JPH07107656B2 - 無効電力調整装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、電圧フリツカの防止、力率改善、高調波成分
の低減等を行うための三相交流回路の無効電力調整装置
に関するものである。

〔従来の技術〕

フリツカ防止及び／又は力率改善のために三相交流電源
線の各線間にコンデンサ、又はコンデンサとリアクトル
との並列回路から成る進み電流供給回路を接続すること
は良く知られている。また、特開昭56-159936号（特願
昭55-61600）公報に、瞬時有効電流、及び瞬時無効電流
を求め、これに基づいて電力障害補償回路を制御するこ
とが開示されている。更に、特願昭60-137499号におい
て、本件出願人は、三相不平衡負荷の力率改善を線電流
検出に基づいて容易に達成する方法を提案した。またト
ランジスタで構成した三相PWM変換器を使用して無効分
を制御する方法も既に提案されている。

〔発明が解決しようとする問題点〕

しかし、上記の特願昭60-137499号には高調波成分を除
去する方法が開示されていない。また、上記のトランジ
スタ三相PWM変換器を使用する方法は、大容量化が困難
であるという欠点を有する。

そこで、本発明の目的は、中又は大容量の無効電力調整
を容易に達成することができる装置を提供することにあ
る。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するための本発明は、実施例を示す図面
の符号を参照して説明すると、三相交流電源線にスイッ
チを介してコンデンサ又はリアクトルを接続して無効電
流の基本波成分を供給すると共に前記無効電流の基本波
成分の大きさを調整することができるように構成された
三相の無効電流の基本波成分供給回路（3a）（3b）（3
c）と、前記三相交流電源線に接続され且つ半導体スイ
ッチのオン・オフ制御で無効電流の高調波成分を供給す
ることができるように構成された三相のパルス幅変調変
換回路（62）と、前記三相交流電源線に接続されている
三相負荷（２）の第１相、第２相及び第３相の線電流
（Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_W）を検出する線電流検出器（4a）（4
b）（4c）と、前記第１、第２及び第３相の線電流
（Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_W）に基づいて第１相、第２相及び第３
相の瞬時無効電流（Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wq）を求め、前記第
１、第２及び第３の瞬時無効電流（Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wq）
の基本波成分の実効値（ａ、ｂ、ｃ）又はこれに比例し
た値を得、線電流で表される各相の瞬時無効電流の基本
波成分の前記実効値（ａ、ｂ、ｃ）又はこれに比例した
値を相電流（ｘ、ｙ、ｚ）に変換し、前記相電流（ｘ、
ｙ、ｚ）に基づいて前記三相負荷（２）の無効電流の基
本波成分の全部又は一部を補償するように前記無効電流
の基本波成分供給回路（3a）（3b）（3c）の前記スイッ
チを制御し、且つ前記第１、第２及び第３の瞬時無効電
流（Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wq）の高調波成分（a2、b2、c2）を
求め、前記高調波成分（a2、b2、c2）に基づいて、この
高調波成分（a2、b2、c2）を除去するように前記三相パ
ルス幅変調変換回路（62）を制御する演算及び制御手段
とから成る無効電力調整装置に係わるものである。

なお、演算及び制御手段は、例えば、第１図の符号５、
６、７、８、60、61で示す回路、又はマイクロコンピュ
ータ等である。

〔作用〕

上記発明によれば、線電流の検出に基づいて基本波成分
と高調波成分とが実質的に分離されて補償される。高調
波成分は基本波成分よりも周波数が高いので、パルス幅
変調（PWM）変換回路（62）によつて補償する。この
時、必要に応じて基本波成分の一部をPWM変換回路（6
2）で補償してもよい。PWM変換回路（62）は基本波成分
を補償する機能を有するが、基本波成分の全部をここで
補正するように構成すると、大容量の場合には半導体ス
イツチが入手不可能になるか、又はコスト高になる。そ
こで、本発明では無効電流の基本波成分供給回路（3a）
（3b）（3c）によつて無効電流の基本波成分の全部又は
大部分を供給する。これにより、高調波電流の抑制、フ
リツカ防止及び力率改善を容易且つ良好に達成すること
ができる。

〔第１の実施例〕 次に、図面を参照して本発明の第１の実施例に係わる三
相交流回路の無効電力調整方式について述べる。

（第１図の説明） 第１図において、第１相（Ｕ相）、第２相（Ｖ相）、及
び第３相（Ｗ相）の電源線（1u、1v、1w）には、三相不
平衛負荷（２）が接続されている。この三相不平衡負荷
（２）は、例えば、力率がほぼ同一の溶接機等の単相負
荷（2a）（2b）（2c）を各線間に接続したものであり、
各線間の負荷（2a）（2b）（2c）は固定された負荷では
なく、その大きさが変化するものである。従つて、もし
力率補償しなければ、負荷（２）の変動によつて電源線
（1u）（1v）（1w）の電圧変動（フリツカ）が発生し、
且つ力率が悪化する。（3a）（3b）（3c）は力率調整の
ための進み無効電流の基本波成分供給回路であり、三相
の電源線（1u）（1v）（1w）に接続されている。この無
効電流の基本波成分供給回路（3a）（3b）（3c）は各線
間に複数個のコンデンサＣ_1a〜Ｃ_1n、Ｃ_2a〜Ｃ_2n、Ｃ_3a
〜Ｃ_3nを交流スイツチとしてのサイリスタＳ_1a〜Ｓ_1n、
Ｓ_2a〜Ｓ_2n、Ｓ_3a〜Ｓ_3nを介して選択的に接続するよう
に構成されている。無効電流の基本波成分供給回路（3
a）（3b）（3c）で供給する進み電流を負荷（２）の変
動に対応させて調整すれば、三相交流回路の力率が補償
され、且つ電圧変動（フリツカ）も防止される。なお、
この実施例では、コンデンサＣ_1a〜Ｃ_1nとして容量の比
が1:2:4:8の４個のコンデンサが設けられているので、
この４個のコンデンサの組み合せで15段の容量が得られ
る。コンデンサＣ_2a〜Ｃ_2n、Ｃ_3a〜Ｃ_3nも同様に構成さ
れている。

この実施例では三相負荷（２）としての各線間の負荷
（2a）（2b）（2c）は多数の負荷の集まりから成るの
で、相電流を直接に検出することが困難である。そこ
で、線電流Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_Wを検出するために、各電源線
（1u）（1v）（1w）に変流器から成る電流検出器（4a）
（4b）（4c）が夫々接続されている。

（５）は瞬時無効電流成分を求める第１の演算回路であ
り、各相の線電流Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_Wに対応する各相の瞬時
無効電流Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wqを出力する。この演算回路
（５）の具体的構成は後で説明する。

（６）は基本波成分抽出回路であり、第１の演算回路
（５）から得られる瞬時無効電流Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wqの基
本波成分の実効値即ち瞬時無効電流の基本波成分の線電
流ａ、ｂ、ｃ（実効値）を直流で出力すると共に、基本
波成分を交流で出力するように構成されている。

（７）は線電流を相電流に変換する第２の演算回路であ
る。即ち、瞬時無効電流の基本波成分の各相の線電流
ａ、ｂ、ｃ（実効値）を各相の相電流ｘ、ｙ、ｚ（実効
値）に変換する回路である。この第２の演算回路（７）
は後で詳しく説明する。

（８）はゲート制御回路であり、第２の演算回路（７）
から得られる瞬時無効電流の基本波成分の各相の相電流
ｘ、ｙ、ｚに基づいて、負荷（２）と無効電流の基本波
成分供給回路（3a）（3b）（3c）との総合力率が１にな
るようにサイリスタＳ_1a〜Ｓ_3nを制御するためのゲート
信号を発生する回路である。

（60）は高調波成分抽出回路であつて、本発明に従つて
新しく設けられたものであり、第１の演算回路（５）と
基本波成分抽出回路（６）とに接続されている。この高
調波成分抽出回路（60）は、各相において瞬時無効電流
Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wqから基本波成分ａ₁、ｂ₁、ｃ₁を減算
することによつて各相の高調波成分ａ₂、ｂ₂、ｃ₂を出
力する。

（61）は制御信号形成回路であつて、高調波成分抽出回
路（60）と、高調波成分補償用PWM変換回路（62）で供
給する電流を検出するための電流検出器（63a）（63b）
（63c）とに接続され、PWM変換回路（62）のトランジス
タＱ₁〜Ｑ₆をオン・オフ制御する信号を発生する。

高調波補償電流供給用PWM変換回路（62）は、ブリツジ
接続された自己消弧形半導体スイツチ素子としてのトラ
ンジスタＱ₁〜Ｑ₆を含み、各対のトランジスタＱ₁〜Ｑ₆
の接続点に交流電源線（1u、1v、1w）が接続され、各対
のトランジスタＱ₁〜Ｑ₆の負荷としてリアクトル（64）
が接続されている。各トランジスタＱ₁〜Ｑ₆のベースは
制御信号形成回路（61）に接続され、各トランジスタＱ
₁〜Ｑ₆はパルス幅変調（PWM）駆動され、制御された高
調波補償電流を供給する。なお、PWM変換回路（62）の
入力ライン間にコンデンサＣ₁₁、Ｃ₁₂、Ｃ₁₃が接続され
ている。

（瞬時無効電流及び第２図の説明） 瞬時無効電流は、前述した特開昭56-159936号公報で説
明されている。

三相交流電源電圧Ｖ_U、Ｖ_V、Ｖ_Wは、最大値Ｖ_m、角周波
数ωの平衡三相交流電圧であるとすれば次式で表わされ
る。

いま、三相負荷電流Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_Wをωで回転する変換
マトリクスで座標変換した電流をＩ_p、Ｉ_qで表わすと、
零相電流が存在しない場合は、一般に次式が成立する。

また、三相電流Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_WをＩ_p、Ｉ_qで表わせば次
式になる。

ここで、無効電流Ｉ_qのみを算出するため、（２）
（３）式においてＩ_p＝０とすると、次式が得られる。

負荷電流Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_Wの無効電流成分Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ
_Wqは（４）（５）式より次式で表わされる。

第２図はマトリクス表示の（７）式を演算するための第
１の演算回路（５）を示すブロツク図である。（9u）
（9v）（9w）は線電流Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_Wを与えるライン、
（10）はωｔの情報を与えるライン、（11）はsinωｔ
発生回路、（12）はsin（ωｔ−２π/3）発生回路、（1
3）はsin（ωｔ−４π/3）発生回路、（14）（15）（1
6）は線電流Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_Wと回路（11）（12）（13）の
出力との乗算器、（17）は３つの乗算器（14）（15）
（16）の出力の加算器、（18）（19）（20）は加算器
（17）の出力と回路（11）（12）（13）の出力との乗算
器、Ｋ₁、Ｋ₂、Ｋ₃は2/3の係数器であり、ここから瞬時
無効電流Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wqが出力される。例えば、第１
相の瞬時無効電流Ｉ_Uqは次式に基づいて得られる。

第２相及び第３相の瞬時無効電流Ｉ_Vq、Ｉ_Wqも同様に演
算される。これ等の瞬時無効電流Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wqは線
電流Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_Wに基づいて決定されているので、線
電流の瞬時無効電流成分である。この瞬時無効電流
Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wqは、第３図の基本波成分抽出回路
（６）によつて、基本波成分の実効値即ち瞬時無効電流
成分の線電流ａ、ｂ、ｃ（実効値）に変換される。

（基本波成分抽出回路の説明） 基本波成分抽出回路（６）は、第３図から明らかな如く
第１図の第１の演算回路（５）に接続されている基本波
成分抽出用ローパスフイルタ（65）と実効値変換器（6
6）とから成る。実効値変換器（66）は、例えば、アナ
ログ・デバイス（株）のAD536AのRMS/DCコンバータであ
り、交流の実効値に対応する電流電圧を送出するもので
ある。第３図は第１相分の回路が示されているのみであ
るが、第２相、及び第３相も全く同様に構成されている
ので、基本波成分抽出回路（６）からは、各相の基本波
成分の実効値即ち実効値表示の線電流ａ、ｂ、ｃ（直
流）が出力され、且つローパスフイルタ（65）からは無
効電流の基本波成分ａ₁、ｂ₁、ｃ₁が交流で出力され
る。

（線電流−相電流変換の説明） 次に、第４図及び第５図を参照して線電流（瞬時無効電
流）ａ、ｂ、ｃを相電流（瞬時無効電流）ｘ、ｙ、ｚに
変換する方法を説明する。

第４図の線電流−相電流変換用の第２の演算回路（７）
は、次に（８）（９）（10）式に基づいて、線電流ａ、
ｂ、ｃを相電流ｘ、ｙ、ｚに変換するように構成されて
いる。

但し、Ａは次式で示すものである。

（８）（９）（10）式ににより、相電流ｘ、ｙ、ｚが近
似的に得られることを説明する。第１図の各負荷（2a）
（2b）（2c）の各力率が同一であるとすれば、各相の合
計された相電流ｘ、ｙ、ｚは位相差120度を有し、第５
図のベクトル図で表わすことが出来る。そして、各相電
流ｘ、ｙ、ｚと各線電流ａ、ｂ、ｃとの関係も第５図の
如くになるので、両者の間に次の（11）式が成立する。

この（12）式により次の（13）式が成立する。

２（ｘ＋ｙ＋ｚ）²−３（xy＋yz＋zx）＝ｂ²＋ｃ²＋ａ²
……（13） 一方、公式により次の（14）式が成立する。

３（xy＋yz＋zx）²＝２（ｂ²ｃ²＋ｃ²ａ²＋ａ²ｂ²）−
（ｂ⁴＋ｃ⁴＋ａ⁴） ……（14） （14）式より次式が得られる。

（15）式を（13）式に代入すると次式が得られる。

以下、（16）式をＡとする。また、（12）式より次式が
成立する。

（18）式及びｘ＋ｙ＋ｚ＝Ａの関係から次式が成立す
る。

この（19）式から前述の（８）（９）（10）式が得られ
る。従つて、（８）（９）（10）式は各相の相電流を表
わしている。

第４図の演算回路（７）は、（８）（９）（10）式の演
算を実行するために、第１図の基本波成分抽出回路
（６）に接続される線電流入力ライン（21）（22）（2
3）に線電流ａ、ｂ、ｃの二乗値を求める二乗演算器（2
4）（25）（26）を有する。各二乗演算器（24）（25）
（26）の出力段には、（８）（９）（10）式の中のａ²
＋ｂ²、ｂ²＋ｃ²、ｃ²＋ａ²の部分の演算をなすために
加算器（27）（28）（29）が設けられ、また、（８）
（９）（10）式の2c²、2a²、2b²を得るために、２倍値
演算器（30）（31）（32）が設けられている。（33）
（34）（35）は減算器であり、前段の加算器（27）（2
8）（29）の出力から演算器（30）（31）（32）の出力
を減算して、（８）（９）（10）式のａ²＋ｂ²−2c²、
ｂ²＋ｃ²−2a²、ｃ²＋ａ²−2b²を得るものである。（3
6）は加算器であり、加算器（29）の出力ｃ²+ａ²に、二
乗演算器（25）の出力ｂ²を加算して（８）（９）（1
0）式のＡに含まれるａ²＋ｂ²＋ｃ²を得るものである。
（37）（38）（39）は除算器であり、前段の減算器（3
3）（34）（35）の出力を別に求めた3Aで割算し、
（８）（９）（10）式の第２項を求めるものである。
（40）（41）（42）は加算器であり、前段の除算器（3
7）（38）（39）の出力と別に求めた（８）（９）（1
0）式の第１項の値A/3とを加算して（８）（９）（10）
式の相電流ｘ、ｙ、ｚを出力するものである。

線電流入力ライン（21）（22）（23）に接続されている
加算器（43）（44）（45）は、（８）（９）（10）式の
Ａを示す式の中のａ＋ｂ、ｂ＋ｃ、ｃ＋ａを求めるもの
である。加算器（46）は、加算器（43）の出力ａ＋ｂに
ライン（23）のｃを加算してＡを示す式の中の（ａ＋ｂ
＋ｃ）を求めるものである。減算器（47）は加算器（4
3）の出力からライン（23）の出力を減算してＡを示す
式のａ＋ｂ−ｃを得るものである。減算器（48）は、加
算器（44）の出力からライン（21）の出力を減算して、
Ａを示す式の（−ａ＋ｂ＋ｃ）を得る回路である。減算
器（49）は、加算器（45）の出力からライン（22）の出
力を減算してＡを示す式の（ａ−ｂ＋ｃ）を得る回路で
ある。乗算器（50）は加算器（46）の出力と減算器（4
7）の出力とを乗算してＡを示す式の（ａ＋ｂ＋ｃ）
（ａ＋ｂ−ｃ）を得る回路である。乗算器（51）は乗算
器（48）の出力と減算器（49）の出力とを乗算して、Ａ
を示す式の（−ａ＋ｂ＋ｃ）（ａ−ｂ＋ｃ）を得る回路
である。乗算器（52）は前段の２つの乗算器（50）（5
1）の２つの出力を乗算し、Ａを示す式の（ａ＋ｂ＋
ｃ）（−ａ＋ｂ＋ｃ）（ａ−ｂ＋ｃ）（ａ＋ｂ−ｃ）
（以下、これをＢと呼ぶ）を得るものである。乗算器
（53）は前段の乗算器（52）の出力Ｂに基づいてＢ×３
を得る回路である。平方根演算器（54）は、前段の乗算
器（53）の出力3B平方根 を得る回路である。加算器（55）は前段の演算器（54）
の出力と加算器（36）の出力とを加算してＡを示す式の を得る回路である。1/2除算器（56）は前段の加算器（5
5）の出力の1/2の出力を得る回路である。平方根演算器
（57）は、前段の1/2除算器（56）の出力の平方根即ち
Ａを示す式の出力を得るものである。乗算器（58）は前
段の演算器（57）の出力Ａに３を乗算して3Aを求め、こ
れを各相の乗算器（37）（38）（39）に与えるものであ
る。除算器（69）は平方根演算器（57）の出力Ａの1/3
を求め、これを加算器（40）（41）（42）に供給するも
のである。

（高調波成分補償） 高調波成分抽出回路（60）は、第３図に示す如く瞬時無
効電流Ｉ_Uqからこの基本波成分ａ₁を減算する減算器（6
0a）を含む。第２及び第３相も同様に構成されているの
で、ここからは各相の高調波成分ａ₂、ｂ₂、ｃ₂が交流
で出力される。

制御信号形成回路（61）は、ヒステリシスコンパレータ
（67）と論理回路（68）とを含む。ヒステリシスコンパ
レータ（67）の一方の入力端子には高調波成分抽出回路
（60）が接続され、ここに第６図（Ａ）で説明的に示す
交流の高調波成分ａ₂が入力する。コンパレータ（67）
の他方の入力端子には第１図の電流検出器（63a）が接
続され、第６図（Ａ）に示す電流検出値ａ₃が入力す
る。コンパレータ（67）では高調波成分ａ₂に基づいて
２つのヒステリシスレベルＶ_L、Ｖ_Hが得られ、これ等と
電流検出値ａ₃とが比較され、ａ₃がＶ_L、Ｖ_Hに達する毎
に出力が反転し、第６図（Ｂ）に示す比較出力が得られ
る。即ち、ａ₃がレベルＶ_HからレベルＶ_Lに向うｔ₂〜ｔ
₃区間では比較出力が低レベル、ａ₃がレベルＶ_LからＶ_H
に向うｔ₃〜ｔ₄期間では高レベルになる。

論理回路（68）は、比較出力に基づいてトランジスタＱ
₁、Ｑ₂の制御信号を形成する回路である。第６図（Ｃ）
に示すトランジスタＱ₁の制御信号は、高調波成分ａ₂の
前半サイクルのｔ₁〜ｔ₅において第６図（Ｂ）の比較出
力をそのまま選択し、後半サイクルのｔ₅〜ｔ₆において
第６図（Ｂ）の比較出力を反転することによつて形成さ
れている。第６図（Ｄ）のトランジスタＱ₂の制御信号
は第６図（Ｃ）の制御パルスを反転したものである。第
２相及び第３相のトランジスタＱ₃〜Ｑ₆の制御信号も第
１相と全く同様に形成する。

（動作） 第１図の負荷（２）に高調波成分及び無効分を含む線電
流Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_Wが流れている場合には、電流検出器（4
a）（4b）（4c）で検出され、第１の演算回路（５）に
送られる。第１の演算回路（５）は各線電流Ｉ_U、Ｉ_V、
Ｉ_Wの瞬時無効電流Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wqを検出する。基本
波成分抽出回路（６）は瞬時無効電流Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wq
の中の基本波成分を抽出し、この実効値に対応する直流
電圧から成る線電流ａ、ｂ、ｃを出力する。無効電流の
基本波成分供給回路（3a）（3b）（3c）は電源線（1u）
（1v）（1w）の各線間に接続されているので、第２の演
算回路（７）において線電流ａ、ｂ、ｃを相電流ｘ、
ｙ、ｚ（実効値）に変換し、相電流ｘ、ｙ、ｚを示す直
流電圧を制御回路（８）に供給する。制御回路（８）は
無効電流の基本波成分の相電流ｘ、ｙ、ｚを補償するよ
うに無効電流の基本波成分供給回路（3a）（3b）（3c）
のコンデンサを選択し、このコンデンサを接続するよう
にサイリスタＳ_1a〜Ｓ_3nをオン制御する。サイリスタＳ
_1a〜Ｓ_3nはゲート信号の供給が停止しても電流が直ちに
遮断されないので、基本波の進み電流を供給することは
可能であるが、周波数の高い高調波成分を供給すること
はできない。

一方、高調波補償用のPWM変換回路（62）は、無効電流
の基本波成分供給回路（3a）（3b）（3c）で補償するこ
とができない分を補償する。即ち、無効電流の基本波成
分供給回路（3a）（3b）（3c）は無効電流の基本波成分
を補償するものであり、高調波成分を補償することがで
きないので、高調波成分抽出回路（60）で高調波成分ａ
₂、ｂ₂、ｃ₂を抽出し、これを補償するようにトランジ
スタＱ₁〜Ｑ₆から成るPWM変換回路（62）を駆動する。
トランジスタＱ₁〜Ｑ₆は自己消弧形半導体スイツチであ
るから、このオン・オフを商用周波数以上の周波数で行
うことが可能であり、高調波成分を補償することができ
る。従つて、第１図の方式によれば、フリツカ防止、力
率改善、及び高調波電流の抑制が達成される。

〔第２の実施例〕 第７図は本発明の第２の実施例の無効電力補償方式の一
部を示す。この第２の実施例の方式は第１の実施例の方
式の一部を変えた他は、第１図と同一であるので、第１
図と共通する部分のほとんどが第７図に示されていな
い。第１図の方式では、無効電流の基本波成分供給回路
（3a）（3b）（3c）がコンデンサＣ_1a〜Ｃ_3nを段階的に
接続するために、所望の基本波成分を100％供給するこ
とが不可能になり、供給不足又は供給過剰が生じる。そ
こで、第７図の回路では、基本波成分の供給不足又は過
剰を補償するように第１図の高調波補償用PWM変換回路
（62）を制御する信号を形成する。このため、基本波成
分の補償量を示す信号を形成する回路（71）が設けられ
ている。この信号形成回路（71）は、補償したい相電流
ｘ、ｙ、ｚ（実効値）と、制御回路（８）から得られる
コンデンサＣ_1a〜Ｃ_3nの接続段数を示す信号に基づいて
コンデンサＣ_1a〜Ｃ_3nで補償可能な基本波成分ｘ₁、
ｙ₁、ｚ₁を求める回路（72）を有する。ここから得られ
る補償可能な基本波成分ｘ₁、ｙ₁、ｚ₁は相電流に対応
する実効値（直流電圧）で得られるので、第３の演算回
路（73）によつて相電流を線電流に変換し、ここから得
られる線電流（直流）を直流−正弦波変換回路（74）で
正弦波交流に変換し、線電流に変換された補償可能な基
本波成分ａ₁₁、ｂ₁₁、ｃ₁₁を高調波成分抽出回路（60）
に送る。

高調波成分抽出回路（60）は第１図と同一の構成である
ので、無効電流Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wqと基本波成分ａ₁₁、ｂ
₁₁、ｃ₁₁との差に対応した信号ａ₂、ｂ₂、ｃ₂を第１図
と同一の制御信号形成回路（61）に送る。従つて、高調
波成分抽出回路（60）は単に高調波成分を抽出するのみ
でなく、第１図の基本波成分供給回路（3a）（3b）（3
c）で補償不足又は過剰となつた基本波成分も抽出す
る。この結果、第１図の高調波補償用PWM変換回路（6
2）は、高調波成分のみならず、無効電流の基本波成分
供給回路（3a）（3b）（3c）で補償不足となつた又は過
補償となつた基本波成分も補償する。PWM変換回路（6
2）は、高調波成分のみならず、基本波成分の補償機能
も有するので、原理的には進み無効電流供給回路（3a）
（3b）（3c）を省いて基本波成分の全部をPWM変換回路
（62）で供給することも可能であるが、PWM変換回路（6
2）は高周波動作しなければならず、このためトランジ
スタ、GTO等の自己消弧形半導体スイツチ素子を使用し
なければならない。従つて、PWM変換回路（62）の容量
を大きくすることは困難である。そこで、この実施例で
は、基本波成分の全部又は大部分を、サイリスタの逆並
列又はトライアツクから成る交流スイツチを使用した基
本波成分供給回路（3a）（3b）（3c）で補償している。

なお、第８図は第７図の第３の演算回路（73）を示す。
この演算回路（73）は次の演算を実行する。

第８図のײは二乗器、×は乗算器、√は平方根を求め
る演算器である。

（変形例） 本発明は上述の実施例に限定されるものではなく、例え
ば次の変形例が可能なものである。

（１） 第９図は無効電流の基本波成分供給回路（3a）
（3b）（3c）の変形例を示す。この回路では各線間のコ
ンデンサＣ₁、Ｃ₂、Ｃ₃に並列にリアクトルＬ₁、Ｌ₂、
Ｌ₃が接続され、リアクトル₁、Ｌ₂、Ｌ₃に直列にサイリ
スタＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃が接続されている。サイリスタＳ₁、
Ｓ₂、Ｓ₃は力率を１にするように位相制御（導通角制
御）される。従つて、コンデンサ容量を連続的に制御し
たと等価な効果が得られる。サイリスタＳ₁、Ｓ₂、Ｓ₃
の位相制御角は、瞬時無効電流の相電流ｘ、ｙ、ｚに基
づいて決定される。

（２） 第１図のサイリスタＳ_1a〜Ｓ_3nの代りに、電磁
接触器などの機械的スイツチを接続し、制御の応答速度
を遅らせて、単に三相不平衡負荷、不平衡力率の力率調
整位置としてもよい。また、トランジスタＱ₁〜Ｑ₆の代
りにGTOを使用してもよい。

（３） 演算回路（５）（７）をアナログ演算器で構成
する代りに、マイクロコンピユータによるデイジタル演
算回路としてもよい。

（４） サイリスタＳ_1a〜Ｓ_3n、Ｓ₁〜Ｓ₃をトライアツ
クとせずに、SCRを逆並列接続したものとしてもよい。

（５） 第１図のリアクトル（64）の代りにコンデンサ
を接続してもよい。また、このコンデンサを接続する場
合には、PWM変換器の三相入力ラインに直列にリアクト
ルを接続してもよい。

（６） 第７図に示す様に基本波成分の補償不足分又は
過剰分を求める代りに、補償不足分又は過剰分が予め分
つている場合には、基本波成分ａ₁、ｂ₁、ｃ₁にこの不
足分又は過剰分を加えて高調波抽出回路（60）に入力さ
せてもよい。

（７） 第１図の基本波成分抽出回路（６）を、第10図
に示す如く構成してもよい。第10図は平均値変換回路
（80）によつて瞬時無効電流Ｉ^Uqの平均値（実効値に比
例）ａを求め、これを第２の演算回路（７）に送る。平
均値変換回路（80）は、全波整流器（82）と積分回路
（83）とサンプルホールド回路（84）とから成る。交流
の基本波成分を得るための正弦波発生回路（85）は、多
数の正弦波データを含むROM（86）とこのROM（86）の出
力をD/A変換して交流にするためのD/A変換器（87）とを
含む。ROM（86）は電源電圧の零点信号に同期するてい
倍回路（88）とカウンタ（89）とに基づいて読み出し制
御され、平均値変換回路（80）の出力のレベルに対応し
た正弦波データを出力する。この正負の打ち消し合いが
生じ、平均値出力にほとんど関係しなくなり、結局、基
本波成分に対応した平均値出力が得られる。

（８） 第１図の基本波成分抽出回路（６）は、第11図
に示す如く第３図と同一の実効値変換器（66）と第10図
の正弦波発生回路（85）の組み合せで構成してもよい。

〔発明の効果〕

本発明は次の効果を有する （イ） パルス幅変調変換回路は基本波成分を補償する
機能を有する。もし、パルス幅変調変換回路で基本波成
分の全部を補償するように構成すると、大容量の半導体
スイッチを使用することが必要になり、装置がコスト高
になる。そこで、本発明では、パルス幅変調変換回路の
他に、スイッチを介して三相交流電源線の線間に接続さ
れるコンデンサ又はリアクトルから成る基本波成分供給
回路を設け、これによって基本波成分の全部又は一部を
補償している。基本波成分供給回路のスイッチは高速で
断続する必要がないから、同一電流容量で比較した場
合、パルス幅変調回路の半導体スイッチに比べて低コス
トである。従って、本発明によれば無効電力調整装置の
コストの低減が可能になる。

（ロ） 三相の線電流を検出し、これに基づく演算処理
で基本波成分供給回路とパルス幅変調変換回路との両方
の制御を行うので、装置の構成が比較的簡単になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わる三相無効電力調
整装置を示すブロツク図、 第２図は第１図の第１の演算回路を示すブロツク図、 第３図は第１図の一部を詳しく示すブロツク図、 第４図は第１図の第２の演算回路を示すブロツク図、 第５図は三相不平衡負荷の線電流と相電流との関係を示
すブロツク図、 第６図は第３図の各部の状態を示す波形図、 第７図は本発明の第２の実施例の無効調整装置の一部を
示すブロツク図、 第８図は第７図の第３の演算回路を示す回路図、 第９図は変形例の無効電流の基本波成分供給回路を示す
回路図、 第10図及び第11図は変形例の基本波成分抽出回路を示す
ブロツク図である。 （1u）（1v）（1w）……電源線、（２）……負荷、（3
a）（3b）（3c）……無効電流の基本波成分供給回路、
（4a）（4b）（4c）……電流検出器、（５）……第１の
演算回路、（６）……基本波成分抽出回路、（７）……
第２の演算回路、（８）……ゲート制御回路、（60）…
…高調波成分抽出回路、（62）……PWM変換回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】三相交流電源線にスイッチを介してコンデ
   ンサ又はリアクトルを接続して無効電流の基本波成分を
   供給すると共に前記無効電流の基本波成分の大きさを調
   整することができるように構成された三相の無効電流の
   基本波成分供給回路（3a）（3b）（3c）と、 前記三相交流電源線に接続され且つ半導体スイッチのオ
   ン・オフ制御で無効電流の高調波成分を供給することが
   できるように構成された三相のパルス幅変調変換回路
   （62）と、 前記三相交流電源線に接続されている三相負荷（２）の
   第１相、第２相及び第３相の線電流（Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_W）
   を検出する線電流検出器（4a）（4b）（4c）と、 前記第１、第２及び第３相の線電流（Ｉ_U、Ｉ_V、Ｉ_W）
   に基づいて第１相、第２相及び第３相の瞬時無効電流
   （Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wq）を求め、前記第１、第２及び第３
   の瞬時無効電流（Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、Ｉ_Wq）の基本波成分の実
   効値（ａ、ｂ、ｃ）又はこれに比例した値を得、線電流
   で表される各相の瞬時無効電流の基本波成分の前記実効
   値（ａ、ｂ、ｃ）又はこれに比例した値を相電流（ｘ、
   ｙ、ｚ）に変換し、前記相電流（ｘ、ｙ、ｚ）に基づい
   て前記三相負荷（２）の無効電流の基本波成分の全部又
   は一部を補償するように前記無効電流の基本波成分供給
   回路（3a）（3b）（3c）の前記スイッチを制御し、且つ
   前記第１、第２及び第３の瞬時無効電流（Ｉ_Uq、Ｉ_Vq、
   Ｉ_Wq）の高調波成分（a2、b2、c2）を求め、前記高調波
   成分（a2、b2、c2）に基づいて、この高調波成分（a2、
   b2、c2）を除去するように前記三相パルス幅変調変換回
   路（62）を制御する演算及び制御手段と から成る無効電力調整装置。