JPH07107797A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 誘導電動機の出力トルクを精密かつ応答性よ
く制御し得る誘導電動機の制御装置を提供する。 【構成】 ３相２相変換器１によってモータ電流の瞬時
値ｉu 、ｉv 、ｉw からモータ内部の励磁電流ｉd 及び
トルク電流ｉq を直流量として検出し、これを磁束密度
指令から変換した励磁電流指令ｉd ＊及びトルク指令を
変換したトルク電流指令ｉq ＊のそれぞれに対して独立
にフィードバック制御する。これにより、温度変化によ
る２次抵抗ｒ2 の変動や、出力トルクの変化による電流
変化などのいかなる場合においてもモータ内部の実際の
励磁電流ｉd 、トルク電流ｉq を所望の値に制御するこ
とができ、その結果、モータの出力トルクを精密かつ応
答性よく制御し得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、工作機械の主軸駆動等
に利用される誘導電動機の出力トルクを任意に制御する
誘導電動機の制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】従来、速度制御やトルク制御を必要とす
る電動機としては制御が容易な直流電動機が広く用いら
れてきた。しかしながら、直流電動機は回転子に巻線を
持つために構造が複雑であり、高価であり、ブラシが摩
耗するために定期的に保守を行わなければならないとい
う問題点があった。

【０００３】近年、誘導電動機の制御方法としてベクト
ル制御と呼ばれる制御方法が考案され、誘導電動機の出
力トルクを任意に制御することが可能となり、特に工作
機械の主軸駆動などの用途に直流電動機に代わって構造
が簡単で堅牢かつブラシ交換の必要のない誘導電動機が
多く用いられるようになっている。

【０００４】図５は、ベクトル制御を用いた従来の誘導
電動機の制御装置の構成を示すブロック図である。

【０００５】この制御装置は、入力される磁束密度指令
φ＊に応じて必要な励磁電流指令値ｉｄ＊を発生する励
磁電流指令発生器２１と、入力されるトルク指令Ｔ＊を
磁束密度指令φ＊で除算する除算器２２とを有してお
り、除算器２２には、除算器２２の出力ｉq ＊を更に磁
束密度指令φ＊で除算する除算器２３が接続されてい
る。そして、除算器２３には、係数１／ｒ2 を乗じてす
べり角周波数の指令値ωs＊を算出する乗算器２４が接
続されており、乗算器２４には、乗算器２４の出力であ
るすべり角周波数の指令値ωs ＊と、モータ１５の回転
を検出するエンコーダ１６の出力を微分する微分器１７
の出力すなわちモータ回転角周波数ωm とを加算してモ
ータ電流角周波数ωを出力する加算器１８が接続されて
いる。

【０００６】更に、加算器１８には、モータ電流角周波
数ωを入力してｓｉｎωｔ信号とｃｏｓωｔ信号とを発
生する２相正弦波発生器２が接続されており、２相正弦
波発生器２と、励磁電流指令発生器２１と、除算器２２
とには、所定の演算を行ってモータ電流指令値ｉu ＊、
ｉv ＊、ｉw ＊を出力する２相３相変換器１９が接続さ
れている。そして、２相３相変換器１９には、インバー
タ２０からモータへのｕ、ｖ、ｗ各相の電流を検出する
電流検出器５の出力ｉu 、ｉv 、ｉw を２相３相変換器
１９の出力ｉu ＊、ｉv ＊、ｉw ＊より減算する減算器
２５が接続されており、減算器２５にはその減算値すな
わち誤差を増幅してモータ端子電圧の指令値ｅu ＊、ｅ
v ＊、ｅw ＊を出力する電流誤差アンプ２６が接続され
ており、電流誤差アンプ２６にはインバータ２０が接続
されている。２７は電源である。

【０００７】一般に、磁束密度指令φ＊はモータの設計
上、予め設定された固定値である場合がほとんどである
が、高速の回転数領域においてモータの端子電圧をある
程度以下に抑えたい場合や、あえてモータの磁束密度を
低減して使用したい場合などにおいては、適宜可変され
た指令値が入力される。励磁電流指令発生器２１は磁束
密度指令φ＊に応じて必要な励磁電流指令値ｉd ＊を発
生するものであり、誘導電動機の出力トルクは磁束密度
とトルク電流値の積に比例することから、その出力はト
ルク電流の指令値として与えられる。

【０００８】ここで、図６の誘導電動機の等価回路によ
り励磁電流とトルク電流について説明する。なお、Ｅ1
、Ｉd 、Ｅm 、Ｉq 、Ｉ1 は交流量をベクトルで表現
したものとし、ｅ、ｉd 、ｉq はスカラ量を表すものと
する。

【０００９】Ｅ1 はモータの端子に印加される端子電圧
ベクトルであり、後述する励磁電流ベクトルＩd の位相
を基準として次式のように表せられる。

【００１０】 Ｅ1 ＝ｅ・ｃｏｓ（ωt ＋θ1 ） …（１） なお、ωはモータ電流の角周波数であり、モータ電流周
波数をｆとすると、次式のように表せられる。

【００１１】 ω＝２πｆ …（２） ここで、上記第１式中のθ1 は端子電圧ベクトルＥ1 と
後述する誘起電圧ベクトルＥm との位相関係を表すもの
である。この端子電圧ベクトルＥ1 が相互インダクタン
スＭに印加されることによって発生する磁化電流すなわ
ち励磁電流ベクトルＩd は、その位相をｓｉｎωｔとす
ると、次式のように表せられる。

【００１２】 Ｉd ＝ｉd ・ｓｉｎωｔ …（３） ここで、相互インダクタンスＭの両端に発生する誘起電
圧ベクトルＥm と励磁電流ベクトルＩd との関係につい
て考えると、次のような関係がある。

【００１３】 Ｅm ＝ｐ・Ｍ・Ｉd ＝ω・Ｍ・ｉd ・ｃｏｓωｔ …（４） なお、ｐは微分演算子ｄ／ｄｔである。ここで注意する
ことは、誘起電圧ベクトルＥm はモータ内部に誘起して
いる電圧であり、端子電圧ベクトルＥ1 とは大きさ、位
相とも異なるものである。

【００１４】次に、トルク電流について説明する。

【００１５】トルク電流ベクトルＩq は、モータの回転
子に設けられたかご型導体による２次巻線に流れる電流
が相互誘導作用によって１次巻線に誘導されて流れるも
のである。トルク電流ベクトルＩq と誘起電圧ベクトル
Ｅm との関係は、図６から明らかなように、 Ｅm ＝Ｉq （ｐ・ｌ2 ＋ｒ2 ／ｓ） …（５） の関係がある。なお、ｌ2 は２次漏れインダクタンス、
ｒ2 は２次抵抗である。ｓは一般的にすべりと呼ばれ、
モータ電流の角周波数ωと回転子の回転角周波数ωm と
から ｓ＝ωs ／ω …（６） ωs ＝ω−ωm …（７） と定義される変数であり、一般的には０．０１〜０．０
５位の小さな値である。そのため、第５式において、ｌ
2 はｒ2 ／ｓに比べて比較的小さいことから無視するこ
とができ、トルク電流ベクトルＩq は、 Ｉq ＝Ｅm ・ｓ／ｒ2 …（８） となる。この第８式に第４式及び第６式を代入して、 Ｉq ＝Ｍ・ｉd ・ｓ／ｒ2 ・ｃｏｓωｔ・ωs …（９） を得る。この結果よりトルク電流ベクトルＩq について
以下の２つのことが分かる。まず第１に、Ｉq の大きさ
はすべり角周波数ωs に比例していること、第２はＩq
の位相が誘起電圧ベクトルＥm と同相であることであ
る。上述した励磁電流ベクトルＩd とトルク電流ベクト
ルＩq とはそれぞれ合流してモータの１次電流ベクトル
Ｉ1 となる。すなわち、第９式を Ｉq ＝ｉq ・ｃｏｓωｔ …（１０） と表すと、 Ｉ1 ＝Ｉd ＋Ｉq ＝ｉd ・ｓｉｎωｔ＋ｉq ・ｃｏｓωｔ …（１１） であり、 Ｉ1 ＝（ｉd ² ＋ｉｑ² ）^1/2 ・ｓｉｎ（ωｔ＋θ2 ） …（１２） θ2 ＝ｔａｎ^-1（ｉq ／ｉd ） …（１３） となる。この１次電流ベクトルＩ1 がモータに流れるこ
とによって１次漏れインダクタンスｌ1 及び１次抵抗ｒ
1 の両端には電圧効果が発生し、その結果端子電圧ベク
トルＥ1 は、 Ｅ1 ＝Ｅm ＋（ｐ・ｌ1 ・ｒ1 ）Ｉ1 …（１４） と表せられる。そして、第１４式に第４式及び第１１式
を代入して、 Ｅ1 ＝（ω・Ｍ・ｉd ＋ω・ｌ1 ・ｉd ＋ｒ1 ・ｉq ）ｃｏｓωｔ＋（ｒ1 ・ ｉd −ω・ｌ1 ・ｉq ）ｓｉｎωｔ …（１５） となる。ここで、モータの軸出力について考えると、図
６の等価回路において２次側に伝達された電力から２次
抵抗ｒ2 の損失分を差し引くことによって求めることが
できる。なお、これまでの説明は、すべて１相分の等価
回路を用いて説明したが、この１相がＵ相であるとする
と、Ｕ相の電力ＰU は、 ＰU ＝Ｅm ・Ｉq −ｒ2 ・ｉq ² …（１６） である。近似的に２次抵抗ｒ2 の損失分を無視し、第１
６式に第４式及び第１０式を代入すると、 ＰU ＝ω・Ｍ・ｉd ・ｉq （ｃｏｓωｔ）² …（１７） が得られる。ここで、３相の電動機を考慮して他の２相
の電力ＰV 、ＰW についても同様に考えると、 ＰV ＝ω・Ｍ・ｉd ・ｉq ｛ｃｏｓ（ωｔ−１２０°）｝² …（１８） ＰW ＝ω・Ｍ・ｉd ・ｉq ｛ｃｏｓ（ωｔ＋１２０°）｝² …（１９） となり、これら３相分の電力を合計すると、最終的な軸
出力Ｐが次式のように得られる。

【００１６】Ｐ＝ＰU ＋ＰV ＋ＰW ＝ω・Ｍ・ｉd ・ｉ
q ［（ｃｏｓωｔ）² ＋｛ｃｏｓ（ωｔ−１２０°）｝
² ＋｛ｃｏｓ（ωｔ＋１２０°）｝² ］ …（２
０）更に、上式を変形すると、 Ｐ＝３／２・ω・Ｍ・ｉd ・ｉq …（２１） が得られる。第２１式中の３／２は、各相と中性点間の
電位差を１相当たりの電圧として定義していること、ｉ
d 及びｉq が波高値を表していることによって発生して
いるものであり、説明の上で支障のないものである。ω
をモータ回転角周波数ωm にほぼ等しいとすると、モー
タの出力トルクＴは、 Ｔ＝Ｐ／ωm ＝３／２・Ｍ・ｉd ・ｉq …（２２） となる。

【００１７】一方、トルク指令Ｔ＊を磁束密度指令φ＊
で除算する除算器２２の出力ｉｑ＊は、第２２式におい
て、Ｍ・ｉd が磁束密度であることから ｉq ＊＝Ｔ・２／（３・Ｍ・ｉd ） …（２３） であり、トルク電流の指令値である。このｉｑ＊を更に
除算器２３により磁束密度指令φ＊で除算すると、第９
及び１０式より ｉq ＊／（・Ｍ・ｉd ）＝ｒ2 ・ωs ＊ …（２４） となり、これに乗算器２４により係数１／ｒ2 を乗算す
ることによって、 ωs ＊＝ｉq ＊／（・Ｍ・ｉd ・ｒ2 ） …（２５） というように、すべり角周波数の指令値が得られる。こ
のωs ＊を第７式に従って加算器１８によりモータ回転
各周波数ωm と加算すると、モータに印加すべきモータ
電流角周波数ωが得られる。

【００１８】 ω＝ωm ＋ωs ＊ …（２６） 次に、２相正弦波発生器２は、モータ電流角周波数ωを
入力としてｓｉｎωｔ信号とｃｏｓωｔ信号とを出力す
る。これらの２相正弦波は、２相３相変換器１９に入力
され、励磁電流指令値ｉd ＊、トルク電流指令値ｉq ＊
をもとに以下の演算によって各相のモータ電流指令値ｉ
u ＊、ｉv ＊、ｉw ＊を出力する。

【００１９】 ｉu ＊＝ｉd ＊・ｓｉｎωｔ＋ｉq ＊・ｃｏｓωｔ …（２７） ｉv ＊＝ｉd ＊・ｓｉｎ（ωｔ−１２０°）＋ｉq ＊・ｃｏｓ（ωｔ−１２０ °）＝（−ｉd ＊／２＋３^1/2 ／２・ｉq ＊）ｓｉｎωｔ＋（−３^1/2 ／２・ｉ d ＊−ｉq ＊／２）ｃｏｓωｔ …（２８） ｉw ＊＝ｉd ＊・ｓｉｎ（ωｔ＋１２０°）＋ｉq ＊・ｃｏｓ（ωｔ＋１２０ °）＝（−ｉd ＊／２＝３^1/2 ／２・ｉq ＊）ｓｉｎωｔ＋（３^1/2 ／２・ｉd ＊−ｉq ＊／２）ｃｏｓωｔ …（２９） これらのモータ電流指令値ｉu ＊、ｉv ＊、ｉw ＊に応
じて減算器２５及び電流誤差アンプ２６の働きによって
モータの実際の電流値ｉu 、ｉv 、ｉw を制御すること
によってモータが駆動される。なお、電流誤差アンプ２
６の出力はモータ端子電圧の指令値ｅu ＊、ｅv ＊、ｅ
w ＊であり、インバータ１９はモータに対してこの電圧
指令ｅu ＊、ｅv ＊、ｅw ＊に応じた電圧を出力する。

【００２０】ここで、実際の電流値ｉu 、ｉv 、ｉw は
それぞれ電流指令値ｉu ＊、ｉv ＊、ｉw ＊に等しく制
御されていると仮定して、モータの出力トルクについて
考えてみると、第２５式及び第２６式が成立していれば
モータ内部において実際の励磁電流ｉd 、トルク電流は
第９式を満たすことが可能となり、励磁電流指令値ｉd
＊、トルク電流指令値ｉq ＊に等しく制御される。その
結果、モータ出力トルクは第２２式に示したとおり、所
望の値を得ることができる。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】従来の誘導電動機の制
御装置は、以上のように、電流誤差アンプの働きによっ
てモータ電流指令値ｉu ＊、ｉv ＊、ｉw ＊に対してモ
ータ電流瞬時値ｉu 、ｉv 、ｉw を合わせるように制御
しており、モータに印加される電圧は電流誤差アンプの
出力によってのみ決定されている。そのため、出力トル
クの変化による電流変化などに対してモータに印加され
る端子電圧が変化するためにモータの磁束密度が変動し
てしまう。すなわち、モータ電流瞬時値ｉu 、ｉv 、ｉ
w に誤差があった場合、モータ内部の励磁電流ｉd に対
する影響をまったく考慮せずにモータに印加される端子
電圧が変化してしまうため、励磁電流ｉd が変動してし
まう。

【００２２】図７に示すように、Ｉ1 ＊は励磁電流指令
ｉd ＊及びトルク電流指令ｉq ＊をベクトル合成した結
果であり、モータ１次電流指令ベクトルである。また、
Ｅ1は第１５式にしたがって励磁電流指令ｉd ＊及びト
ルク電流指令ｉq ＊によって発生する端子電圧ベクトル
であり、本来モータに印加すべき電圧である。１次電流
指令ベクトルＩ1 ＊と実際のモータの１次電流ベクトル
Ｉ1 との誤差がΔＩ1だけ発生したとすると、電流誤差
アンプのゲインＫi の作用によってＫi ・ΔＩ1 なる電
圧ベクトルが発生し、 Ｅ1 ´＝Ｅ1 ＋Ｋi ・ΔＩ1 …（３０） という電圧ベクトルがモータに印加される。このＥ1 ´
を第１式に代入し、順に解いていくと、当然、励磁電流
ｉd 及びトルク電流ｉq はそれぞれの指令値とは異なる
ものとなる。その結果、特に励磁電流ｉd が変動してし
まうことが重要な問題であり、励磁電流ｉd の応答性が
一般的にトルク電流ｉq の応答に比べて著しく遅いこと
から一旦、変動を起こしてしまうとなかなか元の状態に
復帰せず、出力トルクは所望の応答を得ることができな
いという問題点があった。

【００２３】また、従来の誘導電動機の制御装置におい
ては、電流誤差アンプの働きによって、モータ電流指令
値ｉu ＊、ｉv ＊、ｉw ＊に対してモータ電流瞬時値ｉ
u 、ｉv 、ｉw を合わせるように制御しており、またす
べり角周波数ωs を第２５式を満たすように、すなわち
２次抵抗ｒ2 を含んだ変換式に基づいて制御しているの
みであり、実際にモータ内部において励磁電流成分、ト
ルク電流成分が所望の値に保たれているか否かはまった
く考慮されていない。言い換えると、第２５式が満たさ
れていない場合には、モータ内部の励磁電流ｉd 及びト
ルク電流ｉq を正しく制御することができない。ところ
が、２次抵抗ｒ2 はかご型２次導体の表皮効果によって
急激な電流変化に対しては定常時の数倍の抵抗値になる
ことがあり、また温度変化によっても２倍程度に大きく
変化するため、第２５式の係数が実際の値に合わなくな
り、実際の励磁電流ｉd 、トルク電流ｉq はモータ内部
において所望の値にはならず、所望のトルク出力が得ら
れないという問題点があった。

【００２４】この発明は、上記のような課題を解消する
ためになされたもので、誘導電動機の出力トルクを精密
かつ応答性よく制御し得る誘導電動機の制御装置を提供
することを目的とする。

【００２５】

【課題を解決するための手段】この発明は、上述事情に
鑑みなされたもので、請求項１の発明に係る誘導電動機
の制御装置は、モータ電流角周波数ωを入力してｓｉｎ
ωｔ信号及びｃｏｓωｔ信号を出力する２相正弦波発生
手段と、ｓｉｎωｔ信号、ｃｏｓωｔ信号及びモータ電
流の瞬時値ｉu 、ｉv 、ｉw を入力として励磁電流検出
値及びトルク電流検出値を出力する３相２相変換手段
と、前記磁束密度指令を励磁電流指令に変換して出力す
る励磁電流指令発生手段と、励磁電流指令から励磁電流
検出値を減算して励磁電流誤差を出力する第１の減算器
と、励磁電流誤差を入力としてモータに印加する励磁電
流同相電圧指令を出力する第１の増幅手段と、励磁電流
誤差とモータ電流角周波数ωとの積及び磁束密度指令と
モータ電流角周波数ωとの積に応じてモータに印加する
トルク電流同相電圧指令を出力する第２の増幅手段と、
前記トルク指令と磁束密度指令とに基づいてトルク電流
指令を発生するトルク電流指令発生手段と、前記トルク
電流指令からトルク電流検出値を減算してトルク電流誤
差を出力する第２の減算器と、トルク電流誤差を入力と
してすべり角周波数を出力する第３の増幅手段と、すべ
り角周波数とモータ回転角周波数との和からモータ電流
角周波数ωを出力する加算器とを備えることを特徴とす
るものである。

【００２６】請求項２の発明に係る誘導電動機の制御装
置は、前記トルク電流指令を磁束密度指令によって除算
し、かつ係数１／ｒ2 を乗じた結果をすべり角周波数の
予測値として前記すべり角周波数に加算するすべり角周
波数補償手段と、前記トルク電流指令に係数ｌ1 を乗
じ、かつモータ電流角周波数ωを乗じた結果を励磁電流
同相電圧の予測値として励磁電流同相電圧指令値に加算
する励磁電流同相電圧補償手段と、前記トルク電流指令
値に係数ｒ1 を乗じた結果をトルク電流同相電圧の予測
値としてトルク電流同相電圧指令に加算するトルク電流
同相電圧補償手段とを備えることを特徴とするものであ
る。

【００２７】

【作用】上述構成に基づき、３相２相変換手段によって
モータ電流の瞬時値ｉu 、ｉv、ｉw からモータ内部の
励磁電流ｉd 及びトルク電流ｉq を直流量として検出し
ており、これを磁束密度指令から変換した励磁電流指令
ｉd ＊及びトルク指令を変換したトルク電流指令ｉq ＊
のそれぞれに対して独立にフィードバック制御している
ことから温度変化による２次抵抗ｒ2 の変動や、出力ト
ルクの変化による電流変化などのいかなる場合において
もモータ内部の実際の励磁電流ｉd 、トルク電流ｉq を
所望の値に制御することができ、その結果、モータの出
力トルクを精密かつ応答性よく制御し得る。

【００２８】

【実施例】以下、この発明の一実施例を図を用いて説明
する。

【００２９】図１は、この発明に係る誘導電動機の制御
装置の構成を示すブロック図である。なお、図５と同一
構成部分には同一符号を付して説明を省略する。

【００３０】図１中の１は、モータ電流の瞬時値ｉu 、
ｉv 、ｉw と２相正弦波発生器２の出力したｓｉｎωｔ
信号及びｃｏｓωｔ信号とから第３１式、第３２式によ
って励磁電流検出値ｉd 及びトルク電流検出値ｉq を求
める３相２相変換器であり、３は、トルク電流同相電圧
指令ｅq ＊及び励磁電流同相電圧指令ｅd ＊、ｓｉｎω
ｔ信号及びｃｏｓωｔ信号を用いてモータ端子電圧指令
値ｅu ＊、ｅv ＊、ｅw ＊を出力する２相３相変換器３
である。また、８、１０、１４は増幅器であり、１１は
乗算器である。

【００３１】 ｉd ＝ｉu ・ｓｉｎωｔ＋ｉv ・ｓｉｎ（ωｔ−１２０°）＋ｉw ・ｓｉｎ（ ωｔ＋１２０°） …（３１） ｉq ＝ｉu ・ｃｏｓωｔ＋ｉv ・ｃｏｓ（ωｔ−１２０
°）＋ｉw ・ｃｏｓ（ωｔ＋１２０°）
…（３２） 更に、６
は、励磁電流指令から励磁電流検出値を減算して励磁電
流誤差を出力する第１の減算器であり、８は、励磁電流
誤差を入力としてモータに印加する励磁電流同相電圧指
令を出力する第１の増幅器である。そして、１０は、励
磁電流誤差とモータ電流角周波数ωとの積及び磁束密度
指令とモータ電流角周波数ωとの積に応じてモータに印
加するトルク電流同相電圧指令を出力する第２の増幅器
であり、２２は、トルク指令と磁束密度指令とに基づい
てトルク電流指令を発生するトルク電流指令発生手段と
しての除算器である。更に、７は、トルク電流指令から
トルク電流検出値を減算してトルク電流誤差を出力する
第２の減算器であり、１４は、トルク電流誤差を入力と
してすべり角周波数を出力する第３の増幅器である。ま
た、１８は、すべり角周波数とモータ回転角周波数との
和からモータ電流角周波数ωを出力する加算器である。

【００３２】ここで、第３１式及び第３２式の意味につ
いて説明する。

【００３３】ｓｉｎωｔ信号及びｃｏｓωｔ信号は、後
述する２相３相変換器３がモータ端子電圧指令の演算に
使用するものと同じであり、第３式に示したように、ｓ
ｉｎωｔ信号の位相をモータ内部の磁束の回転位置と等
しいと仮定した位相基準信号である。第３１式及び第３
２式の意味は、３相のモータ電流を磁束の回転位置を基
準とした２軸座標に投影するものであり、磁束の回転位
置をｄ軸、磁束位置から９０°進んだ位相をｑ軸と称し
て一般的にｄ−ｑ軸変換と呼ばれる。ここで注意するべ
きことは、モータ内部の磁束の回転位置を仮想してｄ軸
と定義している点であり、実際の磁束の回転位置はここ
で定義したｄ軸位置とは異なる可能性があることであ
る。このように異なる原因は、仮想したｄ軸位相に対し
てモータに印加されるモータ端子電圧ベクトルの位相が
不適切であるためであり、モータ内部の励磁電流が不適
切な電圧ベクトルによって予想しない位相に流れるため
である。

【００３４】図２は、仮想したｄ軸位置と実際の磁束の
回転位置すなわち実際のｄ軸位置が異なる場合に、第３
１式及び第３２式によって求まる励磁電流及びトルク電
流を示している。Ｉ1 は、モータ電流ｉu 、ｉv 、ｉw
をベクトル合成して得られるモータの１次電流ベクトル
であり、ｉd は実際のモータ内部の励磁電流、ｉq は実
際のモータ内部のトルク電流である。いま仮想したｄ軸
が実際のｄ軸からθだけ遅れていたとすると、検出され
た励磁電流ｉd ´はｉd に比べて小さくなり、また検出
されたトルク電流ｉq ´はｉq に比べて大きくなってし
まう。しかしながら、後述するように、このような場合
においても本発明では実際のｄ軸が仮想したｄ軸に近づ
くようなモータ端子電圧ベクトルを自動的に発生して補
償しているため、仮想ｄ軸は常に実際の磁束の回転位置
を表していると考えてもさしつかえない。なお、第３１
式及び第３２式はモータ電流ｉu 、ｉv 、ｉw の和が０
であることを利用して ｉd ＝３^1/2 ｛ｉu ・ｃｏｓ（ωｔ−３０°）＋ｉv ・ｓｉｎωｔ｝ …（３３） ｉq ＝３^1/2 ｛ｉu ・ｓｉｎ（ωｔ−３０°）−ｉv ・ｃｏｓωｔ｝ …（３４） と変形することもでき、ｉw の検出値を使用しなくても
等価な演算を行えるので、図１において電流検出器５を
３相中の２相のみに設けるだけで同様の制御を行うこと
ができる。

【００３５】第３１式及び第３２式によって求まるｉd
及びｉq はそれぞれ直流量であるので、励磁電流指令ｉ
d ＊とトルク電流指令ｉq ＊との誤差演算をそれぞれ行
ってフィードバック制御することができる。まず、減算
器６は、励磁電流指令ｉd ＊と励磁電流検出値ｉd とか
ら励磁電流誤差を求めている。第１５式に従って、ｉd
と端子電圧ベクトルＥ1 との関係について考えると、モ
ータ回転数が極低速の場合すなわちモータ電流各周波数
ωが０と近時している場合には、第１５式は、 Ｅ1 ＝ｒ1 ・ｉq ｃｏｓωｔ＋ｒ1 ・ｉd ・ｓｉｎωｔ …（３５） と変形できる。この結果よりｉd を制御するためには、
ｉd と同相すなわちｓｉｎωｔと同相の電圧ベクトルを
モータに印加すればよいことが分かる。そこで、図１の
増幅器８は、励磁電流誤差を増幅して励磁電流同相電圧
指令ｅd ＊を出力している。このような極低速の場合、
Ｅ1 、ｉd 、ｉq 及びＩ1 のベクトル図を図３（ｂ）に
示す。また、モータ回転数が高い場合には、第１５式並
びに図３（ａ）からも明らかなように上記の励磁電流と
同相の電圧ベクトルに加えて次式の電圧ベクトルＥ1
（ｑ）をモータに印加すればよい。すなわち、第１５式
からｉd 及びωを含む項を抽出することにより Ｅ1 （ｑ）＝ｉd ｛ω（Ｍ＋ｌ1 ）｝ｃｏｓωｔ …（３６） となり、励磁電流誤差を増幅器１０で増幅し、更に乗算
器１１でモータ電流角周波数ωと乗算してトルク電流同
相電圧指令ｅq ＊を出力している。ただし、ここで、第
３６式について検討してみると、この式の中でｉd ・ω
・Ｍ・ｃｏｓωｔは第４式に示した誘起電圧ベクトルＥ
m そのものであり、予めわかっている既知量である。そ
こで、加算器１２で磁束密度指令φ＊すなわちＭ・ｉd
をトルク電流同相電圧指令ｅq ＊に対してフィードフォ
ーワード補償として加算補償している。このため、第３
６式の中でｉd ・ω・Ｍ・ｃｏｓωｔという成分につい
ては、増幅器１０の出力を必要とすることなく得ること
ができるので、増幅器１０の出力としてはｉd ・ω・ｌ
1 ・ｃｏｓωｔという成分についてのみ出力すればよ
く、増幅器１０の増幅率は比較的低く設定される。な
お、上記の増幅器８、１０には単なる比例演算増幅器に
限らず、一般的なｐｉ演算増幅器などを使用することが
できる。

【００３６】次に、減算器７で得られたトルク電流誤差
について考える。第９式において、ｉd が上記の制御に
よって正しく制御されているとすれば、トルク電流は大
きさがすべり角周波数ωs に比例しているので、増幅器
１４によってトルク電流誤差を増幅し、すべり角周波数
指令ωs ＊を得ている。一方、モータ１５に取り付けら
れたエンコーダ１６からモータの回転角度を検出し、こ
れを微分器１７で微分して得たモータ回転角周波数ωm
とすべり角周波数指令ωs ＊を加算器１８で加算してモ
ータ電流角周波数ωを得ている。２相正弦波発生器２は
このωを入力としてｓｉｎωｔ信号及びｃｏｓωｔ信号
とを出力している。以上のように得られたトルク電流同
相電圧指令ｅq ＊及び励磁電流同相電圧指令ｅd ＊、ｓ
ｉｎωｔ信号及びｃｏｓωｔ信号を用いて２相３相変換
器３は以下のようにモータ端子電圧指令値を出力する。

【００３７】 ｅu ＊＝ｅd ＊・ｓｉｎωｔ＋ｅq ＊・ｃｏｓωｔ …（３７） ｅu ＊＝ｅd ＊・ｓｉｎ（ωｔ−１２０°）＋ｅq ＊・ｃｏｓ（ωｔ−１２０ °）＝（−ｅd ＊／２＋３^1/2 ／２・ｅq ＊）ｓｉｎωｔ＋（−３^1/2 ／２・ｅ d ＊−ｅq ＊／２）ｃｏｓωｔ …（３８） ｅw ＊＝ｅd ＊・ｓｉｎ（ωｔ＋１２０°）＋ｅq ＊・ｃｏｓ（ωｔ＋１２０ °）＝（−ｅd ＊／２−３^1/2 ／２・ｅq ＊）ｓｉｎωｔ＋（３^1/2 ／２・ｅd ＊−ｅq ＊／２）ｃｏｓωｔ …（３９） そして、インバータ２０はモータ１５に対してこの電圧
指令ｅu ＊、ｅv ＊、ｅw ＊に応じた電圧を出力してお
り、その結果モータ１５が駆動される。

【００３８】ここで、実際のｄ軸位置すなわち磁束位置
が仮想したｄ軸位置に対して誤差を持っている場合にど
の様なモータ端子電圧ベクトルが発生するかについて説
明する。上述したように、実際のｄ軸位置が仮想したｄ
軸位置が仮想したｄ軸位置に対してずれてしまう原因
は、仮想したｄ軸位置に対してモータ端子電圧ベクトル
の位相が不適切なためであり、モータ内部の励磁電流が
不適切な電圧ベクトルによって予想しない位相に流れる
ためである。図２は、実際のｄ軸位置が仮想したｄ軸位
置に対して進んでいる場合について示したベクトル図で
あるが、この場合は印加しているモータ端子電圧ベクト
ルが本来の印加すべき位相よりも誤って進んだ位相に与
えられていることが考えられ、実際のｄ軸位置を仮想し
たｄ軸位置との関係を正すためには、モータ端子電圧ベ
クトルの位相を遅らせてやる必要がある。図２の例にお
いて３相２相変換器１によって求められた励磁電流ｉd
´は仮想したｄ軸位置が遅れることによって実際のｉd
に比べて小さく検出されてしまうことから、減算器６の
出力する励磁電流誤差は正の値となり、増幅器８によっ
て出力される励磁電流同相電圧指令ｅd ＊は正方向に大
きくなる。ここでモータ端子電圧ベクトルＥ1 の内訳に
ついて考えてみると、第１５式の変形から明らかなよう
に、 Ｅ1 ＝ｅq ・ｃｏｓωｔ＋ｅd ・ｓｉｎωｔ …（４０） であり、トルク電流同相電圧ｅq と、これに対して位相
が９０°遅れた励磁電流同相電圧ｅd とのベクトル合成
である。したがって、上述のように励磁電流同相電圧指
令ｅd ＊が大きくなることによってモータ端子電圧ベク
トルＥ1 の位相は遅れるように変化することは明らかで
ある。ただし、ここでトルク電流同相電圧指令ｅq ＊の
内、増幅器１０、乗算器１１の働きによって励磁電流誤
差を増幅した結果として出力される電圧成分は前記の励
磁電流同相電圧指令ｅd ＊に比較して小さく、モータ端
子電圧ベクトルＥ1 の位相を考える上で無視できるもの
と仮定する。このように、本発明の誘導電動機の制御装
置においては、実際のｄ軸位置すなわち磁束位置が仮想
したｄ軸位置に対して誤差を持っている場合において、
自動的にその誤差を補償するようなモータ端子電圧ベク
トルが発生するため、常に実際のｄ軸位置は仮想したｄ
軸位置に等しく制御される。

【００３９】次に、請求項２の発明の実施例を図４を用
いて説明する。

【００４０】上述した実施例において、励磁電流ｉd 及
びトルク電流ｉq をそれぞれの指令値ｉd ＊、ｉq ＊に
対して遅れなく制御するためには、それぞれの増幅器
８、１０、１４はできるだけ高い増幅率とする必要があ
り、理論的には無限大とする必要がある。しかし、実際
には、サンプリング周期による遅れ時間要素や電流検出
器５のＳ／Ｎ比による電流検出誤差などの影響によって
制御の安定性を損なうことがあり、これを避けるために
はこれらの増幅器の増幅率を適当な有限値とせざるを得
ない。従って、励磁電流ｉd 、トルク電流ｉq の応答に
は遅れが生じる結果となるが、この遅れを小さくするた
めに、図４の実施例においては、これらの増幅器の出力
信号に含まれる既知量にたいして以下のフィードフォー
ワード補償を行っている。まず、増幅器８及び１０の出
力については第１５式を変形することにより、モータ端
子電圧ベクトルＥ1 を次の４つの電圧成分に分けて考え
ることができる。

【００４１】 Ｅ1 ＝ｉd ｛ω・（Ｍ＋ｌ1 ）｝ｃｏｓωｔ＋ｒ1 ・ｉq ・ｃｏｓωｔ＋ｒ1 ・ｉd ・ｓｉｎωｔ−ω・ｌ1 ・ｉq ・ｓｉｎωｔ つまり大きさが励磁電流ｉd に比例して位相がトルク電
流ｉq に等しい第１項と、トルク電流ｉq に大きさが比
例し、位相も等しい第２項と、励磁電流ｉd に大きさが
比例し、位相も等しい第３項と、大きさがトルク電流ｉ
q に比例して位相が励磁電流ｉd に等しい第４項の４つ
である。これら４項の電圧成分について図１の実施例で
は、第１項は増幅器１０と加算器１２、乗算器１１の働
きによって、また第３項は増幅器８の働きによって、そ
れぞれ得られているが第２項並びに第４項については考
慮されていない。そこで、まず第２項については乗算器
４によってトルク電流指令ｉq ＊に係数ｒ1 を乗算し、
この結果を加算器１３によってトルク電流同相電圧指令
ｅq ＊に加算補償している。次に、第４項については、
乗算器２９によってトルク電流指令ｉq ＊に係数ｌ1 を
乗算し、この結果に乗算器３０でモータ電流角周波数ω
を乗算した後に減算器９によって励磁電流同相電圧指令
ｅd ＊に加算補償している。次に、増幅器１４の出力に
ついてはトルク電流指令ｉq ＊を除算器２３によって励
磁密度指令φ＊で除算し、更に乗算器２４で係数１／ｒ
2 をかけた結果を加算器２８によってすべり角周波数指
令ωs ＊に加算補償している。

【００４２】なお、除算器２３、乗算器２４及び加算器
２８によりすべり角周波数補償手段が構成されており、
減算器９、乗算器２９、３０により励磁電流同相電圧補
償手段が構成されており、乗算器４及び加算器１３によ
りトルク電流同相電圧補償手段が構成されている。

【００４３】更に、ここで加算補償した成分は、従来例
における除算器２３及び乗算器２４の出力成分とまった
く等価なものである。このように、増幅器８、１０、１
４の各出力にそれぞれ予め既知の成分を加算補償するこ
とにより、これらの増幅器はこれらの成分を出力する必
要がなくなり、必要最小限の出力信号を出力するだけで
制御が行われるので、比較的低い増幅率であっても十分
な応答性を確保して励磁電流ｉd 、トルク電流ｉq を制
御することができる。

【００４４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
モータ内部の励磁電流ｉd 及びトルク電流ｉq を励磁電
流指令ｉd ＊及びトルク電流指令ｉq ＊に対してそれぞ
れ独立にフィードバック制御しているので、出力トルク
の変化による急激な電流変化に対してもモータ内部の励
磁電流ｉd は影響を受けずに安定して制御されることが
可能となり、出力トルクの高い応答性を実現することが
できる。また、かご型２次導体の表皮効果の影響や温度
変化等による２次抵抗ｒ2 の変動に対しても精度よく所
望の出力トルクを得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明に係る誘導電動機の制御装置の構成を
示すブロック図である。

【図２】実際のｄ軸位置が仮想したｄ軸位置に対してず
れている場合について説明するためのベクトル図であ
る。

【図３】誘導電動機のトルク電流ベクトル、励磁電流ベ
クトル、誘起電圧ベクトル、端子電圧ベクトルの関係を
示すベクトル図である。

【図４】この発明に係る誘導電動機の制御装置の別の構
成を示すブロック図である。

【図５】従来の誘導電動機の制御装置の構成を示すブロ
ック図である。

【図６】誘導電動機の等価回路図である。

【図７】従来のベクトル制御による誘導電動機の制御装
置における課題を説明するための図である。

【符号の説明】

１ ３相２相変換器 ２ ２相正弦波発生器 ３ ２相３相変換器 ４、２４、２９、３０ 乗算器 ６、７、９ 減算器 ８、１０、１４ 増幅器 １３、１８、２８ 加算器 ２１ 励磁電流指令発生器 ２２、２３ 除算器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 トルク指令と磁束密度指令とを入力とす
   る誘導電動機の制御装置において、 モータ電流角周波数ωを入力してｓｉｎωｔ信号及びｃ
   ｏｓωｔ信号を出力する２相正弦波発生手段と、 ｓｉｎωｔ信号、ｃｏｓωｔ信号及びモータ電流の瞬時
   値ｉu 、ｉv 、ｉw を入力として励磁電流検出値及びト
   ルク電流検出値を出力する３相２相変換手段と、 前記磁束密度指令を励磁電流指令に変換して出力する励
   磁電流指令発生手段と、 励磁電流指令から励磁電流検出値を減算して励磁電流誤
   差を出力する第１の減算器と、 励磁電流誤差を入力としてモータに印加する励磁電流同
   相電圧指令を出力する第１の増幅手段と、 励磁電流誤差とモータ電流角周波数ωとの積及び磁束密
   度指令とモータ電流角周波数ωとの積に応じてモータに
   印加するトルク電流同相電圧指令を出力する第２の増幅
   手段と、 前記トルク指令と磁束密度指令とに基づいてトルク電流
   指令を発生するトルク電流指令発生手段と、 前記トルク電流指令からトルク電流検出値を減算してト
   ルク電流誤差を出力する第２の減算器と、 トルク電流誤差を入力としてすべり角周波数を出力する
   第３の増幅手段と、すべり角周波数とモータ回転角周波
   数との和からモータ電流角周波数ωを出力する加算器
   と、 を備えることを特徴とする誘導電動機の制御装置。
2. 【請求項２】 前記トルク電流指令を磁束密度指令によ
   って除算し、かつ係数１／ｒ2 を乗じた結果をすべり角
   周波数の予測値として前記すべり角周波数に加算するす
   べり角周波数補償手段と、 前記トルク電流指令に係数ｌ1 を乗じ、かつモータ電流
   角周波数ωを乗じた結果を励磁電流同相電圧の予測値と
   して励磁電流同相電圧指令値に加算する励磁電流同相電
   圧補償手段と、 前記トルク電流指令値に係数ｒ1 を乗じた結果をトルク
   電流同相電圧の予測値としてトルク電流同相電圧指令に
   加算するトルク電流同相電圧補償手段と、 を備えることを特徴とする請求項１記載の誘導電動機の
   制御装置。