JPH07101986B2 - Ｄｃ・ｄｃコンバータ - Google Patents
Ｄｃ・ｄｃコンバータInfo
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- JPH07101986B2 JPH07101986B2 JP3343477A JP34347791A JPH07101986B2 JP H07101986 B2 JPH07101986 B2 JP H07101986B2 JP 3343477 A JP3343477 A JP 3343477A JP 34347791 A JP34347791 A JP 34347791A JP H07101986 B2 JPH07101986 B2 JP H07101986B2
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/005—Conversion of DC power input into DC power output using Cuk converters
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33561—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は電力変換回路および装置
に関する。特に、本発明はＤＣ・ＤＣコンバータに関す
る。
に関する。特に、本発明はＤＣ・ＤＣコンバータに関す
る。
【０００２】本発明は特定の応用のための実施例を明ら
かにすることに関して開示されているが、本発明はそれ
によって限定されないことが理解されなければならな
い。本発明の技術的範囲内における修正、応用および実
施例、ならびに本発明が有効に適用できるその他の応用
分野が当業者に見出だされるであろう。
かにすることに関して開示されているが、本発明はそれ
によって限定されないことが理解されなければならな
い。本発明の技術的範囲内における修正、応用および実
施例、ならびに本発明が有効に適用できるその他の応用
分野が当業者に見出だされるであろう。
【０００３】
【従来の技術】ＤＣ・ＤＣコンバータは技術において既
知である。ＤＣ・ＤＣコンバータは、あるレベルから他
のレベルにＤＣ電圧を有効に変換する機能を行う。この
変換は、通常のスイッチング方法の電力トランジスタに
よって達成され、このトランジスタは入力ＤＣ電圧をＡ
Ｃ方形波に変換し、その後電力変成器の巻線比の変換を
経て、ＡＣ方形波をより高いまたはより低い電圧振幅に
変換する。変圧器の出力方形波はその後整流され、入力
ＤＣ電圧電力レベルと異なった接地基準に関してより高
いまたはより低い新しいＤＣ電圧レベルを発生するため
に瀘波される。ＤＣ・ＤＣコンバータは、調整されてい
ない電力源から電子および電気装置用の調整された電力
を供給するためにしばしば使用される。種々のＤＣ・Ｄ
Ｃコンバータが技術において知られており、それらには
バック（ｂｕｃｋ）、ブースト、およびバック・ブース
トコンバータが含まれている。ＩＥＥＥ １８回Ａｎｎ
ｕａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ｓｐｅ
ｃｉａｌｉｓｔｓ会議１９８７年６月２１乃至２６日に
おいてＪ．Ｌ．ＷｈｉｔｅおよびＷ．Ｊ．Ｍｕｌｄｏｏ
ｎにより発表された“２個のインダクタを備えたブース
トおよびバックコンバータ”を参照されたい。
知である。ＤＣ・ＤＣコンバータは、あるレベルから他
のレベルにＤＣ電圧を有効に変換する機能を行う。この
変換は、通常のスイッチング方法の電力トランジスタに
よって達成され、このトランジスタは入力ＤＣ電圧をＡ
Ｃ方形波に変換し、その後電力変成器の巻線比の変換を
経て、ＡＣ方形波をより高いまたはより低い電圧振幅に
変換する。変圧器の出力方形波はその後整流され、入力
ＤＣ電圧電力レベルと異なった接地基準に関してより高
いまたはより低い新しいＤＣ電圧レベルを発生するため
に瀘波される。ＤＣ・ＤＣコンバータは、調整されてい
ない電力源から電子および電気装置用の調整された電力
を供給するためにしばしば使用される。種々のＤＣ・Ｄ
Ｃコンバータが技術において知られており、それらには
バック（ｂｕｃｋ）、ブースト、およびバック・ブース
トコンバータが含まれている。ＩＥＥＥ １８回Ａｎｎ
ｕａｌ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ ｓｐｅ
ｃｉａｌｉｓｔｓ会議１９８７年６月２１乃至２６日に
おいてＪ．Ｌ．ＷｈｉｔｅおよびＷ．Ｊ．Ｍｕｌｄｏｏ
ｎにより発表された“２個のインダクタを備えたブース
トおよびバックコンバータ”を参照されたい。
【０００４】ブースト型ＤＣ・ＤＣコンバータは特に有
用である。ブースト型ＤＣ・ＤＣコンバータは、第１の
より低い電圧の入力の直流（ＤＣ）信号を第２のより高
い電圧レベルの出力の直流（ＤＣ）電圧に変換する。
用である。ブースト型ＤＣ・ＤＣコンバータは、第１の
より低い電圧の入力の直流（ＤＣ）信号を第２のより高
い電圧レベルの出力の直流（ＤＣ）電圧に変換する。
【０００５】インダクタ結合型のブーストＤＣ・ＤＣコ
ンバータは、ＤＣレベルシフトを行うためにインダクタ
を利用する。インダクタ結合型のブーストＤＣ・ＤＣコ
ンバータは、誘電部品の固有のリップル電流を減少させ
る機能があるために広く使用される。
ンバータは、ＤＣレベルシフトを行うためにインダクタ
を利用する。インダクタ結合型のブーストＤＣ・ＤＣコ
ンバータは、誘電部品の固有のリップル電流を減少させ
る機能があるために広く使用される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、通常の
インダクタ結合型のブーストＤＣ・ＤＣコンバータは、
エネルギ貯蔵、電力スイッチ駆動、入力電流リップル消
去、および調整された低電圧供給発生装置の機能を行う
ために通常少なくとも３つの別々の磁気部品を利用す
る。多数の磁気部品に関する重さ、寸法、および価格に
より、ある応用例えば宇宙船の電力装置用に通常のイン
ダクタ結合型のブーストＤＣ・ＤＣコンバータを利用す
る場合に制限が加わる傾向があった。
インダクタ結合型のブーストＤＣ・ＤＣコンバータは、
エネルギ貯蔵、電力スイッチ駆動、入力電流リップル消
去、および調整された低電圧供給発生装置の機能を行う
ために通常少なくとも３つの別々の磁気部品を利用す
る。多数の磁気部品に関する重さ、寸法、および価格に
より、ある応用例えば宇宙船の電力装置用に通常のイン
ダクタ結合型のブーストＤＣ・ＤＣコンバータを利用す
る場合に制限が加わる傾向があった。
【０００７】したがって、エネルギ貯蔵、電力スイッチ
駆動、入力電流リップル消去、および調整された低電圧
供給発生機の機能を実行することができる小型で軽く低
価格の改良されたインダクタ結合型のブーストＤＣ・Ｄ
Ｃコンバータ設計技術が必要とされている。
駆動、入力電流リップル消去、および調整された低電圧
供給発生機の機能を実行することができる小型で軽く低
価格の改良されたインダクタ結合型のブーストＤＣ・Ｄ
Ｃコンバータ設計技術が必要とされている。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この必要性は、本発明に
よる単一の多目的磁気部品を具備するインダクタ結合型
のブーストＤＣ・ＤＣコンバータによって達成される。
本発明は、入力ＤＣ電圧を時間的に変化する波形を有す
る信号に変換するための通常のスイッチを含む。スイッ
チは、入力電圧源Ｖinに接続された極端子と制御端子と
第１および第２の接続端子とを有する（図３参照）。単
一のインダクチブ素子ＬＮは、スイッチの第１の接続端
子とコンバータの第２の入力端子、すなわち、基準電圧
源（アース）との間に接続される第１の巻線ＬＮ1 と、
スイッチの第２の接続端子とコンバータの出力端子の間
に接続される第２の巻線ＬＮ2 とを含む。
よる単一の多目的磁気部品を具備するインダクタ結合型
のブーストＤＣ・ＤＣコンバータによって達成される。
本発明は、入力ＤＣ電圧を時間的に変化する波形を有す
る信号に変換するための通常のスイッチを含む。スイッ
チは、入力電圧源Ｖinに接続された極端子と制御端子と
第１および第２の接続端子とを有する（図３参照）。単
一のインダクチブ素子ＬＮは、スイッチの第１の接続端
子とコンバータの第２の入力端子、すなわち、基準電圧
源（アース）との間に接続される第１の巻線ＬＮ1 と、
スイッチの第２の接続端子とコンバータの出力端子の間
に接続される第２の巻線ＬＮ2 とを含む。
【０００９】第１の実施例において本発明はさらに、ス
イッチの制御端子に供給される駆動信号のレベルをシフ
トするためのレベルシフト回路を構成する、スイッチの
制御端子に第１の端部で接続され、駆動信号を受けるよ
うに第２の端部で接続されるインダクチブ素子の巻線Ｌ
Ｎ3 を含む。
イッチの制御端子に供給される駆動信号のレベルをシフ
トするためのレベルシフト回路を構成する、スイッチの
制御端子に第１の端部で接続され、駆動信号を受けるよ
うに第２の端部で接続されるインダクチブ素子の巻線Ｌ
Ｎ3 を含む。
【００１０】第２の実施例において、本発明は、スイッ
チの極端子に第１の端部が接続され、基準電圧源（アー
ス）に第２の端部が接続される第１のインダクチブ素子
の巻線ＬＮ4 を含み、それによって入力電流リップル消
去回路を構成する。
チの極端子に第１の端部が接続され、基準電圧源（アー
ス）に第２の端部が接続される第１のインダクチブ素子
の巻線ＬＮ4 を含み、それによって入力電流リップル消
去回路を構成する。
【００１１】第３の実施例において、本発明は、第１の
端部が基準電圧源（アース）に接続される第１のインダ
クチブ素子の巻線ＬＮ5 と、第１の端部が巻線ＬＮ5 の
第２の端部に接続される第１のダイオードＣＲ２と、第
１の端部が第１のダイオードＣＲ２の第２の端部に接続
される第１のインダクチブ素子の巻線ＬＮ6 と、第１の
ダイオードＣＲ２の第２の端部に接続されるキャパシタ
Ｃ４と、第１の端部が第１のインダクチブ素子の巻線Ｌ
Ｎ6 の第２の端部に接続され、第２の端部が調整された
補助電力供給回路の出力端子Ｖ02に接続される第２のダ
イオードＣＲ３とを含む補助調整電力供給回路を含む。
端部が基準電圧源（アース）に接続される第１のインダ
クチブ素子の巻線ＬＮ5 と、第１の端部が巻線ＬＮ5 の
第２の端部に接続される第１のダイオードＣＲ２と、第
１の端部が第１のダイオードＣＲ２の第２の端部に接続
される第１のインダクチブ素子の巻線ＬＮ6 と、第１の
ダイオードＣＲ２の第２の端部に接続されるキャパシタ
Ｃ４と、第１の端部が第１のインダクチブ素子の巻線Ｌ
Ｎ6 の第２の端部に接続され、第２の端部が調整された
補助電力供給回路の出力端子Ｖ02に接続される第２のダ
イオードＣＲ３とを含む補助調整電力供給回路を含む。
【００１２】このため、本発明のインダクタ結合ＤＣ・
ＤＣコンバータは、単一の磁気部品で、通常のエネルギ
貯蔵、電力スイッチ駆動レベルシフト、入力電流リップ
ル消去、および調整された低電圧の補助電力発生装置を
提供する。本発明は、従来の設計と比較して、部品の
数、装置の寸法、および価格を著しく減少させる。
ＤＣコンバータは、単一の磁気部品で、通常のエネルギ
貯蔵、電力スイッチ駆動レベルシフト、入力電流リップ
ル消去、および調整された低電圧の補助電力発生装置を
提供する。本発明は、従来の設計と比較して、部品の
数、装置の寸法、および価格を著しく減少させる。
【００１３】
【実施例】本発明の有益な教えを開示するために添付し
た図面を参照にして実施例および典型的な応用について
説明する。
た図面を参照にして実施例および典型的な応用について
説明する。
【００１４】本発明のインダクタ結合ＤＣ・ＤＣコンバ
ータの形態は、図１（ａ）〜（ｃ）に示されているよう
なそれらのファミリーの原型の概観によって非常によく
示されている。その最も基本的な形状における形態は、
図１の（ａ）に示されるような単極双投スイッチＳ１を
具備する２個の（チョーク）インダクタを有するブース
トコンバータ１０である。スイッチＳ１の極端子は、入
力電源Ｖｉｎの端子に接続される。スイッチＳ１の第１
の接続端子は、第１のインダクタＬ１の一端部に接続さ
れる。一方第２の接続端子は、第２のインダクタＬ２の
一端部に接続される。第１のキャパシタＣ１は、スイッ
チＳ１の第１と第２の接続端子間に接続される。出力キ
ャパシタＣ２は、第１と第２のインダクタＬ１，Ｌ２の
第２の端子の間に接続される。スイッチＳ１は、入力Ｄ
Ｃ電圧をＡＣ準方形波に変換する。出力電圧ＶＯは、抵
抗ＲＬによって表された負荷の両端に生じる。
ータの形態は、図１（ａ）〜（ｃ）に示されているよう
なそれらのファミリーの原型の概観によって非常によく
示されている。その最も基本的な形状における形態は、
図１の（ａ）に示されるような単極双投スイッチＳ１を
具備する２個の（チョーク）インダクタを有するブース
トコンバータ１０である。スイッチＳ１の極端子は、入
力電源Ｖｉｎの端子に接続される。スイッチＳ１の第１
の接続端子は、第１のインダクタＬ１の一端部に接続さ
れる。一方第２の接続端子は、第２のインダクタＬ２の
一端部に接続される。第１のキャパシタＣ１は、スイッ
チＳ１の第１と第２の接続端子間に接続される。出力キ
ャパシタＣ２は、第１と第２のインダクタＬ１，Ｌ２の
第２の端子の間に接続される。スイッチＳ１は、入力Ｄ
Ｃ電圧をＡＣ準方形波に変換する。出力電圧ＶＯは、抵
抗ＲＬによって表された負荷の両端に生じる。
【００１５】図１の（ｂ）において示されるように、こ
の形態の装置の端子が一位置だけ時計回りに回転される
と、連続の入力および出力電流を有するインダクタ結合
バックコンバータ２０が得られる。図１の（ｃ）に示さ
れるように、基本の電力ステージ端子が一位置だけ反時
計回りに回転されると、“Ｃｕｋ”コンバータ３０が得
られる。
の形態の装置の端子が一位置だけ時計回りに回転される
と、連続の入力および出力電流を有するインダクタ結合
バックコンバータ２０が得られる。図１の（ｃ）に示さ
れるように、基本の電力ステージ端子が一位置だけ反時
計回りに回転されると、“Ｃｕｋ”コンバータ３０が得
られる。
【００１６】“Ｃｕｋ”コンバータと同じように、図１
（ａ）、（ｂ）の両方の形態の入力および出力電流は脈
動していない。Ｌ１およびＬ２は本質的に同じＡＣ電圧
を有しているので、２個の個々のインダクタは単一の結
合されたインダクタに置換することができる。出力リッ
プル電流は、結合されたインダクタの出力脚部と直列に
小さいインダクタンスを導入することによって劇的に減
少される。
（ａ）、（ｂ）の両方の形態の入力および出力電流は脈
動していない。Ｌ１およびＬ２は本質的に同じＡＣ電圧
を有しているので、２個の個々のインダクタは単一の結
合されたインダクタに置換することができる。出力リッ
プル電流は、結合されたインダクタの出力脚部と直列に
小さいインダクタンスを導入することによって劇的に減
少される。
【００１７】図２は、本発明のインダクタ結合ブースト
コンバータ４０の簡易化した概要図である。電力ＭＯＳ
ＦＥＴ Ｑ１およびダイオードＣＲ１は、単極双投スイ
ッチを形成する。主なチョークＬ１は３つの巻線を具備
する。Ｌ１ＡおよびＬ１Ｂは主なインダクタを結合され
た電力巻線であり、Ｌ１Ｃは入力リップル電流を相殺す
るために使用される補助巻線である。Ｃ３は、図２の形
態に含まれているエネルギ転送キャパシタである。Ｃ２
は、入力リップル消去回路用のＤＣ阻止キャパシタであ
る。Ｃ１およびＣ４は、入力および出力キャパシタであ
る。Ｌ３は出力リップル減少チョークである。
コンバータ４０の簡易化した概要図である。電力ＭＯＳ
ＦＥＴ Ｑ１およびダイオードＣＲ１は、単極双投スイ
ッチを形成する。主なチョークＬ１は３つの巻線を具備
する。Ｌ１ＡおよびＬ１Ｂは主なインダクタを結合され
た電力巻線であり、Ｌ１Ｃは入力リップル電流を相殺す
るために使用される補助巻線である。Ｃ３は、図２の形
態に含まれているエネルギ転送キャパシタである。Ｃ２
は、入力リップル消去回路用のＤＣ阻止キャパシタであ
る。Ｃ１およびＣ４は、入力および出力キャパシタであ
る。Ｌ３は出力リップル減少チョークである。
【００１８】この装置は、ブーストコンバータのＤＣ特
性を有する。出力キャパシタＣ４の両端の電圧がＶＯで
あると定義するとき、エネルギ転送キャパシタＣ３の両
端の電圧は安定状態においてＶＯと等しくなければなら
ない。“オン”状態中、Ｌ１Ａの両端の電圧（およびし
たがってＬ１Ｂ）は入力電圧Ｖｉｎと等しい。“オフ”
状態中、Ｌ１Ａの両端の電圧はＶｉｎマイナスＶＯであ
る。インダクタＬ１Ａの両端の電圧の平均はゼロでなけ
ればならないので、 ＤＶｉｎ＋（１−Ｄ）（Ｖｉｎ−ＶＯ）＝０ （１） ここでＤは、トランジスタＱ１のベース駆動回路（図示
せず）によって制御されるとき、０から１まで変化する
スイッチのデューティサイクルである。ＶＯについて解
くと、典型的なＤＣブーストコンバータ伝達関数は、 ＶＯ＝Ｖｉｎ／（１−Ｄ） （２） 低出力電流リップルは、リップル減少チョークＬ３の導
入によって達成される。Ｌ３はＬ１の磁化電流の全てを
巻線Ｌ１Ｂ内に強制的に流れさせる。エネルギ転送キャ
パシタＣ３が非常に大きい（つまり、著しいリップル電
圧がない）とき、Ｃ３の両端の電圧は、出力キャパシタ
Ｃ４の両端の電圧と大きさが等しく極性が反対である。
Ｌ１Ａの両端の電圧もまた、Ｌ１Ｂの両端の電圧と等し
く極性が反対である。結果として、Ｌ３の両端の電圧お
よびＬ３のリップル電流はゼロに近づき、出力リップル
電圧はゼロに近づく。入力リップル消去回路は、Ｌ１に
流れるリップル電流と大きさが等しく１８０度位相が異
なるＡＣ電流が導入される電流消去技術を使用する。２
つの電流が互いに加えられるとき、正味のＡＣ電流はゼ
ロに近づく。ゼロリップルのための条件は、以下のよう
に“オン”状態中のインダクタを結合された電力ステー
ジのための微分方程式から導かれる（阻止キャパシタＣ
２は大きいと仮定する）。
性を有する。出力キャパシタＣ４の両端の電圧がＶＯで
あると定義するとき、エネルギ転送キャパシタＣ３の両
端の電圧は安定状態においてＶＯと等しくなければなら
ない。“オン”状態中、Ｌ１Ａの両端の電圧（およびし
たがってＬ１Ｂ）は入力電圧Ｖｉｎと等しい。“オフ”
状態中、Ｌ１Ａの両端の電圧はＶｉｎマイナスＶＯであ
る。インダクタＬ１Ａの両端の電圧の平均はゼロでなけ
ればならないので、 ＤＶｉｎ＋（１−Ｄ）（Ｖｉｎ−ＶＯ）＝０ （１） ここでＤは、トランジスタＱ１のベース駆動回路（図示
せず）によって制御されるとき、０から１まで変化する
スイッチのデューティサイクルである。ＶＯについて解
くと、典型的なＤＣブーストコンバータ伝達関数は、 ＶＯ＝Ｖｉｎ／（１−Ｄ） （２） 低出力電流リップルは、リップル減少チョークＬ３の導
入によって達成される。Ｌ３はＬ１の磁化電流の全てを
巻線Ｌ１Ｂ内に強制的に流れさせる。エネルギ転送キャ
パシタＣ３が非常に大きい（つまり、著しいリップル電
圧がない）とき、Ｃ３の両端の電圧は、出力キャパシタ
Ｃ４の両端の電圧と大きさが等しく極性が反対である。
Ｌ１Ａの両端の電圧もまた、Ｌ１Ｂの両端の電圧と等し
く極性が反対である。結果として、Ｌ３の両端の電圧お
よびＬ３のリップル電流はゼロに近づき、出力リップル
電圧はゼロに近づく。入力リップル消去回路は、Ｌ１に
流れるリップル電流と大きさが等しく１８０度位相が異
なるＡＣ電流が導入される電流消去技術を使用する。２
つの電流が互いに加えられるとき、正味のＡＣ電流はゼ
ロに近づく。ゼロリップルのための条件は、以下のよう
に“オン”状態中のインダクタを結合された電力ステー
ジのための微分方程式から導かれる（阻止キャパシタＣ
２は大きいと仮定する）。
【００１９】 ｄＬ１／ｄｔ＝（Ｖｉｎ／Ｌ１）＋（Ｎ２／Ｎ１）ｄＬ２／ｄｔ （３） および、 ｄＬ２／ｄｔ＝（Ｎ２／Ｎ１）Ｖｉｎ／Ｌ２ （４） ここで、Ｌ１＝Ｌ１Ａ＝Ｌ１Ｂであり、Ｎ１およびＮ２
はＬ１のそれぞれの巻線Ｌ１ＢおよびＬ１Ｃの巻回の数
である。ゼロリップルは、ｄＬ１／ｄｔ＝ｄＬ２／ｄｔ
のとき生じる。したがって、ｎ＝Ｎ１／Ｎ２と定める
と、 （Ｖｉｎ／Ｌ１）＋（１／ｎ）ｄＬ２／ｄｔ＝ｄＬ２／ｄｔ （５） Ｖｉｎ／Ｌ１＝（（ｎ−１）／ｎ）ｄＬ２／ｄｔ （６） Ｖｉｎ／Ｌ１＝（（ｎ−１）／ｎ）（１／ｎ）Ｖｉｎ／Ｌ２ （７） Ｌ２をＬ１およびｎの関数として導くと、 Ｌ２＝Ｌ１（ｎ−１）／ｎ２ （８） 通常の巻回比ｎは、Ｌ２が０．２２２２×Ｌ１ほどであ
るために３程度である。Ｌ２のインダクタンスが非常に
小さくＡＣリップル電流を伝えるのみであるので、Ｌ２
はコンバータの十分なＤＣ入力電流を伝えるために設計
された通常のＥＭＩフィルタチョークより著しく小さ
い。
はＬ１のそれぞれの巻線Ｌ１ＢおよびＬ１Ｃの巻回の数
である。ゼロリップルは、ｄＬ１／ｄｔ＝ｄＬ２／ｄｔ
のとき生じる。したがって、ｎ＝Ｎ１／Ｎ２と定める
と、 （Ｖｉｎ／Ｌ１）＋（１／ｎ）ｄＬ２／ｄｔ＝ｄＬ２／ｄｔ （５） Ｖｉｎ／Ｌ１＝（（ｎ−１）／ｎ）ｄＬ２／ｄｔ （６） Ｖｉｎ／Ｌ１＝（（ｎ−１）／ｎ）（１／ｎ）Ｖｉｎ／Ｌ２ （７） Ｌ２をＬ１およびｎの関数として導くと、 Ｌ２＝Ｌ１（ｎ−１）／ｎ２ （８） 通常の巻回比ｎは、Ｌ２が０．２２２２×Ｌ１ほどであ
るために３程度である。Ｌ２のインダクタンスが非常に
小さくＡＣリップル電流を伝えるのみであるので、Ｌ２
はコンバータの十分なＤＣ入力電流を伝えるために設計
された通常のＥＭＩフィルタチョークより著しく小さ
い。
【００２０】図３は、本発明のインダクタ結合ブースト
コンバータ５０の好ましい実施例の概要図である。図３
の実施例は、入力電圧および出力電流の比較的幅の広い
範囲にわたって一定値で出力電圧を調整するために、固
定された周波数パルス幅変調を使用するインダクタ結合
ブーストＤＣ・ＤＣコンバータ形態である。図３の実施
例は、図３において単一のキャパシタＣ１がインダクタ
Ｌ１と直列になるように図２における入力キャパシタＣ
１がＤＣ阻止キャパシタＣ２と結合されることを除い
て、図２の実施例と等しい。図２におけるインダクタＬ
１ＡおよびＬ３は、図３において単一の巻線ＬＮ２とし
て結合される。巻線ＬＮ１およびＬＮ２はＤＣインダク
タであり、コンバータ装置のためのエネルギ貯蔵機能を
実行する。巻線ＬＮ３は、スイッチＱ１の端子３を基準
とするスイッチＱ１の端子２における電圧波形が、接地
に対するＶｄにおける電圧と同じであるように、スイッ
チＱ１の状態を制御するために、ゼロボルトの基準駆動
信号のレベルシフトを与える。巻線ＬＮ４は、（以下の
方程式（１０）を使用して）Ｌ２の選択が可能となるよ
うに、減少された巻回比（つまり、Ｎ４／Ｎ１＜１）を
有する。巻線ＬＮ５およびＬＮ６は、調整された補助的
低電圧供給を行うために設けられている。スイッチＱ１
は電力ＭＯＳＦＥＴであり、オンにするためにピン３に
関してピン２上に正の電圧を印加する必要があり、ほと
んどゼロボルトの駆動電圧に対してはオフである。同じ
形態が、バイポーラトランジスタのような電流駆動スイ
ッチを駆動するために使用することができる。
コンバータ５０の好ましい実施例の概要図である。図３
の実施例は、入力電圧および出力電流の比較的幅の広い
範囲にわたって一定値で出力電圧を調整するために、固
定された周波数パルス幅変調を使用するインダクタ結合
ブーストＤＣ・ＤＣコンバータ形態である。図３の実施
例は、図３において単一のキャパシタＣ１がインダクタ
Ｌ１と直列になるように図２における入力キャパシタＣ
１がＤＣ阻止キャパシタＣ２と結合されることを除い
て、図２の実施例と等しい。図２におけるインダクタＬ
１ＡおよびＬ３は、図３において単一の巻線ＬＮ２とし
て結合される。巻線ＬＮ１およびＬＮ２はＤＣインダク
タであり、コンバータ装置のためのエネルギ貯蔵機能を
実行する。巻線ＬＮ３は、スイッチＱ１の端子３を基準
とするスイッチＱ１の端子２における電圧波形が、接地
に対するＶｄにおける電圧と同じであるように、スイッ
チＱ１の状態を制御するために、ゼロボルトの基準駆動
信号のレベルシフトを与える。巻線ＬＮ４は、（以下の
方程式（１０）を使用して）Ｌ２の選択が可能となるよ
うに、減少された巻回比（つまり、Ｎ４／Ｎ１＜１）を
有する。巻線ＬＮ５およびＬＮ６は、調整された補助的
低電圧供給を行うために設けられている。スイッチＱ１
は電力ＭＯＳＦＥＴであり、オンにするためにピン３に
関してピン２上に正の電圧を印加する必要があり、ほと
んどゼロボルトの駆動電圧に対してはオフである。同じ
形態が、バイポーラトランジスタのような電流駆動スイ
ッチを駆動するために使用することができる。
【００２１】定常状態の動作において、インダクタは短
絡であり、キャパシタは開路である（全体的に巻線の抵
抗は無視できる程度である）。したがって入力電圧Ｖ
ｉｎ（通常は２５乃至４８ボルト）は、入力キャパシタ
Ｃ１に加えられる。このブースト形態において、出力電
圧ＶＯ（通常は５０ボルト）は入力電圧Ｖｉｎより高い
ので、ダイオードＣＲ１は逆バイアスされオフにされ
る。スイッチＱ１がオフであることによって、Ｃ２の電
圧はＣ３の電圧と等しい。駆動電圧（例えば１５ボル
ト）が、パルス幅変調回路５２によって駆動器５４を介
してピン２でスイッチングトランジスタＱ１のベースに
加えられる。パルス幅変調回路５２は、マサチューセッ
ツ州レキシントンにあるＵｎｉｔｒｏｂｅ会社製造のＵ
Ｃ１８４２によって構成することができる。一方駆動器
５４はＴｅｌｅｄｙｎｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ
社によって製造されるＴＳＣ４４２４により構成するこ
とができる。スイッチＱ１（電力ＭＯＳＦＥＴトランジ
スタ）がオンになるとき、ピン１および３の間が短絡さ
れる。したがって、ピン３の電圧はＶｉｎに増加する
（例えば４０ボルト）。この場合において、入力電圧は
ピン１およびＬＮ３の両端に加えられる。インダクタＬ
Ｎ３の底部で１５ボルト、ＬＮ３の両端で４０ボルトと
すれば、正味５５ボルトがトランジスタスイッチＱ１の
ピン２に加えられ、そのまま保たれる。エネルギ転送キ
ャパシタＣ２の上部の電圧は、Ｖｉｎからダイオード電
圧降下、例えば３９．３ボルト、を引いた電圧からＶ
ｉｎにＶＯ、例えば９０ボルト、を加えた電圧まで急上
昇する。入力電圧と出力電圧間の比は、式（２）から与
えられる。
絡であり、キャパシタは開路である（全体的に巻線の抵
抗は無視できる程度である）。したがって入力電圧Ｖ
ｉｎ（通常は２５乃至４８ボルト）は、入力キャパシタ
Ｃ１に加えられる。このブースト形態において、出力電
圧ＶＯ（通常は５０ボルト）は入力電圧Ｖｉｎより高い
ので、ダイオードＣＲ１は逆バイアスされオフにされ
る。スイッチＱ１がオフであることによって、Ｃ２の電
圧はＣ３の電圧と等しい。駆動電圧（例えば１５ボル
ト）が、パルス幅変調回路５２によって駆動器５４を介
してピン２でスイッチングトランジスタＱ１のベースに
加えられる。パルス幅変調回路５２は、マサチューセッ
ツ州レキシントンにあるＵｎｉｔｒｏｂｅ会社製造のＵ
Ｃ１８４２によって構成することができる。一方駆動器
５４はＴｅｌｅｄｙｎｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ
社によって製造されるＴＳＣ４４２４により構成するこ
とができる。スイッチＱ１（電力ＭＯＳＦＥＴトランジ
スタ）がオンになるとき、ピン１および３の間が短絡さ
れる。したがって、ピン３の電圧はＶｉｎに増加する
（例えば４０ボルト）。この場合において、入力電圧は
ピン１およびＬＮ３の両端に加えられる。インダクタＬ
Ｎ３の底部で１５ボルト、ＬＮ３の両端で４０ボルトと
すれば、正味５５ボルトがトランジスタスイッチＱ１の
ピン２に加えられ、そのまま保たれる。エネルギ転送キ
ャパシタＣ２の上部の電圧は、Ｖｉｎからダイオード電
圧降下、例えば３９．３ボルト、を引いた電圧からＶ
ｉｎにＶＯ、例えば９０ボルト、を加えた電圧まで急上
昇する。入力電圧と出力電圧間の比は、式（２）から与
えられる。
【００２２】 ＶＯ／Ｖｉｎ＝１／（１−Ｄ） （９） 電圧がＬＮ１の両端で上昇するので、ＬＮ１内の電流Ｉ
１ａは上昇する。これは反対方向においてＬＮ４の電流
を生じさせる。以下の式（１０）にしたがって巻回比を
選ぶことによって、入力リップル電流の消去ができる。 Ｌ２＝ＬＮ１×（ｎ−１）／ｎ２ （１０） ここで、ｎ＝Ｎ１／Ｎ４、Ｎ１はインダクタＬＮ１の巻
線の巻回の数であり、Ｎ４はインダクタＬＮ４の巻線の
巻回の数である。
１ａは上昇する。これは反対方向においてＬＮ４の電流
を生じさせる。以下の式（１０）にしたがって巻回比を
選ぶことによって、入力リップル電流の消去ができる。 Ｌ２＝ＬＮ１×（ｎ−１）／ｎ２ （１０） ここで、ｎ＝Ｎ１／Ｎ４、Ｎ１はインダクタＬＮ１の巻
線の巻回の数であり、Ｎ４はインダクタＬＮ４の巻線の
巻回の数である。
【００２３】スイッチＱ１がオンのとき、ＬＮ１の電圧
Ｖ１は巻回比にしたがってＬＮ５の両端のＶ５として現
れる。この電圧は、第２のダイオードＣＲ２を経てキャ
パシタＣ４に加えられる。スイッチＱ１がオフのとき、
巻回比によって決定されるようなＬＮ１の両端の負の電
圧Ｖ１、すなわちＶｉｎ−ＶＯ、はＶ６としてＬＮ６に
加えられる。この電圧はＣ４の両端の電圧と、Ｃ５の両
端の電圧マイナスＣＲ３の両端のダイオード電圧降下に
加算され、Ｖｏ２として出力される。したがって巻線Ｌ
Ｎ５およびＬＮ６は、（出力電圧ＶＯである）ＬＮ１の
両端におけるピーク−ピーク間の電圧を検出する。Ｖｏ
が調整されるので、出力電圧Ｖｏと共に、局部電源のよ
うなパルス幅変調回路に供給される第２の調整された出
力電圧Ｖｏ２をこれらの巻線は供給する。したがって整
流器の電圧降下を無視すると、 Ｖｏ２＝（Ｎ５／Ｎ１）Ｖｉｎ−Ｎ６／Ｎ１（Ｖｉｎ−Ｖｏ） （１１） Ｖｏ２＝（Ｎ６／Ｎ１）Ｖｏ＋Ｖｉｎ（Ｎ５−Ｎ６）／Ｎ１ （１２） Ｎ５＝Ｎ６のとき、 Ｖｏ２＝Ｎ６Ｖｏ／Ｎ１ ここで、Ｎ５およびＮ６はそれぞれ巻線ＬＮ５およびＬ
Ｎ６の巻回数である。このため、巻線ＬＮ５およびＬＮ
６は調整された補助的低電圧出力を与える。
Ｖ１は巻回比にしたがってＬＮ５の両端のＶ５として現
れる。この電圧は、第２のダイオードＣＲ２を経てキャ
パシタＣ４に加えられる。スイッチＱ１がオフのとき、
巻回比によって決定されるようなＬＮ１の両端の負の電
圧Ｖ１、すなわちＶｉｎ−ＶＯ、はＶ６としてＬＮ６に
加えられる。この電圧はＣ４の両端の電圧と、Ｃ５の両
端の電圧マイナスＣＲ３の両端のダイオード電圧降下に
加算され、Ｖｏ２として出力される。したがって巻線Ｌ
Ｎ５およびＬＮ６は、（出力電圧ＶＯである）ＬＮ１の
両端におけるピーク−ピーク間の電圧を検出する。Ｖｏ
が調整されるので、出力電圧Ｖｏと共に、局部電源のよ
うなパルス幅変調回路に供給される第２の調整された出
力電圧Ｖｏ２をこれらの巻線は供給する。したがって整
流器の電圧降下を無視すると、 Ｖｏ２＝（Ｎ５／Ｎ１）Ｖｉｎ−Ｎ６／Ｎ１（Ｖｉｎ−Ｖｏ） （１１） Ｖｏ２＝（Ｎ６／Ｎ１）Ｖｏ＋Ｖｉｎ（Ｎ５−Ｎ６）／Ｎ１ （１２） Ｎ５＝Ｎ６のとき、 Ｖｏ２＝Ｎ６Ｖｏ／Ｎ１ ここで、Ｎ５およびＮ６はそれぞれ巻線ＬＮ５およびＬ
Ｎ６の巻回数である。このため、巻線ＬＮ５およびＬＮ
６は調整された補助的低電圧出力を与える。
【００２４】図４の（ａ）乃至（ｉ）は、図３のインダ
クタ結合回路５０における定常状態の電圧および電流の
波形を示す。Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３によって、電圧の波形は
すべて等しく図示されるような同位相である。
クタ結合回路５０における定常状態の電圧および電流の
波形を示す。Ｎ１＝Ｎ２＝Ｎ３によって、電圧の波形は
すべて等しく図示されるような同位相である。
【００２５】したがって本発明のインダクタ結合ＤＣ・
ＤＣコンバータは、単一の磁気部品で、通常のエネルギ
貯蔵、電力スイッチ駆動レベルシフト、入力電流リップ
ル消去、および調整された低電圧補助電力発生装置を提
供する。本発明は、部品の数、装置の寸法、および価格
が従来の設計に比べて著しく減少することを可能にす
る。
ＤＣコンバータは、単一の磁気部品で、通常のエネルギ
貯蔵、電力スイッチ駆動レベルシフト、入力電流リップ
ル消去、および調整された低電圧補助電力発生装置を提
供する。本発明は、部品の数、装置の寸法、および価格
が従来の設計に比べて著しく減少することを可能にす
る。
【００２６】以上、本発明は特定の応用のための特定の
実施例に関してここに開示された。本発明の技術的範囲
を逸脱することなく修正、応用および実施例が当業者に
見出だされるであろう。
実施例に関してここに開示された。本発明の技術的範囲
を逸脱することなく修正、応用および実施例が当業者に
見出だされるであろう。
【００２７】したがって、そのような応用、修正、およ
び実施例の任意および全ては添付された特許請求の範囲
によって本発明の技術的範囲内に包含される。
び実施例の任意および全ては添付された特許請求の範囲
によって本発明の技術的範囲内に包含される。
【図１】インダクタ結合コンバータの概要図。
【図２】本発明のインダクタ結合ブーストコンバータの
概要図。
概要図。
【図３】本発明のインダクタ結合ブーストコンバータの
好ましい実施例の概要図。
好ましい実施例の概要図。
【図４】図３のインダクタ結合回路における電圧および
電流波形図。
電流波形図。
Ｑ１…トランジスタスイッチ、５２…パルス幅変調回
路、５４…駆動器。
路、５４…駆動器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 ＩＥＥＥ ＰＥＳＣ’87 ＲＥＣＯＲＤ Ｊ．Ｌ．ＷＨＩＴＥ，Ｗ．Ｊ．ＭＵＬＤ ＯＯＮ”ＴＷＯ−ＩＮＤＵＣＴＯＲ ＢＯ ＯＳＴ ＡＮＤ ＢＵＣＫ ＣＯＮＶＥＲ ＴＥＲＳ”Ｐ．Ｐ．387−392
Claims (2)
- 【請求項１】 第１および第２の入力端子と出力端子と
を有するインダクタ結合型式のブーストＤＣ・ＤＣコン
バータにおいて、前記第１の入力端子を介してＤＣ電圧源に接続されてい
る極端子と制御端子と第１および第２の接続端子とを有
し、前記制御端子に与えられる駆動信号に応答して、前
記極端子と前記第１の接続端子との間または前記極端子
と前記第２の接続端子との間を導通させることにより、
前記ＤＣ電圧源の入力ＤＣ電圧を時間的に変化する波形
を有する信号に変換するスイッチと、 第１のインダクチブ素子とを具備し、 この第１のインダクチブ素子が、 前記スイッチの前記第１の接続端子と前記コンバータの
前記第２の入力端子の間に接続される第１の巻線と、 前記スイッチの前記第２の接続端子と前記コンバータの
前記出力端子の間に接続される第２の巻線と、 前記スイッチの前記制御端子に与えられる駆動信号のレ
ベルをシフトするレベルシフト手段を構成するために、
前記スイッチの前記制御端子に第１の端部が接続され、
第２の端部が前記駆動信号を受けるように接続された第
３の巻線とを具備していることを特徴とするインダクタ
結合型式のブーストＤＣ・ＤＣコンバータ。 - 【請求項２】 第１および第２の入力端子と出力端子と
を有するインダクタ結合型式のブーストＤＣ・ＤＣコン
バータにおいて、前記第１の入力端子を介してＤＣ電圧源に接続されてい
る極端子と制御端子と第１および第２の接続端子とを有
し、前記制御端子に与えられる駆動信号に応答して、前
記極端子と前記第１の接続端子との間または前記極端子
と前記第２の接続端子との間を導通させることにより、
前記ＤＣ電圧源の入力ＤＣ電圧を時間的に変化する波形
を有する信号に変換するスイッチと、 第１のインダクチブ素子とを具備し、 この第１のインダクチブ素子が、 前記スイッチの前記第１の接続端子と前記コンバータの
前記第２の入力端子の間に接続される第１の巻線と、 前記スイッチの前記第２の接続端子と前記コンバータの
前記出力端子の間に接続される第２の巻線と、 第１の端部が前記スイッチの前記極端子に接続され、第
２の端部が前記コンバータの前記第２の入力端子に接続
されている前記第１のインダクチブ素子の第３の巻線を
含むリップル取消し回路とを具備していることを特徴と
するインダクタ結合型式のブーストＤＣ・ＤＣコンバー
タ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/633,835 US5122728A (en) | 1990-12-26 | 1990-12-26 | Coupled inductor type dc to dc converter with single magnetic component |
| US633835 | 1990-12-26 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04351465A JPH04351465A (ja) | 1992-12-07 |
| JPH07101986B2 true JPH07101986B2 (ja) | 1995-11-01 |
Family
ID=24541315
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3343477A Expired - Fee Related JPH07101986B2 (ja) | 1990-12-26 | 1991-12-25 | Ｄｃ・ｄｃコンバータ |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5122728A (ja) |
| EP (1) | EP0492820A3 (ja) |
| JP (1) | JPH07101986B2 (ja) |
| AU (1) | AU636522B2 (ja) |
| CA (1) | CA2047775A1 (ja) |
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