JPH07111426A - Power amplifier - Google Patents
Power amplifierInfo
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- JPH07111426A JPH07111426A JP25422893A JP25422893A JPH07111426A JP H07111426 A JPH07111426 A JP H07111426A JP 25422893 A JP25422893 A JP 25422893A JP 25422893 A JP25422893 A JP 25422893A JP H07111426 A JPH07111426 A JP H07111426A
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- power amplifier
- component
- fundamental wave
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 例えば、マイクロ波帯で使用する電力増幅器
に関し、高出力、高効率、小型化を図ることを目的とす
る。
【構成】 波長λの入力信号を増幅し、該入力信号の基
本波成分および高調波成分に対して整合を取って送出す
る増幅部分１を有する電力増幅において、約ｎλ／４の
線路の一端と並列接続した複数個の集中定数素子のコン
デンサの他端とを接続して直列接続部分２を形成し、線
路の他端を増幅部分の出力側に、コンデンサの一端を接
地導体に接続するように構成する。
(57) [Summary] [Purpose] For example, it is an object of the present invention to achieve high output, high efficiency, and miniaturization of a power amplifier used in the microwave band. A power amplifier having an amplifying portion 1 for amplifying an input signal of wavelength λ and matching and transmitting the fundamental wave component and the higher harmonic wave component of the input signal, at one end of a line of about nλ / 4 The other ends of the capacitors of the lumped constant elements connected in parallel are connected to each other to form the series connection part 2, and the other end of the line is connected to the output side of the amplification part and one end of the capacitor is connected to the ground conductor. Constitute.
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、例えば、マイクロ波帯
で使用する電力増幅器に関するものである。電力増幅器
は、送信信号を所定の送信電力に増幅する部分である
が、送信時の消費電力は殆ど電力増幅器で消費されるこ
とになる。そこで、無線装置などに使用されている準マ
イクロ波帯／マイクロ波帯の電力増幅器としては高出
力、高効率化を図ることが必要である。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power amplifier used in the microwave band, for example. The power amplifier is a part that amplifies a transmission signal to a predetermined transmission power, but most of the power consumption at the time of transmission is consumed by the power amplifier. Therefore, it is necessary to achieve high output and high efficiency as a quasi-microwave band / microwave band power amplifier used in wireless devices and the like.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図７は従来例の要部構成図、図８は図７
中の直列接続部分のシミュレーション説明図で、(a) は
スミスチャートを用いた説明図、(b) はパラメータS11
とS21を用いた説明図、図９は図８のシミュレーション
条件説明図である。2. Description of the Related Art FIG. 7 is a schematic view of a main part of a conventional example, and FIG.
In the simulation illustration of the series connection part in the figure, (a) is an illustration using a Smith chart, (b) is the parameter S11
And FIG. 9 is an explanatory view using S21, and FIG. 9 is an explanatory view of the simulation condition of FIG.
【０００３】以下、図８、図９を参照して図７の動作を
説明するが、この図は電圧供給部分が省略してある。先
ず、図７において、電界効果トランジスタ(FET) Q1は入
力側線路12を介して印加したマイクロ波を増幅して出力
側線路111 に送出する。ここで、線路111 はマイクロ波
の基本波成分及び偶数次及び奇数次の高調波成分に対す
るインピーダンス変換部分で、FET の出力側と図示しな
い負荷との間の整合を取っている。The operation of FIG. 7 will be described below with reference to FIGS. 8 and 9, but the voltage supply portion is omitted in this figure. First, in FIG. 7, the field effect transistor (FET) Q 1 amplifies the microwave applied via the input side line 12 and sends it to the output side line 111. Here, the line 111 is an impedance conversion portion for the fundamental wave component of the microwave and the harmonic components of the even-order and the odd-order, and matches between the output side of the FET and the load (not shown).
【０００４】また、線路111 の一端とアース間に、基本
波成分の波長の約1/4 の長さの線路21と直流阻止用の積
層セラミックコンデンサC0を直列接続した直列接続部分
２´が設けられているが、A 点から矢印側を見たインピ
ーダンスは基本波成分と奇数次高調波成分に対しては開
放状態、偶数次高調波成分に対してほぼ短絡状態にな
る。そこで、公知の様に、FET はスイッチング動作して
電流は半波整流波、電圧は電流と逆相の方形波となるF
級動作を行い理想的にはドレイン効率が100 % となる。Further, between the one end of the line 111 and the ground, a series connection portion 2'in which a line 21 having a length of about 1/4 of the wavelength of the fundamental wave component and a DC blocking multilayer ceramic capacitor C 0 are connected in series is provided. Although provided, the impedance seen from the point A on the arrow side is open for the fundamental wave component and the odd harmonic components, and almost short-circuited for the even harmonic components. Therefore, as is well known, the FET operates as a switch, the current becomes a half-wave rectified wave, and the voltage becomes a square wave with a phase opposite to the current F
Performs class operation and ideally the drain efficiency is 100%.
【０００５】さて、出力側の線路111 に現れたマイクロ
波の基本波成分は、基本波成分のみを通過させる線路11
2 、コンデンサC3を通って外部に送出される。次に、直
列接続部分２´のインピーダンスの周波数特性をシミュ
レーションする際、この部分が図９に示す様に、誘電率
(ER) 4.5, 厚さ0.8 mmのガラス・エポキシ系基板(egp)
に、導体厚 0.35 μm,長さ20 mm,幅 1.4 mm のパターン
で形成した線路21の一端を、他端が接地された積層セラ
ミックコンデンサC0の一端に接続して構成したものとす
る。Now, the fundamental wave component of the microwave appearing on the output side line 111 passes through only the fundamental wave component 11
2, sent to the outside through the capacitor C 3 . Next, when simulating the frequency characteristics of the impedance of the serially connected portion 2 ', as shown in FIG.
(ER) 4.5, 0.8 mm thick glass-epoxy board (egp)
In addition, it is assumed that one end of a line 21 formed in a pattern having a conductor thickness of 0.35 μm, a length of 20 mm and a width of 1.4 mm is connected to one end of a monolithic ceramic capacitor C 0 whose other end is grounded.
【０００６】また、シミュレーションは、線路の他端に
内部抵抗50Ωの信号源と50Ωの負荷に接続し、測定周波
数を100 MHz から5.1 GHz まで変化して図８(a) と図８
(b)の結果が得られたが、これらの結果について以下に
説明する。In the simulation, the signal source with an internal resistance of 50Ω and a load of 50Ω were connected to the other end of the line, and the measurement frequency was changed from 100 MHz to 5.1 GHz.
The results of (b) were obtained, and these results will be described below.
【０００７】ここで、基本波成分の周波数は２GHz 、２
次高調波成分の周波数は４GHz で、図８(b) の横軸は左
端が100MHz、右端が5.1 GHz で、２目盛りが１GHz であ
り、基本波成分に対する直列接続部分の状態をM1の位置
で、２次高調波成分に対するものをM2の位置でそれぞれ
示す。Here, the frequency of the fundamental wave component is 2 GHz, 2
The frequency of the next harmonic component is 4 GHz. The horizontal axis of Fig. 8 (b) is 100 MHz at the left end, 5.1 GHz at the right end, and the scale is 1 GHz. The state of the series connection part for the fundamental component is M1 position. The second harmonic component is shown at the position of M2.
【０００８】図８(a) において、２次高調波成分に対す
る直列接続部分２´は短絡状態にある筈なので、回路損
失がなければa1の位置、回路損失があれば損失分だけ右
側にシフトしたa2の位置になければならない。しかし、
後述の様に積層セラミックコンデンサのインダクタンス
成分の影響を受けて、左上部のM2の位置まで位相が周
り、短絡状態でなくなる。しかし、基本波成分に対して
はFET から見たインピーダンスはM1の位置( ほぼ50Ω)
にあるので、直列接続部分２´は開放状態になってい
る。[0008] In FIG. 8 (a), the shift because the series connection portion 2 'with respect to the second harmonic component is supposed that a short-circuit state, the position of a 1 Without circuit loss, to the right by loss if any circuit loss It must be in the position of the a 2. But,
As will be described later, due to the influence of the inductance component of the monolithic ceramic capacitor, the phase goes to the position of M2 in the upper left part, and the short-circuit state disappears. However, for the fundamental wave component, the impedance seen from the FET is at the position of M1 (approximately 50Ω).
Therefore, the serial connection portion 2'is in an open state.
【０００９】一方、図８(b) のS11 （FET の出力側から
A 点側を見た時のリターン・ロス）でみると、基本波成
分に対しては約 23dB のリターン・ロスがある M1 の位
置にあるので、直列接続部分２´のインピーダンスは開
放状態にある。しかし、２次高調波成分に対しては約３
dBのリターン・ロスがある M2 の位置にあり( 本来は０
dB) 、全反射になっていない。On the other hand, S11 (from the output side of the FET in FIG. 8 (b)
Looking at the return loss when looking at the point A side), the impedance of the series connection part 2'is in the open state because it is at the position of M1 where there is a return loss of about 23 dB for the fundamental wave component. . However, it is about 3 for the second harmonic component.
It is in the M2 position with a return loss of dB (originally 0
dB), but not total reflection.
【００１０】また、S21(入力波と出力波の比) で見る
と、基本波成分に対してはM1の位置にあり、通過損失は
０である。２次高調波成分に対しては−４dB位の損失が
あり、短絡状態にはなっていない( 本来は−20位の損失
でなければならない) 。Further, when viewed from S21 (the ratio of the input wave to the output wave), it is at the position of M1 with respect to the fundamental wave component, and the passage loss is 0. There is a loss of about -4 dB with respect to the second harmonic component, and it is not in a short circuit state (it should be a loss of about -20 in nature).
【００１１】即ち、図８(a), (b)に示す様に、直列接地
部分２´は２次高調波成分に対して短絡状態とならない
ので、電力増幅器は F級動作からずれた動作をし、出力
及び効率が低下していた。That is, as shown in FIGS. 8 (a) and 8 (b), since the series grounded portion 2'is not short-circuited with respect to the second-order harmonic component, the power amplifier performs an operation deviated from the class F operation. However, the output and efficiency were reduced.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】図10は課題説明図で、
(a) は積層セラミックコンデンサ実装説明図、(b) は積
層セラミックコンデンサの等価回路図である。[Problems to be Solved by the Invention] FIG.
(a) is a mounting explanatory diagram of a monolithic ceramic capacitor, and (b) is an equivalent circuit diagram of the monolithic ceramic capacitor.
【００１３】上記の様に、直列接続部分２´で使用する
直流阻止用の積層セラミックコンデンサは、図10(a) に
示す様に、セラミック板の両面に電極を付けて形成した
セラミックコンデンサを積層したもので、例えば、誘電
体基板上のマイクロストリップラインに半田付けして実
装される。また、積層セラミックコンデンサの等価回路
を図10(b) に示すが、図中のインダクタンス成分L1〜L3
は電極や引出し線などで生ずるものである。As described above, the DC blocking multilayer ceramic capacitor used in the serially connected portion 2'is a ceramic capacitor formed by attaching electrodes to both sides of a ceramic plate as shown in FIG. 10 (a). This is mounted by soldering to a microstrip line on a dielectric substrate, for example. Further, an equivalent circuit of the multilayer ceramic capacitor is shown in FIG. 10 (b), the inductance component in Fig L 1 ~L 3
Is caused by an electrode or a lead wire.
【００１４】ここで、上記のインダクタンス成分による
サセプタンス値が基本波成分に対してほぼ０になってい
ても、高調波成分では無視できない値になる。この為、
２次高調波成分に対して短絡状態とならず、電力増幅器
の出力及び効率が低下すると云う問題がある。Here, even if the susceptance value due to the above-mentioned inductance component is almost 0 with respect to the fundamental wave component, it becomes a value that cannot be ignored for the harmonic component. Therefore,
There is a problem that the output and efficiency of the power amplifier are reduced because the second harmonic component is not short-circuited.
【００１５】なお、集中定数素子である積層セラミック
コンデンサを使用せず、分布定数回路のみで構成するこ
とはできるが、形状が大きくなり機器の小型化の傾向と
逆行することになる。It should be noted that although a monolithic ceramic capacitor, which is a lumped constant element, may be used and only a distributed constant circuit can be used, its size becomes large, which is contrary to the trend toward miniaturization of equipment.
【００１６】本発明は、電力増幅器の高出力、高効率小
型化を図ることを目的とする。An object of the present invention is to achieve high output and high efficiency miniaturization of a power amplifier.
【００１７】[0017]
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理構成
図である。図中、１は波長λの入力信号を増幅し、該入
力信号の基本波成分および高調波成分に対して整合を取
って送出する増幅部分、２は直列接続部分である。第１
の本発明は、約ｎλ／４の線路の一端と並列接続した複
数個の集中定数素子のコンデンサの他端とを接続して直
列接続部分を形成し、線路の他端を増幅部分の出力側
に、コンデンサの一端を接地導体に接続する構成にし
た。第２の本発明は、接地導体を複数個に分割し、それ
ぞれのコンデンサを対応する接地導体部分に接続する構
成にした。第３の本発明は、直列接続部分を、高調波成
分毎に分割して設ける構成にした。第４の本発明は、線
路を高インピーダンス線路で構成した。FIG. 1 is a block diagram showing the principle of the present invention. In the figure, reference numeral 1 is an amplifying portion for amplifying an input signal having a wavelength λ and matching the fundamental wave component and the harmonic component of the input signal for transmission, and 2 is a serial connection portion. First
According to the present invention, one end of a line of about nλ / 4 is connected to the other end of the capacitors of a plurality of lumped constant elements connected in parallel to form a series connection part, and the other end of the line is connected to the output side of the amplification part. In addition, one end of the capacitor is connected to the ground conductor. In the second aspect of the present invention, the ground conductor is divided into a plurality of parts, and each capacitor is connected to the corresponding ground conductor part. The third aspect of the present invention has a configuration in which the serial connection portion is divided and provided for each harmonic component. In the fourth aspect of the present invention, the line is a high impedance line.
【００１８】[0018]
【作用】第１の本発明は集中定数素子である直流阻止用
の積層セラミックコンデンサを１個でなく、複数個並列
接続して前記の課題を解決した。即ち、図10(b) に示す
積層セラミックコンデンサの等価回路より、直列 LC 回
路のインピーダンスZ =j[ ωL −( 1/ωC) ]となる。こ
こで、( 1/ωC)は容量が大きければ大きい程、周波数が
高ければ高い程小さくなるので、２次高調波成分に対し
ては殆どインダクタンス成分ωL が残り、この成分によ
って直列接続部分が短絡状態にならないと考えられる。The first aspect of the present invention solves the above problem by connecting a plurality of dc blocking monolithic ceramic capacitors, which are lumped constant elements, in parallel. That is, from the equivalent circuit of the monolithic ceramic capacitor shown in FIG. 10 (b), the impedance of the series LC circuit becomes Z = j [ωL− (1 / ωC)]. Here, (1 / ωC) becomes smaller as the capacitance becomes larger and as the frequency becomes higher. Therefore, almost the inductance component ωL remains for the second harmonic component, and this component short-circuits the series connection part. It is thought that it will not be in a state.
【００１９】そこで、コンデンサを並列に接続して上記
のインダクタンス成分を低減すれば、基本波成分に対し
ては開放状態、偶数次高調波成分に対しては短絡状態と
なり、電力増幅器の高出力、高効率化を図ることができ
る。Therefore, if capacitors are connected in parallel to reduce the above-mentioned inductance component, the fundamental wave component is opened and the even harmonic components are short-circuited. High efficiency can be achieved.
【００２０】なお、接地導体もコンデンサの個数に合わ
せて分割することにより、インダクタンス成分の影響を
低減させることができる。By dividing the ground conductor according to the number of capacitors, the influence of the inductance component can be reduced.
【００２１】[0021]
【実施例】図２は第１，第２の本発明の実施例の要部構
成図、図３は図２の実装説明図、図４は第３の本発明の
実装説明図、図５は図２中の直列接続部分のシミュレー
ション説明図で、(a) はスミスチャートを用いた説明
図、(b) はパラメータS11 とS21 を用いた説明図、図６
は図５のシミュレーション条件説明図である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 2 is a block diagram of the essential parts of the first and second embodiments of the present invention, FIG. 3 is an explanatory view of the mounting of FIG. 2, FIG. 4 is an explanatory view of the mounting of the third present invention, and FIG. 6A and 6B are simulation explanatory diagrams of the serial connection portion in FIG. 2, where FIG. 6A is an explanatory diagram using a Smith chart, FIG. 6B is an explanatory diagram using parameters S11 and S21, and FIG.
FIG. 6 is an explanatory diagram of simulation conditions of FIG.
【００２２】なお、全図を通じて同一符号は同一対象物
を示す。以下、ｎ＝１として、図２〜図６を説明する
が、上記で詳細説明した部分については概略説明し、本
発明の部分について詳細説明する。また、上記で定義し
た事項は本発明でもそのまま使用する。The same reference numerals denote the same objects throughout the drawings. 2 to 6 will be described below with n = 1, but the parts described in detail above will be briefly described, and the part of the present invention will be described in detail. Further, the items defined above are used as they are in the present invention.
【００２３】先ず、図２において、基本波成分の波長の
約1/4 の長さのマイクロストリップ線路で形成された線
路21の一端を、並列接続した積層セラミックコンデンサ
C1,C2を介して接地し、他端をFET Q1の出力側に接続さ
れた線路11に接続する。First, in FIG. 2, one end of a line 21 formed of a microstrip line having a length of about 1/4 of the wavelength of the fundamental wave component is connected in parallel to the monolithic ceramic capacitor.
It is grounded via C 1 and C 2 , and the other end is connected to the line 11 connected to the output side of the FET Q 1 .
【００２４】一方、FET Q1は入力側線路 12 を介して印
加したマイクロ波を増幅して出力側線路111 に送出す
る。線路111 はマイクロ波の基本波成分及び偶数次及び
奇数次の高調波成分に対するインピーダンス変換機能を
持っているので、マイクロ波の基本波成分は、線路111,
線路112 とコンデンサC3を通って外部に送出される。On the other hand, the FET Q 1 amplifies the microwave applied through the input side line 12 and sends it to the output side line 111. Since the line 111 has an impedance conversion function for the fundamental wave component of the microwave and the harmonic components of the even and odd orders, the fundamental wave component of the microwave is
It is sent to the outside through the line 112 and the capacitor C 3 .
【００２５】なお、線路21と積層セラミックコンデンサ
C1, C2の直列接続部分は、後述する様に、例えば２次高
調波成分に対してはほぼ短絡状態となるので、公知の様
に、FET はＦ級動作を行う。The line 21 and the monolithic ceramic capacitor
As will be described later, the serially connected portion of C 1 and C 2 is in a substantially short-circuited state with respect to, for example, the second harmonic component, so that the FET performs class F operation as is well known.
【００２６】さて、上記の電力増幅器の実装は図３に示
す様に、入力側基板上に直流阻止用コンデンサC4を持つ
入力側線路12が形成され、出力側基板上に直流阻止用の
コンデンサC3を持つ出力側線路11、線路12とスルーホー
ル22を介して一端が接地されたコンデンサC1, C2からな
る直列接続部分２、インピーダンス整合用のスタブ13が
形成され、FET Q1で増幅したマイクロ波を出力側線路11
を介して外部に取り出す様になっている。In the mounting of the above power amplifier, as shown in FIG. 3, the input side line 12 having the DC blocking capacitor C 4 is formed on the input side substrate, and the DC blocking capacitor is formed on the output side substrate. An output side line 11 having C 3 , a series connection part 2 consisting of capacitors C 1 and C 2 whose one end is grounded through a line 12 and a through hole 22, a stub 13 for impedance matching are formed, and FET Q 1 Output side line 11
It is designed to be taken out via the.
【００２７】ここで、接地は２個並列に分割したスルー
ホール（接地導体になっている）を用いることにより、
スルーホールのインダクタンス成分の影響も低減するこ
とができる。また、コンデンサの取付け位置のズレ、容
量値及びインダクタンス成分のバラツキに対しても、コ
ンデンサの個数を調整することにより容易に補正するこ
とができる。Here, for grounding, by using two through holes (which are grounding conductors) divided in parallel,
The influence of the inductance component of the through hole can also be reduced. Further, it is possible to easily correct the deviation of the mounting position of the capacitor, the variation of the capacitance value, and the variation of the inductance component by adjusting the number of capacitors.
【００２８】更に、図４は入力したマイクロ波をFET
Q2, Q3で増幅した後、２次高調波成分に対してほぼ短絡
状態となる直列接続部分２、３次高調波成分に対して開
放状態となる直列接続部分３が接続された出力側線路11
を介して、基本波成分を取り出す様にしたもので、それ
ぞれの高調波成分に対する終端条件を確実に満足させる
ことができる。また、直列接続部分の線路インピーダン
スを高くすることにより、広帯域にわたり終端条件を満
足させることができる。Further, FIG. 4 shows that the input microwave is a FET.
Output side to which the series connection part 2 which is almost short-circuited to the second harmonic component after being amplified by Q 2 and Q 3 and the series connection part 3 which is open to the third harmonic component are connected Track 11
The fundamental wave component is taken out via the, and the termination condition for each harmonic component can be surely satisfied. Further, by increasing the line impedance of the serially connected portion, it is possible to satisfy the termination condition over a wide band.
【００２９】次に、直列接続部分２のインピーダンスの
周波数特性をシミュレーションする際、この部分が図６
に示す様に、誘電率(ER) 4.5, 厚さ0.8 mmのガラス・エ
ポキシ系基板(egp) に、導体厚 0.35 μm,長さ20 mm,幅
1.4 mm のパターンで形成した線路21の一端を、５個並
列接続した積層セラミックコンデンサの他端と接続する
が、この積層セラミックコンデンサの一端が接地されて
いるとする。Next, when simulating the frequency characteristics of the impedance of the serial connection part 2, this part is shown in FIG.
As shown in Fig. 3, a glass-epoxy board (egp) with a dielectric constant (ER) of 4.5 and a thickness of 0.8 mm is used to form a conductor with a thickness of 0.35 μm, a length of 20 mm, and a width.
One end of the line 21 formed with a 1.4 mm pattern is connected to the other end of five monolithic ceramic capacitors connected in parallel, and it is assumed that one end of the monolithic ceramic capacitor is grounded.
【００３０】そして、上記と同様に、線路の他端を内部
抵抗50Ωの信号源と50Ωの負荷に接続し、２GHz の基本
波成分に対して、測定周波数を100 MHz から5.1 GHz ま
で変化して図５(a) と図５(b) の結果が得られたが、こ
れらの結果について以下に説明する図５(a) において、
２次高調波成分に対する直列接続部分の状態はM2の位置
にあるので、ほぼ短絡状態にある。また、基本波成分に
対する直列接続部分の状態はM1の位置( ほぼ50Ω) にあ
るので、開放状態になっている。Then, similarly to the above, the other end of the line is connected to a signal source with an internal resistance of 50Ω and a load of 50Ω, and the measurement frequency is changed from 100 MHz to 5.1 GHz for the fundamental wave component of 2 GHz. The results shown in Fig. 5 (a) and Fig. 5 (b) were obtained. In Fig. 5 (a) described below, these results are
Since the state of the series connection portion for the second harmonic component is at the position of M2, it is almost in a short circuit state. The state of the series connection for the fundamental wave component is at the position of M1 (approximately 50Ω), so it is open.
【００３１】一方、図５(b) のS11 でみると、基本波成
分に対する直列接続部分の状態はM1の位置にあるので、
リターン・ロスが約 23dB で開放状態にある。また、２
次高調波成分に対してはM2の位置にあるので、リターン
・ロスは０dBとなり、全反射の状態にある。また、S21
(入力波と出力波の比) で見ると、基本波成分に対して
はM1の位置にあるので通過損失は０であり、２次高調波
成分に対してはM2の位置にあるきで、通過損失は22dBあ
り、全反射の状態にある。On the other hand, looking at S11 in FIG. 5 (b), the state of the serially connected portion for the fundamental wave component is at the position of M1.
The return loss is about 23dB and it is open. Also, 2
Since it is in the position of M2 with respect to the second harmonic component, the return loss is 0 dB and it is in the state of total reflection. Also, S21
Looking at (the ratio of the input wave and the output wave), the passage loss is 0 because it is at the position of M1 for the fundamental wave component, and the passage loss is at the position of M2 for the second harmonic component. The loss is 22 dB, and it is in the state of total reflection.
【００３２】これにより、直列接続部分２は、基本波成
分に対しては開放状態、２次高調波成分に対しては短絡
状態となるので、FET は F級動作を行い、出力及び効率
が向上する。As a result, the series connection portion 2 is open for the fundamental wave component and short-circuited for the second harmonic component, so that the FET performs class F operation and the output and efficiency are improved. To do.
【００３３】[0033]
【発明の効果】以上詳細に説明した様に本発明によれ
ば、電力増幅器の高出力、高効率小型化を図ることがで
きると云う効果がある。As described in detail above, according to the present invention, there is an effect that a high output and high efficiency miniaturization of a power amplifier can be achieved.
【図１】本発明の原理構成図である。FIG. 1 is a principle configuration diagram of the present invention.
【図２】第１，第２の本発明の実施例の要部構成図であ
る。FIG. 2 is a configuration diagram of a main part of the first and second embodiments of the present invention.
【図３】図２の実装説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of mounting of FIG.
【図４】第３の本発明の実装説明図である。FIG. 4 is an explanatory view of the third implementation of the present invention.
【図５】図２中の直列接続部分のシミュレーション説明
図で、(a) はスミスチャートを用いた説明図、(b) はパ
ラメータS11 とS21 を用いた説明図である。5A and 5B are simulation explanatory diagrams of a serial connection portion in FIG. 2, where FIG. 5A is an explanatory diagram using a Smith chart, and FIG. 5B is an explanatory diagram using parameters S11 and S21.
【図６】図５のシミュレーション条件説明図である。6 is an explanatory diagram of a simulation condition of FIG.
【図７】従来例の要部構成図である。FIG. 7 is a configuration diagram of a main part of a conventional example.
【図８】図７中の直列接続部分のシミュレーション説明
図で、(a) はスミスチャートを用いた説明図、(b) はパ
ラメータS11 とS21 を用いた説明図である。8A and 8B are simulation explanatory diagrams of a serial connection portion in FIG. 7, where FIG. 8A is an explanatory diagram using a Smith chart, and FIG. 8B is an explanatory diagram using parameters S11 and S21.
【図９】図８のシミュレーション条件説明図である。9 is an explanatory diagram of a simulation condition of FIG.
【図10】課題説明図で、(a) は積層セラミックコンデン
サ実装説明図、(b) は積層セラミックコンデンサの等価
回路図である。FIG. 10 is an explanatory diagram of a problem, (a) is an explanatory diagram of mounting a laminated ceramic capacitor, and (b) is an equivalent circuit diagram of the laminated ceramic capacitor.
１ 増幅部分 ２，２´ 直列接続部分 1 Amplification part 2,2 'Series connection part
Claims (4)
の基本波成分および高調波成分に対して整合を取って送
出する増幅部分(1) を有する電力増幅において、 約ｎλ／４（ｎは正の整数）の線路の一端と、並列接続
した複数個の集中定数素子のコンデンサの他端とを接続
して直列接続部分(2) を形成し、該線路の他端を増幅部
分の出力側に、該コンデンサの一端を接地導体に接続す
る構成にしたことを特徴とする電力増幅器。1. A power amplifier having an amplifying portion (1) for amplifying an input signal of wavelength λ and matching and transmitting the fundamental wave component and the harmonic component of the input signal. (n is a positive integer) One end of the line is connected to the other end of the capacitors of the lumped constant elements connected in parallel to form a series connection part (2), and the other end of the line is connected to the amplification part. A power amplifier characterized in that one end of the capacitor is connected to a ground conductor on the output side.
れのコンデンサを対応する接地導体部分に接続する構成
にした請求項１の電力増幅器。2. The power amplifier according to claim 1, wherein the ground conductor is divided into a plurality of parts, and each capacitor is connected to a corresponding ground conductor part.
割して設ける構成にした請求項１の電力増幅器。3. The power amplifier according to claim 1, wherein the series connection portion is divided and provided for each harmonic component.
た請求項１の電力増幅器。4. The power amplifier according to claim 1, wherein the line is a high impedance line.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25422893A JPH07111426A (en) | 1993-10-12 | 1993-10-12 | Power amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25422893A JPH07111426A (en) | 1993-10-12 | 1993-10-12 | Power amplifier |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07111426A true JPH07111426A (en) | 1995-04-25 |
Family
ID=17262046
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25422893A Withdrawn JPH07111426A (en) | 1993-10-12 | 1993-10-12 | Power amplifier |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07111426A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010171650A (en) * | 2009-01-21 | 2010-08-05 | Fujitsu Ltd | Bias circuit |
| CN106817086A (en) * | 2017-03-22 | 2017-06-09 | 江苏博普电子科技有限责任公司 | A kind of supply arm for microwave power amplifying circuit |
-
1993
- 1993-10-12 JP JP25422893A patent/JPH07111426A/en not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010171650A (en) * | 2009-01-21 | 2010-08-05 | Fujitsu Ltd | Bias circuit |
| CN106817086A (en) * | 2017-03-22 | 2017-06-09 | 江苏博普电子科技有限责任公司 | A kind of supply arm for microwave power amplifying circuit |
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