合されたトランジスタを具える前記請求の範囲
    第６項記載の電界発光デバイス駆動用低電圧電源電力イ
    ンバータ。
  9. 【請求項９】低電圧直流電力を、電界発光デバイス駆動
    用の高電圧交流電力に変換する方法にして、低電圧直流
    電力の正極性と負極性の間で交互に切換え、交流信号に
    応答して低電圧交流電力を発生する段階、 電界発光デバイスのインピーダンスの虚数成分を共役的
    に整合し、共振回路をつくる段階、 前記低電圧交流電力の大きさを高電圧に増大する段階、 前記高電圧交流電力を前記共振回路に結合する段階、 前記共振回路の電流をサンプリングし、前記高電圧交流
    電力と同相で、前記低電圧直流電力の電圧量の分数に関
    する帰還信号を発生する段階、 前記共振回路により決定される周波数で、前記帰還信号
    に応答する、交流信号を発生する段階、 を具える低電圧直流電力を電界発光デバイス駆動用の交
    流電力に変換する方法。
  10. 【請求項１０】低電圧直流電力を、発振を発生すること
    により電界発光デバイス駆動用高電圧交流電力に変換す
    る方法にして、 電界発光デバイスの虚数部インピーダンス成分を共役的
    に整合し、共振回路をつくり発振周波数を決定する段
    階、 前記共振回路の電流をサンプリングし、前記高電圧交流
    電力と同相で、低電圧直流電力の電圧量の実質的に1/2
    に関する帰還信号を発生する段階、 前記帰還信号の大きさを増幅する段階、 低電圧直流電力の正極性と負極性の間で交互に切換え、
    前記増幅された帰還信号に応答して低電圧交流電力を発
    生する段階、 前記低電圧交流電力を高電圧交流電力に増大する段階、 前記高電圧交流電力を前記共振回路に結合し、それによ
    り発振ループを完成する段階、 を具える低電圧直流電力を電界発光デバイス駆動用の交
    流電力に変換する方法。
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