JPH0710184B2 - インバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タ装置Info
- Publication number
- JPH0710184B2 JPH0710184B2 JP61296086A JP29608686A JPH0710184B2 JP H0710184 B2 JPH0710184 B2 JP H0710184B2 JP 61296086 A JP61296086 A JP 61296086A JP 29608686 A JP29608686 A JP 29608686A JP H0710184 B2 JPH0710184 B2 JP H0710184B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- voltage
- transformer
- output
- output voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は直流を交流に変換するインバータ装置に係り、
特にインバータ出力側の変圧器の直流偏磁を防止できる
インバータ装置に関する。
特にインバータ出力側の変圧器の直流偏磁を防止できる
インバータ装置に関する。
（従来の技術） 第４図にスイッチング素子としてゲートターンオフサイ
リスタ（以下GTOと記す）を使用した従来のインバータ
装置の一例を示す。第４図において、１は直流電源、2G
U〜2GYはGTO、2DU〜2DYはフィードバックダイオード、2
U〜2YはそれぞれGTO 2GU〜2GYにゲート信号を増幅して
与えるゲート回路、３はインバータ変圧器、４は負荷、
10はGTO 2GU〜2GXのゲート回路2U〜2Yに所定のゲート
信号を与えるゲート制御回路である。20はインバータ出
力電流を検出する分流器、23は絶縁増幅器である。
リスタ（以下GTOと記す）を使用した従来のインバータ
装置の一例を示す。第４図において、１は直流電源、2G
U〜2GYはGTO、2DU〜2DYはフィードバックダイオード、2
U〜2YはそれぞれGTO 2GU〜2GYにゲート信号を増幅して
与えるゲート回路、３はインバータ変圧器、４は負荷、
10はGTO 2GU〜2GXのゲート回路2U〜2Yに所定のゲート
信号を与えるゲート制御回路である。20はインバータ出
力電流を検出する分流器、23は絶縁増幅器である。
第５図は第４図のインバータ装置の動作を説明するため
のタイムチャートである。第５図において2GU−Ｖ〜2GY
−ＶはそれぞれGTO 2GU〜2GYのアノード、カソード間
の電圧波形を表わしている。V1はインバータ出力電圧波
形を表わしている。第５図の斜線部はGTO 2Uだけが特
にターンオンが遅い場合の電圧欠損分を表わしている。
インバータ出力の正側と負側とでは電圧波高値は直流電
源の電圧値に等しいから各々のGTOのスイッチング時間
に差があると、第５図に示したようにインバータ出力の
正側と負側とで電圧時間積に差が生じる。その結果第４
図の場合ではインバータ変圧器３の１次巻線に第４図に
図示した向きに直流電流Ｉが流れインバータ変圧器３は
直流偏磁されることになる。
のタイムチャートである。第５図において2GU−Ｖ〜2GY
−ＶはそれぞれGTO 2GU〜2GYのアノード、カソード間
の電圧波形を表わしている。V1はインバータ出力電圧波
形を表わしている。第５図の斜線部はGTO 2Uだけが特
にターンオンが遅い場合の電圧欠損分を表わしている。
インバータ出力の正側と負側とでは電圧波高値は直流電
源の電圧値に等しいから各々のGTOのスイッチング時間
に差があると、第５図に示したようにインバータ出力の
正側と負側とで電圧時間積に差が生じる。その結果第４
図の場合ではインバータ変圧器３の１次巻線に第４図に
図示した向きに直流電流Ｉが流れインバータ変圧器３は
直流偏磁されることになる。
そこで、従来はインバータ変圧器３の１次側に分流器３
を設け、前記直流電流を検出し分流器３の検出電圧を絶
縁増幅器23にて絶縁かつ増幅してゲート制御回路10に与
え、該検出信号によりインバータの正出力及び負出力の
電圧時間積が等しくなるように制御し、インバータ変圧
器３の直流偏磁を防止するようにしている。
を設け、前記直流電流を検出し分流器３の検出電圧を絶
縁増幅器23にて絶縁かつ増幅してゲート制御回路10に与
え、該検出信号によりインバータの正出力及び負出力の
電圧時間積が等しくなるように制御し、インバータ変圧
器３の直流偏磁を防止するようにしている。
（発明が解決しようとする問題点） 一般に、変圧器の巻線に直流電流が流れると変圧器の鉄
心は直流偏磁を受ける。変圧器の鉄心はその磁束密度と
その断面積との積により飽和磁束が決まり、変圧器の鉄
心が直流偏磁を受けた場合、鉄心には直流電流による磁
束及び交流電圧による磁束が重なるため、巻線に流れる
直流電流が大きければ大きいほど鉄心は飽和しやすくな
る。そこで鉄心を飽和しにくくするためには、鉄心の断
面積を大きくして磁束密度を下げることになるが、同じ
鉄心材料の場合磁束密度を下げれば下げるほど変圧器が
大形化する。
心は直流偏磁を受ける。変圧器の鉄心はその磁束密度と
その断面積との積により飽和磁束が決まり、変圧器の鉄
心が直流偏磁を受けた場合、鉄心には直流電流による磁
束及び交流電圧による磁束が重なるため、巻線に流れる
直流電流が大きければ大きいほど鉄心は飽和しやすくな
る。そこで鉄心を飽和しにくくするためには、鉄心の断
面積を大きくして磁束密度を下げることになるが、同じ
鉄心材料の場合磁束密度を下げれば下げるほど変圧器が
大形化する。
一方、通常の変圧器では定格電流の数パーセントの直流
電流が巻線に流れると鉄心は飽和することが知られてい
る。従って、第４図においてインバータ変圧器３を飽和
させないためには、直流電流１をインバタ変圧器３の定
格１次電流の数パーセント以下になるようインバータの
正出力又は負出力電圧の電圧時間積を制御する必要があ
る。例えば分流器20の定格２次出力電圧が50mVでインバ
ータ変圧器３を飽和させる直流電流を定格電流の２％と
すると分流器３の２次出力電圧は 50mV×0.02＝1mV となる。インバータ装置が高圧、大容量化すると、装置
内部で発生する磁界や電界の強度が大となるため、分流
器３の２次出力電圧が1mV程度の場合、装置内部の磁界
や電界の影響を受けやすく、インバータトランス３の１
次側に流れる直流電流を正確に検出できず直流偏磁の防
止制御も正常に行うことは困難となる。
電流が巻線に流れると鉄心は飽和することが知られてい
る。従って、第４図においてインバータ変圧器３を飽和
させないためには、直流電流１をインバタ変圧器３の定
格１次電流の数パーセント以下になるようインバータの
正出力又は負出力電圧の電圧時間積を制御する必要があ
る。例えば分流器20の定格２次出力電圧が50mVでインバ
ータ変圧器３を飽和させる直流電流を定格電流の２％と
すると分流器３の２次出力電圧は 50mV×0.02＝1mV となる。インバータ装置が高圧、大容量化すると、装置
内部で発生する磁界や電界の強度が大となるため、分流
器３の２次出力電圧が1mV程度の場合、装置内部の磁界
や電界の影響を受けやすく、インバータトランス３の１
次側に流れる直流電流を正確に検出できず直流偏磁の防
止制御も正常に行うことは困難となる。
そこで、第４図に示す従来の方法では分流器20と絶縁増
幅器23の間の電線として同軸ケーブルを使用したり、さ
らに該同軸ケーブルを電線管に収納したりなどのシール
ド処理を施しているが、該シールド処理を施すと、組立
の作業性が悪化しかつコストアップにもなる。また、前
述したように分流器20の検出電圧があまりにも小さいの
で前記シールド処理を施しただけでも不十分で誤検出す
ることを避けられないというのが実情である。
幅器23の間の電線として同軸ケーブルを使用したり、さ
らに該同軸ケーブルを電線管に収納したりなどのシール
ド処理を施しているが、該シールド処理を施すと、組立
の作業性が悪化しかつコストアップにもなる。また、前
述したように分流器20の検出電圧があまりにも小さいの
で前記シールド処理を施しただけでも不十分で誤検出す
ることを避けられないというのが実情である。
本発明は上記欠点を除去するためになされたもので、イ
ンバータ変圧器の１次側に流れる直流電流を誤検出せず
確実に検出できる検出手段を具備し、インバータ変圧器
の直流偏磁防止を可能とたインバータ装置を提供するこ
とを目的とする。
ンバータ変圧器の１次側に流れる直流電流を誤検出せず
確実に検出できる検出手段を具備し、インバータ変圧器
の直流偏磁防止を可能とたインバータ装置を提供するこ
とを目的とする。
［発明の構成］ （問題点を解決するための手段及び作用） 本発明では、上記目的を達成するため、インバータ変圧
器とインバータとの間の線間に抵抗及び僅かの直流電流
で飽和する可飽和リアクトルを直列接続してなる検出手
段を設け、インバータを構成する主スイッチング素子の
各々のスイッチング時間の差等によりインバータの正出
力と負出力とで電圧時間積に差が生じた場合、前記検出
手段に前記電圧時間積の差により生じる直流電流が流れ
るようにし、前記検出手段を構成する抵抗により電流の
極性と大きさを検出し、該抵抗の両端電圧をインバータ
の出力電圧制御系に割り込ませ、インバータの正出力及
び負出力の電圧時間積を可変させてインバータの正出力
と負出力の電圧時間積が等しくなるようにし、インバー
タ変圧器の１次側に直流電流が流れないようにして、イ
ンバータ変圧器の直流偏磁を防止している。
器とインバータとの間の線間に抵抗及び僅かの直流電流
で飽和する可飽和リアクトルを直列接続してなる検出手
段を設け、インバータを構成する主スイッチング素子の
各々のスイッチング時間の差等によりインバータの正出
力と負出力とで電圧時間積に差が生じた場合、前記検出
手段に前記電圧時間積の差により生じる直流電流が流れ
るようにし、前記検出手段を構成する抵抗により電流の
極性と大きさを検出し、該抵抗の両端電圧をインバータ
の出力電圧制御系に割り込ませ、インバータの正出力及
び負出力の電圧時間積を可変させてインバータの正出力
と負出力の電圧時間積が等しくなるようにし、インバー
タ変圧器の１次側に直流電流が流れないようにして、イ
ンバータ変圧器の直流偏磁を防止している。
（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示す図である。第１図にお
いて、第４図と同一の符号を付した部分の名称とその動
作機能は同一であり説明を省略する。第１図において、
第４図と異なる点は第１図では直流電流を検出する手段
として第４図の分流器20の代わりに、可飽和リアクトル
21と抵抗22を直列接続した回路を設けた点にある。
いて、第４図と同一の符号を付した部分の名称とその動
作機能は同一であり説明を省略する。第１図において、
第４図と異なる点は第１図では直流電流を検出する手段
として第４図の分流器20の代わりに、可飽和リアクトル
21と抵抗22を直列接続した回路を設けた点にある。
第１図において、21は僅かの直流電流で飽和する可飽和
リアクトル、22は可飽和リアクトル21に流れる電流を電
圧に変換する抵抗である。第２図は可飽和リアクトル21
のＢ−Ｈ特性でＢは磁束密度、Ｈは磁界の強さを表わし
ている。第２図のＢ−Ｈ特性は図から明らかなように、
いわゆる角形ヒステリシスの特性で、可飽和リアクトル
21に直流電流が流れると（第２図のＨが増加すると）可
飽和リアクトル21の鉄心が容易に飽和する特性であるも
のとする。10は公知のゲート制御回路で従来技術の例で
説明したものと同一機能で、以下詳細に述べる。すなわ
ち、10はインバータの出力電圧制御回路で、GTO 2GU〜
2GYのOFFタイミングを制御することによりインバータの
正出力と負出力の電圧幅（パルス幅）を個別に制御でき
る機能を有し、さらに第１図に図示した外部信号ｅが与
えられると、その外部信号ｅの極性に応じて、該正出力
と該負出力の電圧幅を一方は広げ、他方は狭める機能を
有するものである。
リアクトル、22は可飽和リアクトル21に流れる電流を電
圧に変換する抵抗である。第２図は可飽和リアクトル21
のＢ−Ｈ特性でＢは磁束密度、Ｈは磁界の強さを表わし
ている。第２図のＢ−Ｈ特性は図から明らかなように、
いわゆる角形ヒステリシスの特性で、可飽和リアクトル
21に直流電流が流れると（第２図のＨが増加すると）可
飽和リアクトル21の鉄心が容易に飽和する特性であるも
のとする。10は公知のゲート制御回路で従来技術の例で
説明したものと同一機能で、以下詳細に述べる。すなわ
ち、10はインバータの出力電圧制御回路で、GTO 2GU〜
2GYのOFFタイミングを制御することによりインバータの
正出力と負出力の電圧幅（パルス幅）を個別に制御でき
る機能を有し、さらに第１図に図示した外部信号ｅが与
えられると、その外部信号ｅの極性に応じて、該正出力
と該負出力の電圧幅を一方は広げ、他方は狭める機能を
有するものである。
今、仮にGTO 2U〜2Yのスイッチング時間の差が生じ、
インバータ出力の電圧時間積は負側の方が正側より大き
くなったとする。この場合、可飽和リアクトル21は僅か
の電流で飽和する特性を有する為、インバータ変圧器３
が飽和する前に飽和し、可飽和リアクトル21には第１図
に示した向きの電流１が流れる。
インバータ出力の電圧時間積は負側の方が正側より大き
くなったとする。この場合、可飽和リアクトル21は僅か
の電流で飽和する特性を有する為、インバータ変圧器３
が飽和する前に飽和し、可飽和リアクトル21には第１図
に示した向きの電流１が流れる。
その結果検出抵抗22の両端には第１図に図示した電流Ｉ
に比例した電圧が発生し、該電圧は絶縁増幅器23を通し
てゲート制御回路10に前記外部信号ｅとして与えられ
る。外部制御信号ｅはゲート制御回路内の図示しない誤
差増幅器に与えられ、該誤差増幅器の働きにより、イン
バータの正出力の電圧幅は広がり、負出力の電圧幅は狭
められる。該電圧幅の推移動作は該正出力と該負出力の
電圧時間積が等しくなるまで続く。その結果、第１図に
示した電流Ｉはほとんど流れなくなり、インバータ変圧
器３は直流偏磁を受けなくなる。また、逆にインバータ
出力の電圧時間積が正側の方が負側より大きい場合は、
インバータ変圧器３の１次側に流れる直流電流の向きが
第１図に示した電流Ｉとは逆向きになり、インバータの
正出力の電圧幅は狭まり、負出力の電圧幅は広がり、前
述したのと同じく誤差増幅器の働きにより、該正出力と
該負出力の電圧時間積が等しくなるよう制御され、イン
バータ変圧器３は直流偏磁を受けなくなる。
に比例した電圧が発生し、該電圧は絶縁増幅器23を通し
てゲート制御回路10に前記外部信号ｅとして与えられ
る。外部制御信号ｅはゲート制御回路内の図示しない誤
差増幅器に与えられ、該誤差増幅器の働きにより、イン
バータの正出力の電圧幅は広がり、負出力の電圧幅は狭
められる。該電圧幅の推移動作は該正出力と該負出力の
電圧時間積が等しくなるまで続く。その結果、第１図に
示した電流Ｉはほとんど流れなくなり、インバータ変圧
器３は直流偏磁を受けなくなる。また、逆にインバータ
出力の電圧時間積が正側の方が負側より大きい場合は、
インバータ変圧器３の１次側に流れる直流電流の向きが
第１図に示した電流Ｉとは逆向きになり、インバータの
正出力の電圧幅は狭まり、負出力の電圧幅は広がり、前
述したのと同じく誤差増幅器の働きにより、該正出力と
該負出力の電圧時間積が等しくなるよう制御され、イン
バータ変圧器３は直流偏磁を受けなくなる。
一方、インバータ出力電圧をV1、可飽和リアクトル21の
巻線抵抗をR1、検出抵抗22の抵抗値をR2とすると可飽和
リアクトル21が飽和した際は、流れる電流は で表わされ、検出抵抗22の両端電圧V2は で表わされる。従って、R2を適当な値に選定すれば、可
飽和リアクトル21が飽和した際の検出抵抗22の両端電圧
V2を任意の電圧に選ぶことが可能である。すなわち例え
ば該電圧V2を数十ボルトに選ぶことも可能となり、従来
例の分流器20の検出電圧1mVに比べ１万倍以上にもなる
ので、装置内部の磁界や電界の影響を極めて小さくする
ことが可能となる。
巻線抵抗をR1、検出抵抗22の抵抗値をR2とすると可飽和
リアクトル21が飽和した際は、流れる電流は で表わされ、検出抵抗22の両端電圧V2は で表わされる。従って、R2を適当な値に選定すれば、可
飽和リアクトル21が飽和した際の検出抵抗22の両端電圧
V2を任意の電圧に選ぶことが可能である。すなわち例え
ば該電圧V2を数十ボルトに選ぶことも可能となり、従来
例の分流器20の検出電圧1mVに比べ１万倍以上にもなる
ので、装置内部の磁界や電界の影響を極めて小さくする
ことが可能となる。
以上は、検出手段に含まれる抵抗を一個として説明した
が、第３図に示すように該抵抗を複数個設け、そのうち
のいずれかの抵抗を電圧検出手段として使用してもよ
い。また、言うまでもなく本発明が適用されるインバー
タの構成や主スイッチング素子や相数は第１図に限定さ
れる訳ではない。
が、第３図に示すように該抵抗を複数個設け、そのうち
のいずれかの抵抗を電圧検出手段として使用してもよ
い。また、言うまでもなく本発明が適用されるインバー
タの構成や主スイッチング素子や相数は第１図に限定さ
れる訳ではない。
［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、たとえインバータ
を構成する主スイッチング素子のスイッチング時間の差
等のために、インバータの正出力と負出力で電圧時間積
の差が生じても、可飽和リアクトルと抵抗とから成る検
出手段により装置内部の磁界や電界の影響をほとんど受
けることなく、確実に直流偏磁を与える電流の検出が可
能となり、インバータ変圧器の直流偏磁を防止すること
ができる。また、従来のように同軸ケーブルや電線管を
使用しなくてすむので、組立作業も容易となり、かつ低
コスト化に役立つものである。
を構成する主スイッチング素子のスイッチング時間の差
等のために、インバータの正出力と負出力で電圧時間積
の差が生じても、可飽和リアクトルと抵抗とから成る検
出手段により装置内部の磁界や電界の影響をほとんど受
けることなく、確実に直流偏磁を与える電流の検出が可
能となり、インバータ変圧器の直流偏磁を防止すること
ができる。また、従来のように同軸ケーブルや電線管を
使用しなくてすむので、組立作業も容易となり、かつ低
コスト化に役立つものである。
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明に使用する可飽和リアクトル21のＢ−Ｈ特性を示す
図、第３図は、本発明の他の検出手段を示す図、第４図
は従来の検出手段を使用したインバータ装置の回路図、
第５図は第４図のインバータ装置の動作説明するための
タイムチャートである。 １……直流電源、2GU〜2GY……GTO、2DU〜2DY……ダイ
オード、2U〜2Y……ゲート回路、３……インバータ変圧
器、４……負荷、10……ゲート制御回路、21……可飽和
リアクトル、22,22a,22b……抵抗、23……絶縁増幅器。
明に使用する可飽和リアクトル21のＢ−Ｈ特性を示す
図、第３図は、本発明の他の検出手段を示す図、第４図
は従来の検出手段を使用したインバータ装置の回路図、
第５図は第４図のインバータ装置の動作説明するための
タイムチャートである。 １……直流電源、2GU〜2GY……GTO、2DU〜2DY……ダイ
オード、2U〜2Y……ゲート回路、３……インバータ変圧
器、４……負荷、10……ゲート制御回路、21……可飽和
リアクトル、22,22a,22b……抵抗、23……絶縁増幅器。
Claims (1)
- 【請求項１】インバータと負荷との間に変圧器を有し、
前記インバータの正出力及び負出力電圧の電圧時間積を
個別に可変できる機能を持ったインバータ装置におい
て、前記変圧器の１次線間に抵抗及び可飽和リアクトリ
ルを直接接続してなる直流電流成分を検出する検出手段
を設け、前記インバータの出力電圧中に直流成分が生じ
た場合該直流成分を前記検出手段に含まれる抵抗により
極性と大きさを検出し、該検出電圧を前記インバータの
出力電圧制御系に補正量として割り込ませ、前記インバ
ータの正出力及び負出力電圧の電圧幅を一方は広げるよ
う他方は狭めるよう可変させて前記インバータの正出力
と負出力電圧の電圧時間積が等しくなるように制御する
ことを特徴とするインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61296086A JPH0710184B2 (ja) | 1986-12-12 | 1986-12-12 | インバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61296086A JPH0710184B2 (ja) | 1986-12-12 | 1986-12-12 | インバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63148873A JPS63148873A (ja) | 1988-06-21 |
| JPH0710184B2 true JPH0710184B2 (ja) | 1995-02-01 |
Family
ID=17828935
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61296086A Expired - Lifetime JPH0710184B2 (ja) | 1986-12-12 | 1986-12-12 | インバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0710184B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0472888U (ja) * | 1990-11-02 | 1992-06-26 |
-
1986
- 1986-12-12 JP JP61296086A patent/JPH0710184B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63148873A (ja) | 1988-06-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US3327199A (en) | Transistorized high voltage regulated power supply system with temperature compensating means | |
| US4584635A (en) | Flux centering and power control for high frequency switching power | |
| US4482862A (en) | Current sensor | |
| KR900004349B1 (ko) | 인버터출력전압의 직류분 보정장치 | |
| US3935526A (en) | DC-to-DC converter | |
| US4152637A (en) | Saturable reactor limiter for current | |
| US3067378A (en) | Transistor converter | |
| US6674278B1 (en) | AC current detection device | |
| EP0415179B1 (en) | Differential protective relay apparatus | |
| EP0330148B1 (en) | Circuit breaker | |
| US3634875A (en) | Bidirectional direct-current detector with transformer isolation | |
| US11979084B2 (en) | Active clamp DC/DC converter including current sense peak control mode control | |
| US4670667A (en) | Series-connected power transistors | |
| JPH0710184B2 (ja) | インバ−タ装置 | |
| EP0242368A4 (en) | PROPORTIONAL BASE CURRENT CONTROL CIRCUIT. | |
| Masson | Circuit for the dynamic control of magnetic flux in current transformers | |
| US3843907A (en) | Adjustable over-current detector | |
| EP0010921B1 (en) | Direct current detecting device using saturable reactors | |
| US2824976A (en) | Pulse generator | |
| US4063145A (en) | Circuit arrangement for firing controlled, parallel-connected electric valves | |
| US3099775A (en) | Impedance protective systems | |
| KR900009066B1 (ko) | 안전 작동기 해제장치 | |
| JPS6289478A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ | |
| US4377758A (en) | Magnetic amplifying apparatus | |
| JPH05236761A (ja) | 変圧器の直流偏磁防止装置 |