JPH07112208B2 - 多値振幅変復調方式通信システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 多値振幅変復調方式通信システムに関し、 伝送品質を低下させることなく且つ送信電力を大幅に増
大させることなく多値数を増大させ、実用性に富む通信
システムを構成することを目的とし、 ハニカム形信号点配置を用いて多値振幅変復調を行う通
信システムに用いられる変調装置を有する送信装置であ
って、該変調装置を、同相データおよび直交データの信
号点配置を直角格子形配置からハニカム形配置に変換す
る信号点配置変換部および、ハニカム形配置に変換され
た同相データおよび直交データを直交振幅変調する直交
振幅変調部を具備するように構成し、受信装置において
も復調装置を上記変調装置に対応するように構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明はディジタル通信システム、特にディジタル無線
に用いられる多値直交振幅変調信号をハニカム形とした
変調装置を有する送信装置、該送信装置からのハニカム
受信信号を多値直交振幅復調する復調装置を有する受信
装置およびこれら送信装置および受信装置を有する多値
振幅変調方式通信システムに関する。

ディジタル通信方式、特にディジタル無線通信方式では
周波数利用効率の向上を図るためには変調方式の多値化
が有効である。このためそれぞれ直交するI,Qデータが
独立にD/A変換するこで変調ができ、回路構成も簡単で
あるため、比較的に多値化が容易な直交振幅変調（QA
M）方式が採用されている。復調側も、それぞれ独立にA
/D変換すればよく比較的容易に復調装置が実現できる。
また、QAM方式では、それぞれ隣接する信号点の間隔を
比較的大きくとることができ受信誤り率を低くすること
ができる。

周波数の利用を向上させる観点から、その変調レベルは
４値から16値、さらに256値へと増加する方向にある。
しかし多値化にともない著しい送信電力の増加を招く。
よって誤り率を低下させることなく、換言すれば、直交
する信号相互間の間隔を小さくすることなく、所要の受
信レベルを確保するために効率の良い変調が行ない得る
変調装置の開発が望まれている。かゝる事情は、送信側
の変調装置に対応して受信側に設けられる復調装置につ
いても同様である。従って、これら変調装置および復調
装置を用いた、周波数利用効率が優れていることと同時
に電力効率も優れた変調方式および復調方式による経済
的で実用的な多値振幅変復調方式の無線通信システムの
開発が望まれている。

〔従来の技術、および、発明が解決しようとする課題〕

第15図は送信装置内に設けられる従来の多値直交振幅変
調方式の変調装置の構成の一例である。図中、11および
12はD/A変換器、２は直交振幅変調回路であってロール
オフフィルタ21および22、乗算器23および24、加算器2
5、搬送波発振器26、π/2移相器27を含み構成されるも
のであり、変調器出力はミキサとして機能する周波数変
換器31および局部発振器32により所定の無線周波数帯に
周波数変換される。また３は送信電力増幅器である。こ
の変調装置においては、同相入力データＤ（ｉ）および
直交入力データＤ（ｑ）がD/A変換器11および12にそれ
ぞれ独立に入力され、独立にD/A変換され、それらの出
力がロールオフフィルタ21,22を介して乗算器23,24に印
加され、乗算器23および24でそれぞれ搬送波fcおよびそ
のπ/2移相搬送波fc′で変調され、それぞれ加算器25で
加算され、加算器25からQAM変調波が周波数変換器31を
へて送信電力増幅器３に出力される。この場合のQAM変
調信号の信号点配置は第16図に示されるような直角格子
形配置をしている。第16図の例は64値QAMの場合であ
る。図中、横座標に同相入力データ、縦座標に直交入力
データがとってある。

第17図はQAM方式とPSK（位相偏移キーイング）方式につ
いて、多値化に伴うS/N比の増加を示す図であり、縦座
標に２相PSKと比較したS/N増加量を、横座標に多値数ｎ
をとってある。この図からも明らかなように、QAM方式
はPSK方式に比べて同一の誤り率を得るS/N比が小さく、
効率の良い変調方式であるが、多値数ｎの増加とともに
大きなS/N比を必要とする。このため、必要なS/N比を確
保するためには信号点間隔を一定に保たなければなら
ず、多値数の増加とともに一層大きな送信電力を必要と
する。

従来のQAM方式の変調信号の信号点配置は第16図に示す
ような直角格子形配置をしている。図中、各信号点のう
ち、ピーク電力を与える信号点は４隅のａ（１）〜ａ
（４）である。信号の平均電力とピーク電力の比は、多
値数ｎが増加するに従い大きくなるとともに前に述べた
ように多値数ｎが増えるとより大きなS/N比を必要とす
るため同一の送信電力増幅器を用いた場合、多値数ｎが
増えるとともに送信電力増幅器に一層大きなバックオフ
を必要とする。すなわち、電力増幅器はリニアリティが
ある部分で使用しなければならないが、送信電力の増加
に伴ない広範囲なリニアリティを有すると共に、大きな
余裕を有する電力増幅器が必要となる。第18図はこのこ
とを説明するための、４相PSK方式（４値QAM方式と同
じ）と16値QAM方式とのC/N劣化特性を示す図であり、横
座標に出力バックオフを、縦座標に等価C/N劣化量をと
ってある。図からも明らかなように、同一のC/N劣化量
を与える出力バックオフは４相PSK（４値QAM）方式より
も16値QAM方式の方が大きくなる。

このように従来の直交振幅変調方式の変調装置では、周
波数利用効率を向上させるために多値数ｎを増加させる
とそれに伴い送信電力が増大する。例えば、256値変調
の場合、４値変調の80倍の送信電力が必要となる。しか
も、多値値ｎが増加すると、送信電力増幅器のバックオ
フも大きくなるので、送信電力増幅器として大電力の、
バックオフを十分に大きくとったものが必要となるとい
う問題点がある。

更に、送信電力を増加させると、他システムに干渉を及
ぼし無線障害を惹起させるという新たな問題が生じる。

上述の問題は、QAM変調された信号を受信して復調するQ
AM復調装置においても同様に生ずる。従って、これらQA
M変調装置およびQAM復調装置を用いたディジタル無線通
信システムにおいても、多値数ｎを増加させることによ
り、上述の問題が生じている。

信号の平均電力とピーク電力との比を小さくする信号点
配置としてはハニカム（honeycomb）形信号点配置が提
案されている。ハニカム形信号点配置は隣合う信号点の
間隔が全て同一で、隣り合う信号点との垂直２等分線に
より境界線を引くその信号点の外輪が六角形状をしたも
のである。このようなハニカム形信号点配置を用いて多
値直交振幅変復調を行えば同じ間隔の信号点をより小さ
い半径の円内に配置できるので、送信側における送信電
力増幅上述のバックオフを小さくすることができる。し
かしながら、従来、このようなハニカム形信号点配置を
した直交振幅変復調する具体的構成を開示したディジタ
ル無線通信システムは知られていない。従って、比較的
簡単な回路構成で、周波数利用効率の向上を図るため多
値数が大きくとれ、伝送品質を低下させることなく、送
信電力効率にすぐれる多値振幅変復調方式の通信システ
ムおよび当該通信システムに用いる変調装置および復調
装置が要望されている。

〔課題を解決するための手段，および、作用〕

本発明の多値振幅変調方式通信システムの原理ブロック
図を第１図に示す。当該通信システムは、伝送路300を
介して結合された、変調装置100aを有する送信装置100
および復調装置200aを有する受信装置200から成る。以
下、本発明の要旨に係る変調装置100aおよび復調装置20
0aを中心に述べる。

本発明の直交振幅変調装置100aは、同相データＤ（ｉ）
および直交データＤ（ｑ）の信号配置を直角格子形配置
からハニカム形配置に変換する信号点配置変換部101、
および、ハニカム形配置に変換された同相データおよび
直交データを直交振幅変調する直交振幅変調部102を具
備する。

信号点配置変換部101によって同相データおよび直交デ
ータの信号点配置を直角格子形配置からハニカム形配置
に変換する。ハニカム配置は第２図に示されるように、
信号の隣合う信号点間隔が全て同一となる信号点配置で
あり、信号の平均電力とピーク電力の比が直角格子形配
置に比べて小さくなる。このようにハニカム形配置にし
た同相データおよび直交データを直交振幅変調信号102
で直交振幅変調して送信電力増幅器に送る。

これにより送信電力増幅器のバックオフを小さくするこ
とができる。また、同相及び直交データを入力し直交振
幅変調して送出するようにし、内部でハニカム変形する
のみであるので、回路構成も簡単であり且つ、実施が容
易である。

尚、信号点配置変換部101と直交振幅変調部102を一体化
し、信号点配置とハニカム配置変換を同時に行うことも
できる。

本発明のハニカム形信号点配置を用いて多値直交振幅変
復調を行う通信装置の復調装置200aは、受信された多値
直交振幅変調波QAMを同期検波して同相信号x_bおよび直
交信号y_bを得る同期検波部201、同相信号x_bおよび直交
信号y_bについて、直交座標軸からハニカム形信号点配置
における隣合う信号点同士を結んだ３本の座標軸に変換
する演算を行いその各座標軸対応の３つの座標変換出力
信号x,u,vを得る座標変換部202、および、３つの座標変
換出力信号x,u,vに基づいて受信信号の信号点の判定を
行い出力データを得る信号判定部203を具備する。

受信された多値直交振幅変復調波QAMを同期検波部201で
検波して同相信号x_bおよび直交信号y_bを得る。これらに
ついて座標変換部202によって直交座標軸からハニカム
形信号点配置における隣合う信号点同士を結んだ３本の
座標軸に変換する演算を行いその各座標軸対応の３つの
座標変換出力信号x,u,vを得る。この出力信号x,u,vを信
号判定部203でその信号点を判定し、その信号点対応の
出力データを出力する。

また本発明の他の形態の復調装置は、上述の復調装置の
同期検波部201と座標変換部202との間に、同相信号およ
び直交信号の自動等化処理を行う等化部204を挿入配置
し、その等化部204の制御信号を該信号判定部の判定後
の出力信号に基づき作成するように構成する。これによ
り、受信信号の品質が向上する。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明の実施例を説明する。

第３図は本発明の一実施例としての送信装置内に設けら
れる多値直交振幅変復調方式による変調装置を示すブロ
ック図である。この変調装置は64値のものである。図
中、51および52はマッピング用のROM,11および12はD/A
変換器、４は座標変換回路、２は直交振幅変調回路であ
って低域フィルタとしてのロールオフフィルタ21および
22、乗算器23および24、加算器25、搬送波発振器26、π
/2移相器27を含み構成されるもの、31は周波数変換器、
32は局部発振器、および、３は送信電力増幅器である。
ROM51および52、D/A変換器11および12、座標変換回路４
は第１図の信号点配置変換部101に対応する。

マッピング用ROM51および52は、同相入力データＤ
（ｉ）および直角位相入力データＤ（ｑ）による直角格
子形の信号点配置の一部の配置を移動させるためのもの
である。第４図はこの信号点の移動を説明するための図
であり、64値QAMの直角格子形の信号点配置を示す。図
中、横座標には同相入力データＤ（ｉ）、縦座標には直
交入力データＤ（ｑ）がとられており、一重丸（○）印
は64QAMによる直角格子形信号点配置を示し、二重丸
（◎）印は領域I,IIの信号点を領域IIIに移動後の信号
点を示す。第３図のマッピング用ROM51および52は第４
図中の破線ＩおよびIIの信号点を破線IIIの位置に移動
するように、同相入力データＤ（ｉ）および直交入力デ
ータＤ（ｑ）に対する信号点の配置換えを行うものであ
って、同相入力データＤ（ｉ）および直交入力データＤ
（ｑ）をアドレス入力として同相および直交のデータx_a
およびy_aをそれぞれD/A変換器11および12に送出する。D
/A変換器11,12はそれぞれ入力データx_a，y_aをアナログ
の座標データI_a，Q_aに変換する。

座標変換回路４は入力データの信号点配置の座標I_aおよ
びQ_aを、次式の関係で座標変換する。

座標変換回路４は、係数 を乗算する係数器41、係数β_a＝1/2を乗算する係数器4
2、および減算器43からなる。

本実施例変調装置の動作を以下に説明する。

同相入力データＤ（ｉ）および直交入力データＤ（ｑ）
はマッピング用ROM51および52によって信号点配置が移
動され、第４図に示すように直角格子形配置のうちの破
線ＩおよびII部分が破線III部分に移動される。これに
より、64QAMの信号点配置は、移動前が正四辺形である
のに対し、移動後はほゞ楕円形となる。信号点配置変換
後のデータx_a，y_aはD/A変換器11および12に入力されて
アナログ信号I_a，Q_aに変換された後、座標変換回路４に
入力され、第（１）および第（２）式に基いて、第５図
に破線IVで囲み示したような信号点配置にさらに変換さ
れる。この際、第４図での移動後の破線IIIで囲まれた
信号点は概念的に第５図では星（★）印の信号点に配置
される。このように座標変換後の隣り合う信号点配置は
正三角形であり、隣合う信号点間隔が同一であり、かつ
信号点配置間の境界が六角形状のハニカム形となる。第
５図において、信号点は、中心信号点C₀が１個、第１外
輪の信号点C₁₁〜C₁₆が６個、第２外輪の信号点C₂₀₁〜C
₂₁₂が12個、第３外輪の信号点が18個、第４外輪の信号
点が23点（１点は領域II′で欠４）、第５外輪の信号点
が４個、計64点であり、64QAMの点数に対応している。
この結果、信号の平均電力と最外延の信号点によって規
定されるピーク電力との比は従来の直角格子形と比較し
て小さくなり、それにより送信電力増幅器のバックオフ
を小さくできる。

一方、隣合う信号点間隔が従来の直角格子形の一辺の間
隔と同じであるから、誤り率が低下することもない。

なお、第５図はハニカム形信号点配置の１例であって、
ハニカム形の信号点配置を第５図のものに限定するもの
ではない。

第６図は増幅器バックオフ対C/N比劣化特性を直角格子
信号点配置とハニカム形信号点配置との場合について比
較して示した図である。この図からも明らかなように、
同一のC/N比に対しては直角格子形配置よりはハニカム
形信号点配置の方が増幅器バックオフを小さくすること
ができる。

なお、マッピング用ROM51および52によって信号点の移
動を行わなかった場合は、第４図の破線ＩおよびIIの信
号点は第５図では破線Ｉ′およびII′の位置に配置され
ることになり、この場合、信号点配置の外輪は平行四辺
形であり第５図領域IVに囲まれたハニカム状の六角形と
ならず、信号の平均電力とピーク電力の比は小とはなら
ない。よってマッピング用ROM51および52による信号点
の移動が必要となる。

座標変換回路４からの出力データは従来構成のQAM変調
回路２に送出されて直交振幅変調後、周波数変換器31で
ミキシングされ、増幅器３を介して送信器から受信側に
送出される。

以上から明らかなことは、信号点配置がハニカム形状の
信号を送出するに際し、従来と同様にそれぞれ独立する
同相入力データＤ（ｉ）および直交入力データＤ（ｑ）
を入力し、一旦ROM51,52で信号点の移動を行うことで信
号x_a，y_aを発生させ、この信号について従来と同様それ
ぞれ独立にD/A変換器11,12でアナログ信号I_a，Q_aに変換
し、さらに座標変換回路４で第（１）（２）式に基いて
座標変換することにより、従来と同様QAM変調回路２で
変調後、周波数変換器31を介して送信電力増幅器３に印
加されるようになっており、比較的簡単な回路構成で、
ハニカム形変調装置が構成されていることである。しか
も、ハニカム形信号点配置の信号を送出することで前述
した効果を得ることができる。

上述の如くハニカム形配置に変換した変調装置を有する
送信装置から送出され、伝送路300を介して送信装置で
受信したハニカム形配置に変換されたデータ信号を復調
する受信装置内の復調装置について以下に説明する。

第７図はかかる多値直交振幅変復調方式による復調装置
を示すブロック図であり、この復調装置は64値のものと
する。図中、７は同期検波回路、８は座標変換回路、９
は識別回路、10は信号判定回路である。同期検波回路７
は乗算器71および72、低級フィルタ73および74、再生搬
送波発生器75、π/2移相器76を含み編成される公知のも
のであり、受信された多値直交振幅変調波を同期検波し
てベースバンド帯の同相信号x_bおよび直交信号y_bを出力
する。

座標変換回路８は係数器81および82、加算器83、減算器
84を含み構成される。係数器81は同相信号x_bに係数α_b
＝1/2を乗じる回路、係数器82は直交信号y_bに係数 を乗じる回路である。座標変換回路８は同相信号ｘおよ
び同相信号x_bについて、その直交座標軸x_b，およびy
_bを、第８図に示されるように、ハニカム形信号点配置
において隣合う信号点間を結ぶ３本の座標軸X,U,Vに変
換し、それぞれの座標軸について同相信号x_bおよび直交
信号y_bを変換した座標変換信号x,u,vを送出する。この
座標変換は下記の式に従って行われる。

識別回路９は３個のA/D変換器91〜93からなり、座標変
換信号x,u,vについて座標軸X,U,Vについての信号レベル
を識別し、64値の場合４ビットのディジタル形式のレベ
ル信号ｘ′,u′,v′として出力する。識別回路９で識別
後のレベル信号ｘ′,u′,v′は信号判定回路10に送出さ
れる。信号判定回路10はROMで構成され、レベル信号
ｘ′,u′,v′を入力アドレスとしてレベル信号ｘ′,
u′,v′で指定される第８図の配置の信号点に対応する
出力データを出力する。

この復調装置の動作を以下に説明する。

受信された多値直交振幅変調波は同期検波回路７で同期
検波されて同相信号x_bおよび直交信号y_bが得られ、これ
らは座標変換回路８で座標軸を変換されて座標変換信号
x,u,vとされる。そしてこれら座標変換信号x,u,vの信号
レベルを識別回路９で識別する。識別されたレベル信号
ｘ′,u′,v′は信号判定回路10に送られてそれら信号対
応の信号点が判定される。第８図はこの信号判定の様子
を示している。すなわちレベル信号ｘ′,u′,v′の値を
ｘ′₁,u′₁,v′₁とすると、これらのレベルに対応する
信号点はＡ点となり、この信号点Ａに対応する出力デー
タが得られる。このように座標軸X,U,Vについて信号レ
ベルを判定し信号判別を行うと、判定されるべき信号点
に隣合う信号点との距離が各軸において最大となり、し
たがって判定のしきい値を最大とすることができ、雑音
等に対する余裕が大きくなる。

以上に述べた如く、第３図に図示の変調装置を有する送
信装置と第７図に図示の復調装置を有する受信装置とを
伝送路を介して結合することにより、多値数を増加させ
て周波数利用効率が優れていると同時に、電力効率にす
ぐれ、しかも経済的で実用的なディジタル無線通信シス
テムが実現できる。

本発明の実施に当たっては変調装置について種々の変形
態様が可能である。第９図はかかる変更例を示すブロッ
ク図である。図中、第３図と同一の参照符号のブロック
は同一の機能のブロックである。相違点として、第９図
の装置は座標変換回路４を有しておらず、信号点配置の
直角格子形からハニカム形への変換はマッピング用ROM6
1および62で行う。すなわち、同相入力データＤ（ｉ）
および直交入力データＤ（ｑ）を入力アドレスとし、マ
ッピング用ROM61および62の出力データがハニカム形信
号点配置となるような座標値をマッピング用ROM61およ
び62の記憶データとして与える。

これに対する復調装置としては、第７図に図示のもので
良い。

一方、本発明の実施に当たっては復調装置についても種
々の変形態様が可能である。第10図は本発明の他の実施
例を示すものである。第７図に図示の復調装置との相違
点は座標変換回路と識別回路の位置が入れ替えられてい
ることであり、この実施例では同期検波回路７からの出
力信号を識別回路９′に送り、識別回路９′での信号レ
ベル識別後の信号を座標変換回路８′で座標変換してい
る。この場合、座標変換回路８′は識別回路９′の後段
に設けられているので、ディジタル構成のものとなる。
このように回路を構成した本実施例の復調装置は第７図
の実施例と比べて識別回路のA/D変換器の数を一つ削除
することができる。復調性能は前述の実施例のものと同
じである。

第11図は本発明の復調装置のさらに他の実施例を示す。
個の実施例は第７図の実施例装置に自動等化器15を付加
したものであり、アナログ構成の自動等化器15が同期検
波回路７と座標変換回路８との間に挿入配置されてい
る。この自動等化器15の制御信号としてはＸ軸およびＹ
軸についての極性信号および誤差信号が用いられる。す
なわち、Ｘ軸については、４個のA/D変換器91〜93,95を
有する識別回路９″の４ビットのレベル信号ｘ′と信号
判定回路10′で得られる４ビットの理想とを減算器16
で減じて得られる誤差信号εｘと、識別回路９″からの
出力信号ｘ′の極性信号（すなわち最上位ビットの信
号）とをＸ軸側等化器の制御信号とする。またＹ軸につ
いては、直交信号ｙのレベル識別用のA/D変換器95を新
たに設け、この識別回路９″からのレベル信号ｙ′と信
号判定回路10′で得られる理想値とを減算器18で減じ
て得られる誤差信号εｙと、A/D変換器95からの出力信
号ｙ′の極性信号（すなわち最上位ビット信号）とをＹ
軸側等化器の制御信号とする。

本実施例の如く自動等化器を付加することで、周波数選
択フェージングのような伝送路特性の時間的変動に追従
して符号間干渉を除去することが可能となり、受信信号
品質が向上する。

第12図は本発明のさらに他の実施例を示す。この実施例
は第10図の復調装置に自動等化器15′を付加したもので
あり、識別回路９′と座標変換回路８′との間にディジ
タル構成の自動等化器15′を挿入配置している。この場
合、識別回路９′のディジタル出力信号のビット数は、
第11図では少ないビット数であったのに対し例えば10ビ
ットと多くなっている。したがって信号判定回路10で信
号判定するための、ビット数を減らすため、ROM141〜14
3からなるビット数低域回路14が、座標変換回路８′と
信号判定回路10との間に挿入配置されている。

自動等化器15′の制御信号としては、Ｘ軸側等化器につ
いては、自動等化器15′の10ビット出力のうちの上位桁
４ビットの信号と信号判定回路10で得られる４ビットの
理想値とを減算器16′で減じて得られる誤差信号εｘ
と、自動等化器15′からの出力信号の極性信号（すなわ
ち最上位ビットの信号）とを制御信号とする。またＹ軸
側等化器については、自動等化器15′の10ビット出力の
うちの上位桁４ビットの信号と信号判定回路10で得られ
る４ビットの理想値とを減算器18′で減じて得られる
誤差信号εｙと、自動等化器15′からの出力信号の極性
信号（すなわち最上位ビットの信号）とを制御信号とす
る。

なお、誤差信号を得るためには自動等化器15′の出力信
号の代わりにその入力信号を用いてもよい。

第13図に本発明のさらに他の実施例としての変調装置の
構成図を示す。第13図の変調装置は、第３図の変調装置
の座標変換回路４および直交振幅変調回路２の機能を座
標変換振幅変調回路2aによって置き換えたものである
が、その実体は、第３図の直交振幅変調回路２内のπ/2
移相器27を２π/3移動器28で置き換え、第３図の座標変
換回路４を削除したものである。従って、第13図の変調
装置の回路構成は、第３図の変調装置の回路構成に対
し、著しく簡略化されている。

以下、第13図の変調装置の動作を述べる。

ROM51,52により第４図の如く信号点配置され、D/A変換
器11,12を通してアナログ値に変換されるのは、第３図
の変調装置の動作と同じである。次いで、第３図の変調
装置においては、直交するI,Qデータを座標変換回路４
において一旦第（１）（２）式に基いて第５図領域IV内
に示されるハニカム形信号点配置に変換した後、再び直
交振幅変調回路２にて、I,Q成分をそれぞれ振幅変調し
ている。従って、座標変換回路４と直交振幅変調回路２
の組合機能は、第14図に図示の如くＩ軸を基準として反
時計方向に120°（２π/3ラジアンだけ座標変換してい
ることになる。従って、第13図の変調装置においては、
２π/3移相器28により直接座標変換し第５図に図示の信
号点配置を得ることにしている。同様の信号点配置を得
るには２π/3移動器28に代えて、60°（π/3ラジアン）
移相するπ/3移相器を用いてもよい。

第13図の変調装置を用いた場合の復調装置は、前述した
種々のものを用いることができる。その理由は、送信電
力増幅器３を介して無線送信される信号は第３図のもの
と同じであるからである。

以上の実施例は、64QAMの場合について例示したが、256
QAMその他についても同様である。

本発明のディジタル無線通信システムを構成するに当っ
ては、前述した種々の変調装置のいずれかを含む送信装
置と前述の種々の復調装置のいずれかを含む受信装置と
を任意に組合せて用いることができる。

〔発明の効果〕

以上に述べたように、本発明の変調装置を有する送信装
置は、変調装置において、送信データの信号点配置を直
角格子形からハニカム形に変換することができ、それに
より送信電力増幅器のバックオフを小さくすることがで
きる。この結果、多値直交振幅変調方式の多値数の増加
に経済的に適応できる。

また本発明の復調装置を有する受信装置は、復調装置に
おいて、ハニカム形信号点配置をした多値直交振幅変調
波を復調することができ、よって送信側では送信される
べき多値直交振幅変調波の信号点配置としてハニカム形
配置を用いることができ、それにより送信電力増幅器の
バックオフを小さくすることができる。この結果、多値
直交振幅変調方式の多値数の増加に経済的に適応でき
る。

従って、これら送信装置および受信装置を用いた本発明
の多値振幅変調方式通信システムは、多値数を大きくし
て周波数利用効率の向上を図ることができ、伝送品質を
低下させることなく、送信電力効率にすぐれる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の変調装置を有する送信装置、復調装置
を有する受信装置、およびこれらを用いた多値振幅変調
方式通信システムの原理ブロック図、 第２図は本発明で用いるハニカム形信号点配置を示す
図、 第３図は本発明の一実施例としての直交振幅変調装置の
構成図、 第４図および第５図は第３図実施例装置の動作を説明す
る図、 第６図は第３図における増幅器バックアップ対C/N劣化
特性を直角格子信号点配置とハニカム形信号点配置との
場合について示した図、 第７図は本発明の一実施例としての復調装置の構成図、 第８図は第７図復調装置の信号判定方法の説明図、 第９図は本発明の他の実施例の変調装置の構成図、 第10〜第12図は本発明の他の実施例としての復調装置の
構成図、 第13図は本発明のさらに他の実施例の変調装置の構成
図、 第14図は第13図変調装置の動作説明図、 第15図は従来の直交振幅変調装置の構成図、 第16図は直角格子形信号点配置図、 第17図は多値化に伴う信号対雑音比の増加を説明する
図、 第18図はQAM方式とPSK方式のC/N比劣化特性を示す図、
である。 （符号の説明） ２…直交振幅変調回路、３…送信電力増幅器、４…座標
変換回路、７…同期検波回路、８…座標変換回路、９…
識別回路、10…信号判定回路、51,52…マッピング用RO
M。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 箕輪 守彦 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 大洞 喜正 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (72)発明者 中邨 浩 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 昭57−176867（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−52954（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−112431（ＪＰ，Ａ)

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ハニカム形信号点配置を用いて多値振幅変
   復調を行う通信システムに用いられる変調装置を有する
   送信装置において、 前記変調装置（100a）は、 同相データおよび直交データの信号点配置を直角格子形
   配置からハニカム形配置に変換する信号点配置変換部
   （101）、そして ハニカム形配置に変換された同相データおよび直交デー
   タを直交振幅変調する直交振幅変調部（102）から成
   り、さらに 前記信号点配置変換部（101）は、 ディジタル信号の同相データおよび直交データにより配
   置される信号点の内の所定の信号点の位置をROMテーブ
   ルを使って他の信号点位置に移動させ、残余の信号点に
   ついてはその位置のままの同相データおよび直交データ
   を出力する位置変換部（51,52）、 前記位置変換部（51,52）からの同相データおよび直交
   データをディジタル信号からアナログ信号に変換するデ
   ィジタル／アナログ変換手段（11,12）、および 前記ディジタル／アナログ変換手段（11,12）によって
   アナログ信号に変換された同相データおよび直交データ
   の座標を、その信号点配置が直角格子形配置からハニカ
   ム形格子配置になるように座標変換する座標変換部
   （４）を有し、 そして 前記直交振幅変調部（102）は、 前記座標変換部（４）によって座標変換されたハニカム
   形格子配置の信号を直交変調する直交振幅変調部（２）
   を有することを特徴とする送信装置。
2. 【請求項２】ハニカム形信号点配置を用いて多値振幅変
   復調を行う通信システムに用いられる復調装置を有する
   受信装置において、 前記復調装置（200a）は、 受信された多値直交振幅変調波（QAM）を同期検波して
   同相信号（ｘ）および直交信号（ｙ）を得る同期検波部
   （201）、 前記同期検波部（201）からの同相信号（ｘ）および直
   交信号（ｙ）の自動等化処理を行う等化部（204）、 前記等化部（204）による等化後の同相信号（ｘ）およ
   び直交信号（ｙ）について直角座標軸からハニカム形信
   号点配置における隣り合う信号点同士を結んだ３本の座
   標軸に変換する演算を行い、それらの各座標軸に対応す
   る３つの座標変換出力信号（x,u,v）を与える座標変換
   部（202）、そして 前記座標変換部（202）からの３つの座標変換出力信号
   （x,u,v）に基づき、受信信号の信号点の判定を行って
   出力データ（Dout）を与える信号判定部（203）から成
   り、さらに 前記等化部（204）における等化制御を行うための信号
   は、前記信号判定部（203）における判定後の出力信号
   に基づいて作成されることを特徴とする受信装置。