JPH07111422A - 乗算回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ダブルバランス形の乗算回路において生じる
不要なビート成分を大幅に低減する。 【構成】 ダブルバランス形の乗算回路において、下側
のトランジスタＱ12、Ｑ13のベースに、これら下側のト
ランジスタＱ12、Ｑ13のコレクタ・ベース間の浮遊容量
ＣCB、ＣCBよりも十分に大きな値の第１及び第２コンデ
ンサＣ12、Ｃ13をそれぞれ接続する。上側のトランジス
タＱ14〜Ｑ17の入力信号Ｓ15により下側のトランジスタ
Ｑ12、Ｑ13のベースに生じる微分パルス成分ＰB、ＰB
を、第１及び第２のコンデンサＣ12、Ｃ13を通じてバイ
パスする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、例えばスーパーヘテ
ロダイン方式の受信機においてミキサ回路として使用さ
れる乗算回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】スーパーヘテロダイン方式の受信機とし
て、例えば図９に示すように、ダブルスーパーヘテロダ
イン方式で、ダイレクトコンバージョンタイプの受信機
が知られている。この受信機は、第１周波数変換及び第
２周波数変換を、直交変換により行うことにより、イメ
ージ特性を改善しているものであるが、その動作は以下
のとおりである。

【０００３】すなわち、図９の受信機は、コードレス電
話の受信部を構成している場合であり、その受信信号は
ＦＭ信号である。そして、その受信したＦＭ信号Ｓr
が、端子１から高周波アンプ２を通じて直交変換のＩ軸
用及びＱ軸用の第１ミキサ回路１１、２１に供給され
る。

【０００４】また、第１局部発振回路１４から受信信号
Ｓrのキャリア周波数に等しい周波数の第１局部発振信
号Ｓ14が取り出され、この信号Ｓ14がミキサ回路１１に
供給されるとともに、移相回路２４に供給されてπ／２
だけ移相され、その移相信号Ｓ24がミキサ回路２１に第
１局部発振信号として供給される。

【０００５】したがって、簡単のため、図１０Ａに示す
ように、受信信号Ｓrが、その下側帯波の帯域内に信号
成分Ｓaを有し、上側帯波の帯域内に信号成分Ｓbを有す
るとともに、 ωo：受信信号Ｓrのキャリア周波数（角周波数） ωa：信号成分Ｓaの角周波数。ωa＜ωo Ｅa：信号成分Ｓaの振幅 ωb：信号成分Ｓbの角周波数。ωb＞ωo Ｅb：信号成分Ｓbの振幅 Δωa＝ωo−ωa Δωb＝ωb−ωo とすれば、 Ｓr＝Ｓa＋Ｓb Ｓa＝Ｅa・sinωaｔ Ｓb＝Ｅb・sinωbｔ となる。

【０００６】また、 Ｅ1：第１局部発振信号Ｓ14、Ｓ24の振幅 とすれば、 Ｓ14＝Ｅ1・sinωoｔ Ｓ24＝Ｅ1・cosωoｔ である。

【０００７】したがって、 Ｓ11、Ｓ12：ミキサ回路１１、２１の出力信号 とすれば、 Ｓ11＝Ｓr・Ｓ14 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・sinωoｔ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cos（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cos（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛−cos（ωa＋ωo）ｔ＋cosΔωaｔ｝ ＋αb｛−cos（ωb＋ωo）ｔ＋cosΔωbｔ｝ Ｓ21＝Ｓr・Ｓ24 ＝（Ｅa・sinωaｔ＋Ｅb・sinωbｔ）×Ｅ1・cosωoｔ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sin（ωo−ωa）ｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sin（ωb−ωo）ｔ｝ ＝αa｛sin（ωa＋ωo）ｔ−sinΔωaｔ｝ ＋αb｛sin（ωb＋ωo）ｔ＋sinΔωbｔ｝ αa＝Ｅa・Ｅ1／２ αb＝Ｅb・Ｅ1／２ となる。

【０００８】そして、上式のうち、角周波数Δωa、Δ
ωbの信号成分が必要な中間周波信号なので、これら信
号Ｓ11、Ｓ21がローパスフィルタ１２、２２に供給さ
れ、角周波数Δωa、Δωbの信号成分が、第１中間周波
信号Ｓ12、Ｓ22として取り出され、 Ｓ12＝αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ Ｓ22＝−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ とされる。なお、この場合、図１０Ａからも明らかなよ
うに、信号Ｓ12、Ｓ22は、ベースバンドの信号である。

【０００９】さらに、これら信号Ｓ12、Ｓ22が、直交変
換のＩ軸用及びＱ軸用の第２ミキサ回路１３、２３に供
給される。また、第２局部発振回路１５から比較的低い
周波数の第２局部発振信号Ｓ15が取り出され、この信号
Ｓ15がミキサ回路１３に供給されるとともに、移相回路
２５に供給されてπ／２だけ移相され、その移相信号Ｓ
25がミキサ回路２３に第２局部発振信号として供給され
る。

【００１０】したがって、 Ｓ15＝Ｅ2・sinωsｔ Ｓ25＝Ｅ2・cosωsｔ Ｅ2：第２局部発振信号Ｓ15、Ｓ25の振幅 ωs＝２πｆs ｆsは、例えば55ｋHz とするとともに、 Ｓ13、Ｓ14：ミキサ回路１３、２３の出力信号 とすれば、 Ｓ13＝Ｓ12・Ｓ15 ＝（αa・cosΔωaｔ＋αb・cosΔωbｔ）×Ｅ2・sinωsｔ ＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（Δωb−ωs）ｔ｝ Ｓ23＝Ｓ22・Ｓ25 ＝（−αa・sinΔωaｔ＋αb・sinΔωbｔ）×Ｅ2・cosωsｔ ＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（Δωa−ωs）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（Δωb−ωs）ｔ｝ βa＝αa・Ｅ2／２ βb＝αb・Ｅ2／２ となる。

【００１１】そして、これらの信号Ｓ13、Ｓ23におい
て、周波数差が負の値にならないように、信号Ｓ13、Ｓ
23を変形すると、 Ｓ13＝βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ＋sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ＋βb・sin（ωs−Δωb）ｔ Ｓ23＝−βa｛sin（Δωa＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωa）ｔ｝ ＋βb｛sin（Δωb＋ωs）ｔ−sin（ωs−Δωb）ｔ｝ ＝−βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋βa・sin（ωs−Δωa）ｔ ＋βb・sin（ωs＋Δωb）ｔ−βb・sin（ωs−Δωb）ｔ となる。

【００１２】そして、これら信号Ｓ13、Ｓ23が加算回路
３に供給されて加算され、加算回路３からは、 Ｓ3＝Ｓ13＋Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs−Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs＋Δ
ωb）ｔ で示される加算信号Ｓ3が取り出される。

【００１３】そして、この加算信号Ｓ3を図示すると、
図１０Ｂに示すようになり、この信号Ｓ3は、もとの受
信信号Ｓrを、キャリア周波数（角周波数）ωsの信号に
周波数変換したときの信号にほかならない。すなわち、
信号Ｓ3は、中間周波数ｆsの第２中間周波信号である。

【００１４】そこで、この第２中間周波信号Ｓ3が、中
間周波フィルタ用のバンドパスフィルタ４及びリミッタ
アンプ５を通じてＦＭ復調回路６に供給されてもとのオ
ーディオ信号が復調され、このオーディオ信号が端子７
に取り出される。

【００１５】なお、加算回路３において、信号Ｓ13と信
号Ｓ23との加算を行わずに、減算を行うと、 Ｓimg＝Ｓ13−Ｓ23 ＝２βa・sin（ωs＋Δωa）ｔ＋２βb・sin（ωs−Δ
ωb）ｔ となる。そして、この信号Ｓimgは、上記した本来の第
２中間周波信号Ｓ3の占有周波数帯域において、その信
号Ｓ3の周波数スペクトラムを反転した状態で分布する
妨害信号、すなわち、イメージ妨害信号である。

【００１６】そして、一般に、ＦＭ受信機であれば、そ
の中間周波数は10.7ＭHzとされているので、その中間周
波フィルタはセラミックフィルタにより構成することに
なり、ＩＣ化することができない。しかし、上述の受信
機においては、第１中間周波信号Ｓ12、Ｓ22はベースバ
ンドであり、第２中間周波数ｆsは例えば55ｋHzと低く
することができるので、フィルタ１２、２２、４を、抵
抗器、コンデンサ及びアンプを有するアクティブフィル
タにより構成することができ、したがって、端子１から
端子７までをフィルタ１２、２２、４を含んでモノリシ
ックＩＣに１チップＩＣ化することができる。

【００１７】文献：IEEE Journal of Solid State Circ
uit, 1987 No.6 (Dec.)など

【００１８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、第２ミキサ
回路１３（及び２３）は、一般に、図１１あるいは図１
２に示すように、トランジスタＱ1〜Ｑ7によりダブルバ
ランス形の乗算回路（平衡変調回路）に構成される。

【００１９】すなわち、トランジスタＱ1を定電流源と
してトランジスタＱ2、Ｑ3が差動接続され、トランジス
タＱ2のコレクタに、そのコレクタ電流を分岐する１対
のトランジスタＱ4、Ｑ5のエミッタが接続されるととも
に、トランジスタＱ3のコレクタに、そのコレクタ電流
を分岐する１対のトランジスタＱ6、Ｑ7のエミッタが接
続される。そして、トランジスタＱ4、Ｑ7のベースが互
いに接続され、トランジスタＱ5、Ｑ6のベースが互いに
接続されるとともに、トランジスタＱ4、Ｑ6のコレクタ
が互いに接続され、トランジスタＱ5、Ｑ7のコレクタが
互いに接続される。

【００２０】さらに、トランジスタＱ2のベースに、前
段のローパスフィルタ１２（あるいは２２）が接続さ
れ、トランジスタＱ4、Ｑ7のベースと、トランジスタＱ
5、Ｑ6のベースとの間に、例えば図１３Ａに示すよう
に、矩形状の第２局部発振信号Ｓ15（あるいはＳ25）が
供給される。また、トランジスタＱ2、Ｑ3のベースに
は、抵抗器Ｒ2、Ｒ3を通じてベースバイアス電圧ＶBが
供給される。

【００２１】したがって、ローパスフィルタ１２からの
第１中間周波信号Ｓ12が、トランジスタＱ2、Ｑ3により
差動増幅されてトランジスタＱ2、Ｑ3のコレクタから出
力されるとともに、このとき、トランジスタＱ4〜Ｑ7が
信号Ｓ15により交互にオン・オフされるので、トランジ
スタＱ2、Ｑ3のコレクタに出力された信号Ｓ12が、信号
Ｓ15によりスイッチングされ、トランジスタＱ4〜Ｑ7の
コレクタから第２中間周波信号Ｓ13が取り出される。

【００２２】ところが、これらのミキサ回路１３（及び
２３）において、第２局部発振信号Ｓ15により例えばト
ランジスタＱ4、Ｑ5がオン・オフされる場合、信号Ｓ15
の立ち上がり時間及び立ち下がり時間は、完全に０では
ないので、トランジスタＱ4、Ｑ5がオンからオフになる
とき、及びオフからオンになるとき、ごくわずかの期間
ではあるが、能動領域で動作してしまう。

【００２３】このため、信号Ｓ15の立ち上がり時及び立
ち下がり時、瞬間的ではあるが、両方のトランジスタＱ
4、Ｑ5にコレクタ電流が流れ、この結果、図１３Ａ、Ｂ
に示すように、信号Ｓ15の立ち上がり時及び立ち下がり
時ごとに、トランジスタＱ2のコレクタ電圧が瞬間的に
低下することになる。すなわち、トランジスタＱ2のコ
レクタには、信号Ｓ15の２倍の周波数のパルスＰCを生
じてしまう。

【００２４】そして、このパルスＰCが、トランジスタ
Ｑ2のコレクタ・ベース間の浮遊容量ＣCBにより図１３
Ｃに示すように、信号Ｓ15の２倍の周波数のパルスＰB
に微分され、この微分パルスＰBがトランジスタＱ2のベ
ースに供給されてしまう。

【００２５】また、図１１のミキサ回路１３において
は、同様の理由により、トランジスタＱ3のベースにも
微分パルスＰBが供給されてしまう。ただし、図１２の
ミキサ回路１３においては、トランジスタＱ3のベース
が、第１中間周波信号Ｓ12を供給するためのコンデンサ
Ｃ3を通じて接地されているので、トランジスタＱ3のベ
ースに現れた微分パルスＰBは、そのコンデンサＣ3を通
じて接地にバイパスされ、微分パルスＰBが、トランジ
スタＱ3のベースに供給されることはない（トランジス
タＱ2のベースには供給される）。

【００２６】そして、このような微分パルスＰBが、ト
ランジスタＱ2（及びＱ3）のベースに供給されると、こ
のパルスＰBは、トランジスタＱ2により増幅されてその
コレクタに現れ、このコレクタに現れたパルスＰBと、
第２局部発振信号Ｓ15との間で、ビート成分を生じてし
まう。そして、この場合、微分パルスＰBの周波数は２
ｆsであり、信号Ｓ15の周波数はｆsであるから、そのビ
ート成分の周波数は、 ２ｆs±ｆs＝ｆs及び３ｆs となる。

【００２７】そして、このビート成分のうち、周波数３
ｆsの成分は、後段のバンドパスフィルタ４により除去
することができるが、周波数ｆsのビート成分ＳBTは、
第２中間周波数ｆsと等しい周波数なので、バンドパス
フィルタ４により除去することはできず、ＡＧＣ、受信
電界レベルの表示、同調指示などを行う場合、それらが
誤動作してしまう。

【００２８】特に、ミキサ回路１３をＩＣ化する場合に
は、そのバランスが崩れて第２局部発振信号Ｓ15が、第
２中間周波信号Ｓ13にリークすることを防ぐため、トラ
ンジスタＱ1〜Ｑ7の形状を、他の回路のトランジスタよ
りも大きくしているので、浮遊容量ＣCBも0.5〜１ｐＦ
程度と大きくなる傾向にあり、結果として、ビート成分
ＳBTも大きくなり、なおさら誤動作を起こしやすくなっ
ている。

【００２９】なお、このビート成分ＳBTは、第２中間周
波信号Ｓ3から見れば、第２ミキサ回路１３において、
第２局部発振信号Ｓ15がリークしてきたのと等価であ
り、このビート成分ＳBTは、キャリアリーク成分と言う
こともできる。

【００３０】このビート成分ＳBTは、上述のように、微
分パルスＰBが、トランジスタＱ2、Ｑ3のベースに供給
されることにより生じるのであるから、微分パルスＰB
がトランジスタＱ2、Ｑ3のベースに供給されなければよ
い。そして、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値を、トランジスタＱ
2、Ｑ3の入力インピーダンスに比べて十分に小さく、例
えば50Ωとすれば、微分パルスＰBは、抵抗器Ｒ2、Ｒ3
を通じて接地にバイパスされ、トランジスタＱ2、Ｑ3の
ベースに供給されなくなる。

【００３１】しかし、抵抗器Ｒ2、Ｒ3の値を小さくする
と、前段のローパスフィルタ１２から見た負荷が重くな
るので、ローパスフィルタ１２のドライブ能力を大きく
する必要があり、この結果、消費電力が大きくなってし
まい、電池を電源とする場合には、好ましくない。

【００３２】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。

【００３３】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、第２及び第３のトランジスタＱ12、Ｑ13のベースの
少なくとも一方に、第１の入力信号Ｓ12が供給され、第
４及び第７のトランジスタＱ14、Ｑ17のベースと、第５
及び第６のトランジスタＱ15、Ｑ16のベースとの間に第
２の入力信号Ｓ15が供給され、第４及び第６のトランジ
スタＱ14、Ｑ16のコレクタあるいは第５及び第７のトラ
ンジスタＱ15、Ｑ17のコレクタの少なくとも一方から第
１の入力信号Ｓ12と第２の入力信号Ｓ15との乗算結果の
信号Ｓ13が出力されるようにしたダブルバランス形の乗
算回路において、第２及び第３のトランジスタＱ12、Ｑ
13のベースに、これら第２及び第３のトランジスタＱ1
2、Ｑ13のコレクタ・ベース間の浮遊容量ＣCB、ＣCBよ
りも十分に大きな値の第１及び第２コンデンサＣ12、Ｃ
13をそれぞれ接続し、第２の入力信号Ｓ15により第２及
び第３のトランジスタＱ12、Ｑ13のベースに生じる微分
パルス成分ＰB、ＰBを、第１及び第２のコンデンサＣ1
2、Ｃ13を通じてバイパスするようにしたものである。

【００３４】

【作用】微分パルス成分ＰB、ＰBは、コンデンサＣ12、
Ｃ13を通じてバイパスされ、この微分パルス成分ＰB、
ＰBと第２の入力信号Ｓ15とのビート成分ＳBTは大幅に
低減される。

【００３５】

【実施例】図１において、第２ミキサ回路１３（及び２
３）は、トランジスタＱ11〜Ｑ17によりダブルバランス
形の乗算回路に構成される。そして、前段のローパスフ
ィルタ１２（あるいは２２）が、抵抗器Ｒ12、Ｒ13を通
じてミキサ回路１３の下側のトランジスタＱ12、Ｑ13の
ベースに接続される。なお、バンドパスフィルタ１２か
らは、トランジスタＱ12、Ｑ13のベースバイアス電圧Ｖ
Bが第１中間周波信号Ｓ12（あるいはＳ22）に重畳して
出力されるものとする。

【００３６】また、トランジスタＱ12、Ｑ13のベースと
接地との間に、コンデンサＣ12、Ｃ13が接続される。こ
の場合、コンデンサＣ12の値は、浮遊容量ＣCBに比べて
十分に大きく、かつ、信号Ｓ12に対して大きなインピー
ダンスを呈するような大きさ、すなわち、浮遊容量ＣCB
の10倍程度の大きさの５〜10ｐＦ程度とされる。また、
コンデンサＣ13の値は、浮遊容量ＣCBに比べて十分に大
きく、かつ、信号Ｓ12に対して十分に小さなインピーダ
ンスを示す大きさとされる。

【００３７】さらに、トランジスタＱ14〜Ｑ17のベース
間に、第２局部発振信号Ｓ15（あるいはＳ25）が供給さ
れる。

【００３８】このような構成によれば、バンドパスフィ
ルタ１２からのベースバイアス電圧ＶBによりトランジ
スタＱ12、Ｑ13はバイアスされる。また、バンドパスフ
ィルタ１２からの第１中間周波信号Ｓ12が、抵抗器Ｒ12
を通じてトランジスタＱ12のベースに供給される。

【００３９】なお、このとき、トランジスタＱ12のベー
スと接地との間に、コンデンサＣ12が接続されている
が、第１中間周波信号Ｓ12はベースバンドの信号である
とともに、コンデンサＣ12は、上記のような値に設定さ
れているので、バンドパスフィルタ１２からの第１中間
周波信号Ｓ12が、コンデンサＣ12によりバイパスされる
ことはなく、ほぼそのままトランジスタＱ12のベースに
供給される。

【００４０】したがって、トランジスタＱ14〜Ｑ17のコ
レクタからは、第２中間周波信号Ｓ13（あるいはＳ23）
が取り出される。

【００４１】そして、この場合、トランジスタＱ12、Ｑ
13のベースには、コンデンサＣ12、Ｃ13が接続されてい
るとともに、その値は浮遊容量ＣCBに比べて十分に大き
いので、トランジスタＱ12、Ｑ13のベースに微分パルス
ＰB、ＰBが現れても、これら微分パルスＰB、ＰBは、コ
ンデンサＣ12、Ｃ13を通じて接地にバイパスされ、トラ
ンジスタＱ12、Ｑ13のベースには、ほとんど供給されな
い。したがって、第２中間周波信号Ｓ13には、微分パル
スＰBと、第２局部発振信号Ｓ15とによるビート成分ＳB
Tは、ほとんど含まれるなくなる。

【００４２】こうして、このミキサ回路１３によれば、
トランジスタＱ12、Ｑ13のコレクタ・ベース間に浮遊容
量ＣCB、ＣCBがあっても、あるいはその浮遊容量ＣCB、
ＣCBが多少大きくても、この浮遊容量ＣCB、ＣCBに起因
して発生するビート成分ＳBTを大幅に低減することがで
きる。したがって、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同
調指示などを行う場合、それらを正しく動作させること
ができる。

【００４３】また、抵抗器Ｒ12、Ｒ13の値を大きくする
ことができるので、ローパスフィルタ１２から見た負荷
が軽くなり、したがって、消費電力を小さくすることが
できる。

【００４４】図２に示す例においては、ベース電圧ＶB
が、抵抗器Ｒ12、Ｒ13を通じてトランジスタＱ12、Ｑ13
のベースに供給されるとともに、バンドパスフィルタ１
２からの第１中間周波信号Ｓ12が、コンデンサＣ12を通
じてトランジスタＱ12のベースに供給される。また、ト
ランジスタＱ13のベースと、接地との間に、コンデンサ
Ｃ13が接続される。

【００４５】なお、コンデンサＣ12、Ｃ13の値は、信号
Ｓ12に対して十分に小さなインピーダンスを呈する大き
さとされる。さらに、バンドパスフィルタ１２の出力イ
ンピーダンスは、十分に小さくされる。

【００４６】このような構成によれば、トランジスタＱ
14〜Ｑ17から第２中間周波信号Ｓ13が出力される。そし
て、この場合、トランジスタＱ12のベースに微分パルス
ＰBが現れても、この微分パルスＰBは、コンデンサＣ12
を通じ、さらに、ローパスフィルタ１２の出力インピー
ダンスを通じて接地にバイパスされ、微分パルスＰB
は、トランジスタＱ12のベースにほとんど供給されな
い。

【００４７】また、トランジスタＱ13のベースに微分パ
ルスＰBが現れても、この微分パルスＰBは、コンデンサ
Ｃ13を通じて接地にバイパスされる。したがって、第２
中間周波信号Ｓ13には、微分パルスＰBと、第２局部発
振信号Ｓ15とによるビート成分ＳBTは、ほとんど含まれ
るなくなる。

【００４８】こうして、このミキサ回路１３において
も、トランジスタＱ12、Ｑ13のコレクタ・ベース間の浮
遊容量ＣCB、ＣCBに起因するビート成分ＳBTを大幅に低
減することができる。また、抵抗器Ｒ12、Ｒ13の値を大
きくすることができるので、ローパスフィルタ１２から
見た負荷が軽くなり、したがって、消費電力を小さくす
ることができる。

【００４９】ところで、図９により説明した受信機にお
いては、実際には、第２ミキサ回路１３、２３が理想的
な動作をしないので、第２局部発振信号Ｓ15、Ｓ25の一
部が、ミキサ回路１３、２３から加算回路３にリークし
てしまう。

【００５０】すなわち、ミキサ回路１３（及び２３）と
しては、上述のように、一般に、ダブルバランス形の乗
算回路が使用されるが、実際には、トランジスタＱ1〜
Ｑ7の特性や直流バイアスのバランスに乱れがある。そ
して、このような乱れがあると、トランジスタＱ4〜Ｑ7
から出力される第２中間周波信号Ｓ13には、キャリア成
分（第２局部発振信号Ｓ15の成分）が含まれてしまう。
すなわち、キャリアリークを生じてしまう。

【００５１】このため、これまでは、例えばトランジス
タＱ2のベースバイアス電圧を基準にしてトランジスタ
Ｑ3のベースバイアス電圧を調整し、キャリアリークが
最小となるようにしている。

【００５２】しかし、これでは、受信機ごとに調整を行
う必要があり、受信機の生産性が悪くなってしまう。ま
た、受信機の周囲温度が変化すると、最適調整点が変化
するので、温度補償も必要となり、これが簡単ではなか
った。

【００５３】そして、このようにミキサ回路１３、２３
からキャリアリークを生じていると、図９の受信機の場
合、そのキャリア周波数は周波数ｆ2であって第２中間
周波数ｆ2に等しいので、やはり、ＡＧＣ、受信電界レ
ベルの表示、同調指示などを行う場合、それらが誤動作
してしまう。さらに、キャリアリーク成分と第２中間周
波信号Ｓ3との間でビートを生じて受信特性が悪くなっ
てしまう。

【００５４】図３に示す受信機においては、そのような
キャリアリークをも考慮した場合である。すなわち、ミ
キサ回路１３のキャリアリーク成分の検出回路として、
同期検波回路３１が設けられ、ミキサ回路１３の出力信
号Ｓ13が、同期検波回路３１に検波入力として供給され
るとともに、局部発振回路１５からの第２局部発振信号
Ｓ15が、同期検波回路３１に基準信号として供給され、
この同期検波回路３１の出力信号がローパスフィルタ３
２に供給される。

【００５５】そして、このローパスフィルタ３２の出力
電圧Ｖ32が、定電流回路あるいは出力抵抗の大きいアン
プ３３に供給されて電流Ｉ33に変換され、この電流Ｉ33
が第２ミキサ回路１３（図１あるいは図２）の例えばト
ランジスタＱ13のベースに供給される。

【００５６】同様に、ミキサ回路２３のキャリアリーク
成分の検出回路として、同期検波回路４１が設けられ、
ミキサ回路２３の出力信号Ｓ23が、同期検波回路４１に
検波入力として供給されるとともに、移相回路２５から
の移相信号Ｓ25が、同期検波回路４１に基準信号として
供給され、同期検波回路４１の出力信号が、ローパスフ
ィルタ４２に供給されて所定の直流電圧が取り出され
る。そして、この直流電圧が、定電流回路あるいは出力
抵抗の大きいアンプ４３に供給されて電流Ｉ43に変換さ
れ、この電流Ｉ43が第２ミキサ回路２３の一方のトラン
ジスタＱ13のベースに供給される。

【００５７】さらに、加算回路３からの第２中間周波信
号Ｓ3が、レベル検出回路５１に供給されて遅延ＡＧＣ
電圧Ｖ51が形成され、このＡＧＣ電圧Ｖ51がアンプ５２
を通じてアンプ２にその利得の制御電圧として供給され
る。

【００５８】このような構成によれば、ミキサ回路１３
にキャリアリークを生じると、同期検波回路３１におい
て、そのキャリアリーク成分が、これに等しい周波数の
第２局部発振信号Ｓ15により同期検波されるので、ロー
パスフィルタ３２からは、例えば図４Ａに示すように、
キャリアリーク成分の極性（正相あるいは逆相）及び大
きさに対応してレベルがＳ字状に変化する直流電圧Ｖ32
が出力される。

【００５９】そして、この直流電圧Ｖ32が、アンプ３３
により例えば図４Ｂに示すように変化する電流Ｉ33に変
換され、トランジスタＱ13のベースに供給される。した
がって、キャリアリーク成分が正相の場合には、電流Ｉ
33がトランジスタＱ13のベース電流を増加させ、キャリ
アリーク成分が逆相の場合には、電流Ｉ33がトランジス
タＱ13のベース電流を減少させる。また、このとき、そ
のベース電流の増減の大きさは、電流Ｉ33の大きさに対
応する。

【００６０】したがって、電流Ｉ33によりトランジスタ
Ｑ12、Ｑ13の直流バランスが補正され、ミキサ回路１３
からのキャリアリークが大幅に低減される。

【００６１】同様に、アンプ４３の出力電流Ｉ43により
ミキサ回路２３のトランジスタＱ12、Ｑ13の直流バラン
スも補正される。したがって、ミキサ回路２３からのキ
ャリアリークも大幅に低減される。

【００６２】そして、この場合、このキャリアリークの
低減化回路は、負帰還ループを構成しているので、その
ループゲインをＧNFとすれば、キャリアリークの大きさ
は、負帰還ループを構成していない場合（図９の場合）
に比べ、１／ＧNF倍となる。例えば、ループゲインＧNF
を100倍とすれば、キャリアリークの大きさは1/100とな
り、40dBの改善が得られることになる。

【００６３】こうして、ミキサ回路１３、２３のキャリ
アリークの発生が大幅に低減されるので、このキャリア
リークに起因する各種のトラブルを防止することがで
き、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指示などを行
う場合、それらを正しく動作させることができる。さら
に、キャリアリーク成分と第２中間周波信号Ｓ3との間
でビートを生じて受信特性が悪くなることもない。

【００６４】図５〜図７は、上述したキャリアリーク成
分の低減化回路をＩＣ化した場合の具体例を、図面の都
合で、分割して示す。なお、図７は一部を図５と重複し
て示す。

【００６５】すなわち、第１中間周波信号Ｓ12及び直流
バイアス電圧ＶBが、端子Ｔ11から抵抗器Ｒ12を通じて
第２ミキサ回路１３のトランジスタＱ12のベースに供給
される。また、端子Ｔ11が、抵抗器Ｒ13を通じてトラン
ジスタＱ13のベースに接続されるとともに、このベース
と接地との間に、端子Ｔ12を通じてコンデンサＣ13が外
付けされる。このコンデンサＣ13は、トランジスタＱ13
のベースを、第１中間周波信号Ｓ12から見て交流的にバ
イパスするとともに、ローパスフィルタ３２の一部を構
成するものである。

【００６６】さらに、バランス形の第２局部発振信号Ｓ
15が、端子Ｔ13、Ｔ14から、エミッタフォロワのトラン
ジスタＱ21、Ｑ22を通じてトランジスタＱ14、Ｑ17のベ
ースと、トランジスタＱ15、Ｑ16のベースとの間に供給
され、トランジスタＱ14、Ｑ16のコレクタと、トランジ
スタＱ15、Ｑ17のコレクタとからバランス形の第２中間
周波信号Ｓ13が取り出される。

【００６７】そして、この信号Ｓ13が、エミッタフォロ
ワのトランジスタＱ23、Ｑ24及びエミッタ接地のトラン
ジスタＱ25、Ｑ26を通じてカレントミラー回路６１のト
ランジスタＱ27、Ｑ28に供給されてアンバランス形の信
号Ｓ13に変換される。また、第２中間周波信号Ｓ23も同
様に処理されるとともに、カレントミラー回路６２にお
いて、アンバランス形の信号Ｓ23に変換される。

【００６８】そして、カレントミラー回路６１、６２の
出力端が互いに接続されて加算回路３が構成されるとと
もに、第２中間周波信号Ｓ3が取り出され、この信号Ｓ3
がバッファアンプ６３に通じて後段（図示せず）に供給
される。

【００６９】さらに、トランジスタＱ31〜Ｑ37によりダ
ブルバランス形の同期検波回路３１が構成され、第２ミ
キサ回路１３の出力信号（第２中間周波信号）Ｓ13が、
トランジスタＱ23、Ｑ24を通じてトランジスタＱ33、Ｑ
32のベースに供給されるとともに、第２局部発振信号Ｓ
15が、端子Ｔ13、Ｔ14からトランジスタＱ34、Ｑ37のベ
ースと、トランジスタＱ35、Ｑ36のベースとの間に供給
される。こうして、トランジスタＱ34、Ｑ36のコレクタ
及びトランジスタＱ35、Ｑ37のコレクタから、バランス
形の同期検波信号Ｓ31が取り出される。

【００７０】そして、この同期検波信号Ｓ31が、トラン
ジスタＱ41、Ｑ42のベースに供給される。このトランジ
スタＱ41、Ｑ42は、差動アンプ６４を構成しているとと
もに、そのコレクタには、カレントミラー回路６５を構
成するトランジスタＱ43、Ｑ44が接続され、差動アンプ
６４及びカレントミラー回路６５によりアンプ３３が構
成される。

【００７１】したがって、アンプ３３において、 Ｉ33＝Ｉ42−Ｉ44 Ｉ42：トランジスタＱ42のコレクタ電流 Ｉ44：トランジスタＱ44のコレクタ電流 である。

【００７２】そして、アンプ３３の出力端がトランジス
タＱ13のベースに接続される。この場合、アンプ３３の
出力インピーダンスと、コンデンサＣ1とが、ローパス
フィルタ３２を構成する。

【００７３】したがって、第２ミキサ回路１３にキャリ
アリークを生じていない場合には、Ｓ31＝０となるの
で、 Ｉ42＝Ｉ44 となり、 Ｉ33＝０ となる。すなわち、第２ミキサ回路１３にキャリアリー
クを生じていない場合には、トランジスタＱ12、Ｑ13に
は、等しいベース電流が供給される。

【００７４】しかし、第２ミキサ回路１３にキャリアリ
ークを生じた場合には、Ｓ31＞０あるいはＳ31＜０とな
るので、 Ｉ42＞Ｉ44 あるいは Ｉ42＜Ｉ44 となり、 Ｉ33＞０ あるいは Ｉ33＜０ となる。また、このとき、その電流Ｉ33の大きさ（絶対
値）は、キャリアリークの大きさに対応している。

【００７５】したがって、第２ミキサ回路１３にキャリ
アリークを生じた場合には、トランジスタＱ12のベース
電流は変化しないが、トランジスタＱ13のベース電流
は、キャリアリークの極性に対応して増減されるととも
に、その増減量はキャリアリークの大きさに対応した大
きさとされるので、すなわち、第２ミキサ回路１３の直
流バランスが、電流Ｉ33により補正されるので、キャリ
アリークの発生が大幅に低減される。

【００７６】また、トランジスタＱ12、Ｑ13のベースに
は、コンデンサＣ12、Ｃ13が接続されているので、トラ
ンジスタＱ12、Ｑ13のベースに微分パルスＰB、ＰBが現
れても、これら微分パルスＰB、ＰBは、コンデンサＣ1
2、Ｃ13を通じて接地にバイパスされ、トランジスタＱ1
2、Ｑ13のベースには、ほとんど供給されない。したが
って、第２中間周波信号Ｓ13には、微分パルスＰBと、
第２局部発振信号Ｓ15とによるビート成分ＳBTは、ほと
んど含まれるなくなる。

【００７７】そして、図示は省略するが、第２ミキサ回
路２３についても、同様にしてキャリアリークがの発生
が大幅に低減される。

【００７８】ところで、上述は、コードレス電話機の受
信部において、第２ミキサ回路１３、２３からのキャリ
アリークを低減した場合であるが、コードレス電話機に
おいては、盗聴防止（秘話機能）のため、送受信される
音声信号の周波数スペクトルを反転している。そして、
上述のキャリアリークを低減する技術は、その音声信号
の周波数スペクトラムを反転する場合にも好適である。

【００７９】すなわち、図８はその周波数スペクトルを
反転する場合の一例を示し、音声信号Ｓ71が、端子７１
からバンドパスフィルタ７２に供給されて例えば300Hz
〜３ｋHzの周波数成分の信号Ｓ72が取り出され、この信
号Ｓ72が、平衡変調回路７３に変調入力として供給され
るとともに、キャリア信号形成回路７４から、周波数が
例えば3.5ｋHzのキャリア信号Ｓ74が取り出されて変調
回路７３に供給される。こうして、変調回路７３から
は、信号Ｓ72により平衡変調されたＤＳＢ信号Ｓ73が取
り出される。

【００８０】そして、この信号Ｓ73が、ローパスフィル
タ７５に供給されて信号Ｓ73のうちの下側帯波信号、す
なわち、信号Ｓ72の周波数スペクトルの反転された信号
Ｓ75が、端子７６に取り出される。

【００８１】そして、この場合、平衡変調回路７３が理
想的であれば、その出力信号である信号Ｓ73に、キャリ
ア信号Ｓ74がリークすることはないが、実際には、素子
や直流バイアスのバランスの乱れによりキャリア信号Ｓ
74がリークしてしまう。すなわち、出力信号Ｓ73には、
キャリアリーク成分が含まれてしまう。そして、このキ
ャリアリーク成分を除去するため、ローパスフィルタ７
５は、カットオフ特性が急峻でなければならず、この結
果、ローパスフィルタ７５として非常に次数の高いフィ
ルタが必要とされてしまう。

【００８２】そこで、平衡変調回路７３からの信号Ｓ73
が、同期検波回路８１に検波入力として供給されるとと
もに、キャリア信号Ｓ74が基準信号として供給されて信
号Ｓ73は信号Ｓ74により同期検波される。そして、その
同期検波の出力信号Ｓ81がローパスフィルタ８２に供給
されてキャリアリーク成分の極性及び大きさに対応した
直流電圧Ｖ82とされるとともに、この電圧Ｖ82がアンプ
８３に供給されて直流電流Ｉ83に変換されてから平衡変
調回路７３に直流バランスの制御信号として負帰還され
る。

【００８３】したがって、平衡変調回路７３の出力信号
Ｓ73には、キャリアリーク成分は含まれなくなるので、
ローパスフィルタ７５のカットオフ特性はそれほど急峻
である必要はなくなる。したがって、ローパスフィルタ
７５は、次数の低いものでよく、電話機を小型化できる
とともに、コストダウンができる。

【００８４】なお、図５〜図７の例においては、同期検
波回路３１の出力信号Ｓ31を、差動アンプ６４及びカレ
ントミラー回路６５を有するアンプ３３に供給して電流
Ｉ33を形成したが、同期検波回路３１の負荷としてカレ
ントミラー回路を接続して電流Ｉ33を得ることもでき
る。

【００８５】また、上述においては、電圧Ｖ32を電流Ｉ
33に変換し、その電流Ｉ33により第２ミキサ回路１３の
直流バランスを制御したが、電圧Ｖ32により制御するこ
ともできる。

【００８６】

【発明の効果】この発明によれば、ダブルバランス形の
乗算回路を構成するトランジスタＱ12、Ｑ13のコレクタ
・ベース間に浮遊容量ＣCB、ＣCBがあっても、あるいは
その浮遊容量ＣCB、ＣCBが多少大きくても、この浮遊容
量ＣCB、ＣCBに起因して発生するビート成分ＳBTを大幅
に低減することができる。したがって、受信機において
は、ＡＧＣ、受信電界レベルの表示、同調指示などを行
う場合、それらを正しく動作させることができる。

【００８７】また、抵抗器Ｒ12、Ｒ13の値を大きくする
ことができるので、前段から見た負荷が軽くなり、した
がって、消費電力を小さくすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例を示す接続図である。

【図２】この発明の他の例を示す接続図である。

【図３】この発明の使用例を示す系統図である。

【図４】図３の回路の動作を説明するための周波数スペ
クトル図である。

【図５】図３の回路の一部の一例を示す接続図である。

【図６】図５の続きの一例を示す接続図である。

【図７】図５の続きの一例を示す接続図である。

【図８】この発明の使用例を示す系統図である。

【図９】この発明を説明するための系統図である。

【図１０】図９の回路の動作を説明するための図であ
る。

【図１１】図９の回路の一部の一例を示す接続図であ
る。

【図１２】図９の回路の一部の一例を示す接続図であ
る。

【図１３】図１１及び図１２の回路の動作を説明するた
めの波形図である。

【符号の説明】

４ バンドパスフィルタ ５ リミッタ ６ ＦＭ復調回路 １１、２１ 第１ミキサ回路 １２、２２ ローパスフィルタ １３、２３ 第２ミキサ回路 １４ 第１局部発振回路 １５ 第２局部発振回路 ２４、２５ 移相回路 ３１、４１ 同期検波回路 ３２、４２ ローパスフィルタ ５１ レベル検出回路

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１のトランジスタを定電流源として第
   ２及び第３のトランジスタが差動接続され、 上記第２のトランジスタのコレクタに、そのコレクタ電
   流を分岐する１対の第４及び第５のトランジスタのエミ
   ッタが接続され、 上記第３のトランジスタのコレクタに、そのコレクタ電
   流を分岐する１対の第６及び第７のトランジスタのエミ
   ッタが接続され、 上記第４及び第７のトランジスタのベースが互いに接続
   され、 上記第５及び第６のトランジスタのベースが互いに接続
   され、 上記第４及び第６のトランジスタのコレクタが互いに接
   続され、 上記第５及び第７のトランジスタのコレクタが互いに接
   続され、 上記第２及び第３のトランジスタのベースに第１及び第
   ２の抵抗器を通じてベースバイアス電圧が供給され、 上記第２及び第３のトランジスタのベースの少なくとも
   一方に、第１の入力信号が供給され、 上記第４及び第７のトランジスタのベースと、上記第５
   及び第６のトランジスタのベースとの間に第２の入力信
   号が供給され、 上記第４及び第６のトランジスタのコレクタあるいは上
   記第５及び第７のトランジスタのコレクタの少なくとも
   一方から、上記第１の入力信号と上記第２の入力信号と
   の乗算結果の信号が出力されるようにしたダブルバラン
   ス形の乗算回路において、 上記第２及び第３のトランジスタのベースに、これら第
   ２及び第３のトランジスタのコレクタ・ベース間の浮遊
   容量よりも十分に大きな値の第１及び第２コンデンサを
   それぞれ接続し、 上記第２の入力信号により上記第２及び第３のトランジ
   スタのベースに生じる微分パルス成分を、上記第１及び
   第２のコンデンサを通じてバイパスするようにした乗算
   回路。
2. 【請求項２】 請求項１に記載の乗算回路において、 上記第２の入力信号を矩形波信号とするようにした乗算
   回路。
3. 【請求項３】 請求項１あるいは請求項２に記載の乗算
   回路において、 上記第１の入力信号がベースバンドの第１中間周波信号
   とされ、 上記第２の入力信号が第２局部発振信号とされ、 上記乗算結果の信号が第２中間周波信号とされるように
   した乗算回路。
4. 【請求項４】 請求項１、請求項２あるいは請求項３に
   記載の乗算回路において、 上記乗算結果の信号が供給され、この乗算結果の信号に
   含まれる上記第２の入力信号の信号成分を検出する検出
   回路を設け、 この検出回路の出力信号を、上記第２及び第３のトラン
   ジスタの一方のベースに供給して、上記乗算結果の信号
   に含まれる上記第２の入力信号の信号成分が減少するよ
   うに、直流バランスを補正するようにした乗算回路。