JPH07135771A - ２出力ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents
２出力ｄｃ−ｄｃコンバータInfo
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- JPH07135771A JPH07135771A JP5279279A JP27927993A JPH07135771A JP H07135771 A JPH07135771 A JP H07135771A JP 5279279 A JP5279279 A JP 5279279A JP 27927993 A JP27927993 A JP 27927993A JP H07135771 A JPH07135771 A JP H07135771A
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- H01F30/06—Fixed transformers not covered by group H01F19/00 characterised by the structure
- H01F30/10—Single-phase transformers
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33561—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having more than one ouput with independent control
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Coils Or Transformers For Communication (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明の目的は小形パーソナル機器等に適用す
るために好適な薄形・軽量かつ低損失な２出力ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供することにある。 【構成】ワイヤトランス等の薄形トランスの２次巻線に
ダイオードとコンデンサからなる回路を接続し、トラン
スのリセット時に放出される励磁エネルギーをコンデン
サに蓄積し、このコンデンサから電圧出力を得ることに
より、１つのトランスから２系統の直流電圧出力を得
る。 【効果】１組の１次巻線と２次巻線を有するワイヤトラ
ンス等の薄形トランスから２系統の直流電圧出力を得る
ことができるため、トランスの体積，重量を極力小さく
でき、搭載機器体積の小形薄形化に寄与できる。また、
トランスの巻数比を小さくすることによりトランスの銅
損を低減でき、搭載機器の消費電力を低減し、使用時間
を増やす効果がある。また、スイッチング周波数を特に
高く選ぶ必要がなく、ＤＣ−ＤＣコンバータを安価に構
成できるという効果もある。
るために好適な薄形・軽量かつ低損失な２出力ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを提供することにある。 【構成】ワイヤトランス等の薄形トランスの２次巻線に
ダイオードとコンデンサからなる回路を接続し、トラン
スのリセット時に放出される励磁エネルギーをコンデン
サに蓄積し、このコンデンサから電圧出力を得ることに
より、１つのトランスから２系統の直流電圧出力を得
る。 【効果】１組の１次巻線と２次巻線を有するワイヤトラ
ンス等の薄形トランスから２系統の直流電圧出力を得る
ことができるため、トランスの体積，重量を極力小さく
でき、搭載機器体積の小形薄形化に寄与できる。また、
トランスの巻数比を小さくすることによりトランスの銅
損を低減でき、搭載機器の消費電力を低減し、使用時間
を増やす効果がある。また、スイッチング周波数を特に
高く選ぶ必要がなく、ＤＣ−ＤＣコンバータを安価に構
成できるという効果もある。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＤＣ−ＤＣコンバータに
係わり、特に、携帯用情報機器の内蔵電源として使用で
きるように、ＤＣ−ＤＣコンバータに用いるトランスや
他の部品を小形かつ薄形に構成するようにしたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関する。
係わり、特に、携帯用情報機器の内蔵電源として使用で
きるように、ＤＣ−ＤＣコンバータに用いるトランスや
他の部品を小形かつ薄形に構成するようにしたＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来、ノートタイプのワープロやパーソ
ナルコンピュータを始めとする携帯用小形情報機器に用
いられる多出力電源には、公開実用新案公報「平4−649
88号公報」に記載されるような構成のスイッチングレギ
ュレータが広く用いられてきた。このスイッチングレギ
ュレータは、まず、直流入力をトランスの１次巻線とス
イッチング素子を直列にした回路に接続する。このトラ
ンスは２次側が多巻線形で複数の２次巻線を持ってお
り、スイッチング素子をオン，オフすることによりトラ
ンスの複数の２次巻線にスイッチング周波数と同じ周波
数の交流を得る。更にこれらの交流をそれぞれ整流し、
負荷に供給するものである。この方式における出力電圧
の制御は、主たる負荷電圧の上下に応じてトランス１次
側のスイッチング素子のパルス幅を変化させる制御方式
が一般的である。
ナルコンピュータを始めとする携帯用小形情報機器に用
いられる多出力電源には、公開実用新案公報「平4−649
88号公報」に記載されるような構成のスイッチングレギ
ュレータが広く用いられてきた。このスイッチングレギ
ュレータは、まず、直流入力をトランスの１次巻線とス
イッチング素子を直列にした回路に接続する。このトラ
ンスは２次側が多巻線形で複数の２次巻線を持ってお
り、スイッチング素子をオン，オフすることによりトラ
ンスの複数の２次巻線にスイッチング周波数と同じ周波
数の交流を得る。更にこれらの交流をそれぞれ整流し、
負荷に供給するものである。この方式における出力電圧
の制御は、主たる負荷電圧の上下に応じてトランス１次
側のスイッチング素子のパルス幅を変化させる制御方式
が一般的である。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】携帯用情報機器では電
源の小形・薄形化の要求が強い。ところが、電源部に使
用されるトランスが小形化の障害となっている。これに
対して、互いに絶縁された１次巻線と２次巻線を接触さ
せてこれを渦巻き形に巻回した構造を持つワイヤトラン
スと呼ばれる鉄心を持たないトランスや、このワイヤト
ランスに薄い鉄心を付加したタイプの薄形トランスを利
用すれば、トランスの厚さを２〜５mmにまで薄形化する
ことが可能となる。しかし、これらの薄形トランスを用
いて複数の出力を得ようとした場合には複数本の絶縁さ
れた２次巻線が必要となるため薄形化が妨げられるとい
う問題が生じる。
源の小形・薄形化の要求が強い。ところが、電源部に使
用されるトランスが小形化の障害となっている。これに
対して、互いに絶縁された１次巻線と２次巻線を接触さ
せてこれを渦巻き形に巻回した構造を持つワイヤトラン
スと呼ばれる鉄心を持たないトランスや、このワイヤト
ランスに薄い鉄心を付加したタイプの薄形トランスを利
用すれば、トランスの厚さを２〜５mmにまで薄形化する
ことが可能となる。しかし、これらの薄形トランスを用
いて複数の出力を得ようとした場合には複数本の絶縁さ
れた２次巻線が必要となるため薄形化が妨げられるとい
う問題が生じる。
【０００４】本発明はこの問題点を除去するものであっ
て、その目的は複数のトランスを使用せず、また、複雑
な回路構成とすることなく、小形薄形化を達成する２出
力ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
て、その目的は複数のトランスを使用せず、また、複雑
な回路構成とすることなく、小形薄形化を達成する２出
力ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は１次巻線及び２次巻線を有する薄形トラン
スと、入力直流電源と前記１次巻線との間に接続される
スイッチング素子と、薄形トランスの２次巻線の第１の
端子にアノード極が接続された第１のダイオードと、第
１のダイオードのカソード極に接続された平滑回路と、
トランスの２次巻線の第１の端子にカソード極が接続さ
れた第２のダイオードと、第２のダイオードのアノード
極とトランスの２次巻線の第２の端子の間に接続された
コンデンサと、このコンデンサの両端に接続された電圧
安定化回路を備える。そして、第１の出力を平滑回路か
ら、また、第２の出力をコンデンサからとる構成とす
る。また、前記他の目的のために、本発明はスイッチン
グ素子のオン期間の１周期に占める割合（デューティ）
を最大７０％まで許容して回路を動作させる。
に、本発明は１次巻線及び２次巻線を有する薄形トラン
スと、入力直流電源と前記１次巻線との間に接続される
スイッチング素子と、薄形トランスの２次巻線の第１の
端子にアノード極が接続された第１のダイオードと、第
１のダイオードのカソード極に接続された平滑回路と、
トランスの２次巻線の第１の端子にカソード極が接続さ
れた第２のダイオードと、第２のダイオードのアノード
極とトランスの２次巻線の第２の端子の間に接続された
コンデンサと、このコンデンサの両端に接続された電圧
安定化回路を備える。そして、第１の出力を平滑回路か
ら、また、第２の出力をコンデンサからとる構成とす
る。また、前記他の目的のために、本発明はスイッチン
グ素子のオン期間の１周期に占める割合（デューティ）
を最大７０％まで許容して回路を動作させる。
【０００６】
【作用】直流電源から入力された直流電圧は、スイッチ
ング素子がオン状態の時には薄形トランスの１次巻線に
印加される。このときトランスの２次巻線に接続された
第１のダイオードを介して平滑回路に電流が通流し第１
の負荷に直流電力を供給する。
ング素子がオン状態の時には薄形トランスの１次巻線に
印加される。このときトランスの２次巻線に接続された
第１のダイオードを介して平滑回路に電流が通流し第１
の負荷に直流電力を供給する。
【０００７】次に、前記スイッチング素子がオフ状態に
なるとトランスの２次巻線に接続された第２のダイオー
ドとコンデンサとを含む閉回路にトランスの励磁エネル
ギーのリセット電流が通流する。このとき、コンデンサ
には流れる電荷量に応じただけの直流電圧が発生する。
この直流電圧は電圧安定化回路により平滑化し、第２の
負荷に直流電力を提供するものである。
なるとトランスの２次巻線に接続された第２のダイオー
ドとコンデンサとを含む閉回路にトランスの励磁エネル
ギーのリセット電流が通流する。このとき、コンデンサ
には流れる電荷量に応じただけの直流電圧が発生する。
この直流電圧は電圧安定化回路により平滑化し、第２の
負荷に直流電力を提供するものである。
【０００８】また、このような回路構成とすることによ
り、トランスのリセット時に入力電圧以上の電圧をトラ
ンス１次側に印加することが可能となり、従来のフォワ
ードコンバータでは１周期の５０％必要であったトラン
スのリセット期間を３０％以下にまで短縮し、スイッチ
ング素子のオン期間を７０％にまで広げることが可能に
なる。この結果、トランスの１次側と２次側の巻数比を
従来よりも小さくすることができ、トランス体積の縮減
と共に巻線内部の銅損を低減することができる。
り、トランスのリセット時に入力電圧以上の電圧をトラ
ンス１次側に印加することが可能となり、従来のフォワ
ードコンバータでは１周期の５０％必要であったトラン
スのリセット期間を３０％以下にまで短縮し、スイッチ
ング素子のオン期間を７０％にまで広げることが可能に
なる。この結果、トランスの１次側と２次側の巻数比を
従来よりも小さくすることができ、トランス体積の縮減
と共に巻線内部の銅損を低減することができる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明構成の一実施例を図面に基づい
て説明する。
て説明する。
【００１０】図１は、本発明による２出力ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの第１の実施例を示す回路構成図である。
ンバータの第１の実施例を示す回路構成図である。
【００１１】図１において、１は入力直流を供給する外
部直流電源、２は入力平滑用コンデンサ、３は出力制御
回路、５ａはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ、６は薄形トラ
ンス、６１ａ，６１ｂは１次側端子、６１ｃ，６１ｄは
２次側端子、４ａ，４ｂ，４ｃは整流用ダイオード、８
は出力平滑用チョークコイル、９ａ，９ｂは出力平滑用
コンデンサ、１０ａ，１０ｂは外部負荷、１１は出力電
圧安定化回路（３端子レギュレータ）、１２はコンデン
サである。
部直流電源、２は入力平滑用コンデンサ、３は出力制御
回路、５ａはＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ、６は薄形トラ
ンス、６１ａ，６１ｂは１次側端子、６１ｃ，６１ｄは
２次側端子、４ａ，４ｂ，４ｃは整流用ダイオード、８
は出力平滑用チョークコイル、９ａ，９ｂは出力平滑用
コンデンサ、１０ａ，１０ｂは外部負荷、１１は出力電
圧安定化回路（３端子レギュレータ）、１２はコンデン
サである。
【００１２】そして、外部直流電源１の両端に平滑用コ
ンデンサ２と出力制御回路３とがそれぞれ接続される。
外部直流電源１の正極側は薄形トランス６の１次巻線の
１次側端子６１ａに接続される。外部直流電源１の負極
側はＮチャンネルMOSFET５ａのソース電極に接続され、
ＮチャンネルMOSFET５ａのドレイン電極は薄形トランス
６の１次巻線の１次側端子６１ｂに接続される。Ｎチャ
ンネルMOSFET５ａのゲート電極は出力制御回路３に接続
される。また、この出力制御回路３は平滑用コンデンサ
２の両端にも接続される。ここで、薄形トランス６の１
次巻線と２次巻線との巻数比は１：２である。次に、薄
形トランス６の２次側端子６１ｃには整流用ダイオード
４ａのアノード電極が接続される。この整流用ダイオー
ド４ａのカソード電極には整流用ダイオード４ｂのカソ
ード電極が接続され、この整流用ダイオード４ｂのアノ
ード電極は薄形トランス６の２次側端子６１ｄに接続さ
れ、これらにより閉回路が構成される。また、出力平滑
用チョークコイル８と出力平滑用コンデンサ９ａが直列
接続され、整流用ダイオード４ｂの両端に接続される。
出力平滑用コンデンサ９ａの両端に外部負荷１０ａが接
続される。一方、２次側端子６１ｃに整流用ダイオード
４ｃのカソード電極が接続される。この整流用ダイオー
ド４ｃのアノード電極はコンデンサ１２の一端に接続さ
れ、コンデンサ１２のもう一方の端子は２次側端子６１
ｄに接続される。また、２次側端子６１ｄは外部直流電
源１の負極側にも接続される。さらに、コンデンサ１２
の両端に出力電圧安定化回路１１が接続され、出力電圧
安定化回路１１の出力端子と外部直流電源１の負極側と
の間に出力平滑用コンデンサ９ｂが接続され、出力平滑
用コンデンサ９ｂの両端に外部負荷１０ｂが接続され
る。また、出力平滑用コンデンサ９ａの正極側が出力制
御回路３に接続される。
ンデンサ２と出力制御回路３とがそれぞれ接続される。
外部直流電源１の正極側は薄形トランス６の１次巻線の
１次側端子６１ａに接続される。外部直流電源１の負極
側はＮチャンネルMOSFET５ａのソース電極に接続され、
ＮチャンネルMOSFET５ａのドレイン電極は薄形トランス
６の１次巻線の１次側端子６１ｂに接続される。Ｎチャ
ンネルMOSFET５ａのゲート電極は出力制御回路３に接続
される。また、この出力制御回路３は平滑用コンデンサ
２の両端にも接続される。ここで、薄形トランス６の１
次巻線と２次巻線との巻数比は１：２である。次に、薄
形トランス６の２次側端子６１ｃには整流用ダイオード
４ａのアノード電極が接続される。この整流用ダイオー
ド４ａのカソード電極には整流用ダイオード４ｂのカソ
ード電極が接続され、この整流用ダイオード４ｂのアノ
ード電極は薄形トランス６の２次側端子６１ｄに接続さ
れ、これらにより閉回路が構成される。また、出力平滑
用チョークコイル８と出力平滑用コンデンサ９ａが直列
接続され、整流用ダイオード４ｂの両端に接続される。
出力平滑用コンデンサ９ａの両端に外部負荷１０ａが接
続される。一方、２次側端子６１ｃに整流用ダイオード
４ｃのカソード電極が接続される。この整流用ダイオー
ド４ｃのアノード電極はコンデンサ１２の一端に接続さ
れ、コンデンサ１２のもう一方の端子は２次側端子６１
ｄに接続される。また、２次側端子６１ｄは外部直流電
源１の負極側にも接続される。さらに、コンデンサ１２
の両端に出力電圧安定化回路１１が接続され、出力電圧
安定化回路１１の出力端子と外部直流電源１の負極側と
の間に出力平滑用コンデンサ９ｂが接続され、出力平滑
用コンデンサ９ｂの両端に外部負荷１０ｂが接続され
る。また、出力平滑用コンデンサ９ａの正極側が出力制
御回路３に接続される。
【００１３】次に、図２は本実施例に用いられる薄形ト
ランス６の一例を示す構成図であって、ワイヤトランス
構造のものである。また、図３はこのワイヤトランスの
断面図である。
ランス６の一例を示す構成図であって、ワイヤトランス
構造のものである。また、図３はこのワイヤトランスの
断面図である。
【００１４】図２、および図３において、６１ａ，６１
ｂは１次側端子、６１ｃ，６１ｄは２次側端子であり、
これらは図１と対応している。また、６２ａ，６２ｂは
２次巻線接続端子である。次に、６３ａ，６３ｂは内部
にフェライト粉末を含有する磁性シートであり、６４は
接続線である。６５ｂは１次巻線で、平面に渦巻き状に
巻回される。その両端は１次側端子６１ａおよび６１ｂ
に接続される。６５ａは１次巻線６５ｂに並行に接触さ
せながら平面に渦巻き状に巻回される第１の２次巻線
で、２次側端子６１ｃおよび２次巻線接続端子６２ａに
接続される。65ｃも同様に１次巻線６５ｂに並行に接触
させながら平面に渦巻き状に巻回される第２の２次巻線
で、２次側端子６１ｄおよび２次巻線接続端子６２ｂに
接続される。なお、図示されていないが、各巻線６５
ａ，６５ｂ，６５ｃにはそれぞれ表面に絶縁被覆が施さ
れ、その間で電気的絶縁がなされている。また、このト
ランスは上下から磁性シート６３ａ，６３ｂにより挟ま
れた構造になっており、この磁性シート６３ａ，６３ｂ
は励磁インダクタンスを増加させる効果の他、トランス
から発生する損失を低減させる効果がある。なお、本実
施例では薄形トランス６の１次側励磁インダクタンスは
約５μＨである。
ｂは１次側端子、６１ｃ，６１ｄは２次側端子であり、
これらは図１と対応している。また、６２ａ，６２ｂは
２次巻線接続端子である。次に、６３ａ，６３ｂは内部
にフェライト粉末を含有する磁性シートであり、６４は
接続線である。６５ｂは１次巻線で、平面に渦巻き状に
巻回される。その両端は１次側端子６１ａおよび６１ｂ
に接続される。６５ａは１次巻線６５ｂに並行に接触さ
せながら平面に渦巻き状に巻回される第１の２次巻線
で、２次側端子６１ｃおよび２次巻線接続端子６２ａに
接続される。65ｃも同様に１次巻線６５ｂに並行に接触
させながら平面に渦巻き状に巻回される第２の２次巻線
で、２次側端子６１ｄおよび２次巻線接続端子６２ｂに
接続される。なお、図示されていないが、各巻線６５
ａ，６５ｂ，６５ｃにはそれぞれ表面に絶縁被覆が施さ
れ、その間で電気的絶縁がなされている。また、このト
ランスは上下から磁性シート６３ａ，６３ｂにより挟ま
れた構造になっており、この磁性シート６３ａ，６３ｂ
は励磁インダクタンスを増加させる効果の他、トランス
から発生する損失を低減させる効果がある。なお、本実
施例では薄形トランス６の１次側励磁インダクタンスは
約５μＨである。
【００１５】次いで、図４は、前記薄形トランス６の巻
線の接続を示す構成図であって、第１及び第２の２次導
体６５ａと６５ｃは２次巻線接続端子６２ａと６２ｂで
接続線６４により接続される。これにより、６１ａ，６
１ｂを１次側端子とし、61ｃ，６２ｄを２次側端子とす
る１：２の巻数比のトランスが形成される。
線の接続を示す構成図であって、第１及び第２の２次導
体６５ａと６５ｃは２次巻線接続端子６２ａと６２ｂで
接続線６４により接続される。これにより、６１ａ，６
１ｂを１次側端子とし、61ｃ，６２ｄを２次側端子とす
る１：２の巻数比のトランスが形成される。
【００１６】次に、図５は本実施例の動作を説明するた
めの波形であり、上側は図１におけるＮチャンネルMOSF
ET５ａのオンオフ信号、下側は薄形トランス６の２次側
端子６１ｃ，６２ｄ間の電圧波形である。
めの波形であり、上側は図１におけるＮチャンネルMOSF
ET５ａのオンオフ信号、下側は薄形トランス６の２次側
端子６１ｃ，６２ｄ間の電圧波形である。
【００１７】ここで、本実施例の動作を図１から図５を
用いて説明する。
用いて説明する。
【００１８】外部直流電源１から入力される電圧は入力
平滑用コンデンサ２で平滑され、出力制御回路３に印加
される。ここでは外部直流電源１はバッテリあるいはＡ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力電圧を想定しており、その電
圧は直流４〜１２Ｖ程度である。出力制御回路３はＮチ
ャンネルMOSFET５ａのゲート端子に接続されており、ゲ
ート端子の電位を入力平滑用コンデンサ２の正極側の電
位に上昇させることによりＮチャンネルMOSFET５ａがオ
ン状態となり、薄形トランス６の１次巻線に入力平滑用
コンデンサ２の電圧が印加される。このとき、薄形トラ
ンス６の１次巻線と２次巻線との巻数比が１：２である
ので、薄形トランス６の２次巻線の両端には入力平滑用
コンデンサ２の電圧の約２倍の電圧が誘起される。この
電圧は整流用ダイオード４ａと４ｂの直列体に印加さ
れ、整流用ダイオード４ａがオン状態になる。この結
果、薄形トランス６の２次側端子６１ｃ，６１ｄの間に
は、整流用ダイオード４ａ，出力平滑用チョークコイル
８，出力平滑用コンデンサ９ａの回路が直列に接続さ
れ、この経路で電流が通流する。そして、出力平滑用コ
ンデンサ９ａの電圧が第１の出力として外部負荷１０ａ
に供給される。
平滑用コンデンサ２で平滑され、出力制御回路３に印加
される。ここでは外部直流電源１はバッテリあるいはＡ
Ｃ−ＤＣコンバータの出力電圧を想定しており、その電
圧は直流４〜１２Ｖ程度である。出力制御回路３はＮチ
ャンネルMOSFET５ａのゲート端子に接続されており、ゲ
ート端子の電位を入力平滑用コンデンサ２の正極側の電
位に上昇させることによりＮチャンネルMOSFET５ａがオ
ン状態となり、薄形トランス６の１次巻線に入力平滑用
コンデンサ２の電圧が印加される。このとき、薄形トラ
ンス６の１次巻線と２次巻線との巻数比が１：２である
ので、薄形トランス６の２次巻線の両端には入力平滑用
コンデンサ２の電圧の約２倍の電圧が誘起される。この
電圧は整流用ダイオード４ａと４ｂの直列体に印加さ
れ、整流用ダイオード４ａがオン状態になる。この結
果、薄形トランス６の２次側端子６１ｃ，６１ｄの間に
は、整流用ダイオード４ａ，出力平滑用チョークコイル
８，出力平滑用コンデンサ９ａの回路が直列に接続さ
れ、この経路で電流が通流する。そして、出力平滑用コ
ンデンサ９ａの電圧が第１の出力として外部負荷１０ａ
に供給される。
【００１９】出力制御回路３は一定の周波数でＮチャン
ネルMOSFET５ａをオン，オフさせる動作を行う。ここ
で、前記ワイヤトランス構造の薄形トランス６は、印加
される断続的な直流電圧の繰返し周波数が数１０ｋＨｚ
以上になると、その１次及び２次巻線の結合係数が急激
に上昇して良くなるので、ＮチャンネルMOSFET５ａのス
イッチング信号（パルス）の周波数は１００ｋＨｚ以上
に選ぶのが好ましい。本実施例の周波数は約３００ｋＨ
ｚである。
ネルMOSFET５ａをオン，オフさせる動作を行う。ここ
で、前記ワイヤトランス構造の薄形トランス６は、印加
される断続的な直流電圧の繰返し周波数が数１０ｋＨｚ
以上になると、その１次及び２次巻線の結合係数が急激
に上昇して良くなるので、ＮチャンネルMOSFET５ａのス
イッチング信号（パルス）の周波数は１００ｋＨｚ以上
に選ぶのが好ましい。本実施例の周波数は約３００ｋＨ
ｚである。
【００２０】次に、ＮチャンネルMOSFET５ａがオフした
ときには、薄形トランス６の２次側ではコイルの励磁エ
ネルギーがコンデンサ１２とダイオード４ｃの直列体に
よって形成された回路を通して放出される。コンデンサ
１２には入力平滑用コンデンサ２の負極側が高電位にな
る方向に電荷が充電される。この電圧を出力電圧安定化
回路（３端子レギュレータ）１１で安定化し、出力平滑
用コンデンサ９ｂに第２の出力が得られ、これが外部負
荷１０ｂに供給される。
ときには、薄形トランス６の２次側ではコイルの励磁エ
ネルギーがコンデンサ１２とダイオード４ｃの直列体に
よって形成された回路を通して放出される。コンデンサ
１２には入力平滑用コンデンサ２の負極側が高電位にな
る方向に電荷が充電される。この電圧を出力電圧安定化
回路（３端子レギュレータ）１１で安定化し、出力平滑
用コンデンサ９ｂに第２の出力が得られ、これが外部負
荷１０ｂに供給される。
【００２１】このとき、薄形トランス６から放出される
励磁エネルギーはトランスの励磁インダクタンスと励磁
電流の２乗およびスイッチング周波数の積に比例する。
ところが、励磁電流は励磁インダクタンスが増加すると
共に反比例して小さくなるため、励磁エネルギーは励磁
インダクタンスに反比例する関係を持つ。このため、出
力平滑用コンデンサ９ｂに発生する電圧は、薄形トラン
ス６の励磁インダクタンスとスイッチング周波数により
調整することが可能である。
励磁エネルギーはトランスの励磁インダクタンスと励磁
電流の２乗およびスイッチング周波数の積に比例する。
ところが、励磁電流は励磁インダクタンスが増加すると
共に反比例して小さくなるため、励磁エネルギーは励磁
インダクタンスに反比例する関係を持つ。このため、出
力平滑用コンデンサ９ｂに発生する電圧は、薄形トラン
ス６の励磁インダクタンスとスイッチング周波数により
調整することが可能である。
【００２２】なお、ＮチャンネルMOSFET５ａのオフ時に
は、出力平滑用チョークコイル８に蓄積されたエネルギ
ーは整流用ダイオード４ｂを通流して環流する。
は、出力平滑用チョークコイル８に蓄積されたエネルギ
ーは整流用ダイオード４ｂを通流して環流する。
【００２３】この回路の出力制御は出力平滑用コンデン
サ９ａの電圧を出力制御回路３に入力し、出力制御回路
３内部の基準電圧と比較することによってＮチャンネル
MOSFET５ａのオン，オフの割合（デューティ）を変化さ
せることにより行う。一般のフォワードコンバータでは
トランスのリセット時には別に設けたリセット巻線を用
いて、なおかつリセット期間を確保するためにMOSFETの
オン期間は５０％以下としなければならなかった。
サ９ａの電圧を出力制御回路３に入力し、出力制御回路
３内部の基準電圧と比較することによってＮチャンネル
MOSFET５ａのオン，オフの割合（デューティ）を変化さ
せることにより行う。一般のフォワードコンバータでは
トランスのリセット時には別に設けたリセット巻線を用
いて、なおかつリセット期間を確保するためにMOSFETの
オン期間は５０％以下としなければならなかった。
【００２４】本発明では、上述の回路方式としたことに
より、図５に示すようにトランスのリセット時にコンデ
ンサ１２に発生する電圧をトランスの２次巻線に印加で
きる。本実施例の場合、コンデンサ１２の両端にはリセ
ット期間を１周期の３０％程度にまで短縮することが可
能となった。このため、ＮチャンネルMOSFET５ａのオン
期間を１周期の５０％を超えて７０％まで許容すること
を可能とした。この結果として、従来の回路では薄形ト
ランス６の１次巻線と２次巻線の巻数比は１：３が必要
であったが、これを１：２に下げることを可能とし、２
次巻線内部で発生する銅損を低減できるようにした。
より、図５に示すようにトランスのリセット時にコンデ
ンサ１２に発生する電圧をトランスの２次巻線に印加で
きる。本実施例の場合、コンデンサ１２の両端にはリセ
ット期間を１周期の３０％程度にまで短縮することが可
能となった。このため、ＮチャンネルMOSFET５ａのオン
期間を１周期の５０％を超えて７０％まで許容すること
を可能とした。この結果として、従来の回路では薄形ト
ランス６の１次巻線と２次巻線の巻数比は１：３が必要
であったが、これを１：２に下げることを可能とし、２
次巻線内部で発生する銅損を低減できるようにした。
【００２５】出力平滑用コンデンサ９ｂに現われる電圧
は入力平滑用コンデンサ２の負極側の電位に対して負電
圧であるため、特に可搬形情報機器等に用いられる液晶
ディスプレイ装置を駆動するための−２２Ｖ電源として
好適である。
は入力平滑用コンデンサ２の負極側の電位に対して負電
圧であるため、特に可搬形情報機器等に用いられる液晶
ディスプレイ装置を駆動するための−２２Ｖ電源として
好適である。
【００２６】続く、図６は、本発明による２出力ＤＣ−
ＤＣコンバータの第２の実施例を示す薄形トランスの構
成図であり、上の図は平面図，下の図は断面図である。
ＤＣコンバータの第２の実施例を示す薄形トランスの構
成図であり、上の図は平面図，下の図は断面図である。
【００２７】図６において、６６ａ，６６ｂはフェライ
トを用いたＥＥ形の鉄心であり、６７ａ，６７ｂ，６７
ｃは鉄心間に設けるギャップである。その他、図２およ
び図３に示された構成要素と同じ構成要素には同じ符号
を付けている。
トを用いたＥＥ形の鉄心であり、６７ａ，６７ｂ，６７
ｃは鉄心間に設けるギャップである。その他、図２およ
び図３に示された構成要素と同じ構成要素には同じ符号
を付けている。
【００２８】この薄形トランスは第１の２次巻線６５
ａ，１次巻線６５ｂ，第２の２次巻線６５ｃが上下方向
に規則正しく密着して積層されている点は前述のワイヤ
トランスと同様であるが、これらの巻線を鉄心６６ａ，
６６ｂにより上下方向から挟み込んだ構成となっている
点が異なる。その際、薄い膜状のギャップ６７ａ，67
ｂ，６７ｃを設けて励磁インダクタンスが１０〜２０μ
Ｈ程度になるように調整する。その他、これら３本の巻
線の接続は図４に示すと同様である。
ａ，１次巻線６５ｂ，第２の２次巻線６５ｃが上下方向
に規則正しく密着して積層されている点は前述のワイヤ
トランスと同様であるが、これらの巻線を鉄心６６ａ，
６６ｂにより上下方向から挟み込んだ構成となっている
点が異なる。その際、薄い膜状のギャップ６７ａ，67
ｂ，６７ｃを設けて励磁インダクタンスが１０〜２０μ
Ｈ程度になるように調整する。その他、これら３本の巻
線の接続は図４に示すと同様である。
【００２９】そして、本実施例と第１の実施例との違い
は、薄形トランスの構成に関して、第１の実施例が、図
２および図３のワイヤトランスを用いているのに対し
て、本実施例が図６の鉄心付の薄形トランスを用いてい
る点のみであって、回路構成は図１をそのまま適用す
る。その他に本実施例と第１の実施例との間の相違はな
い。
は、薄形トランスの構成に関して、第１の実施例が、図
２および図３のワイヤトランスを用いているのに対し
て、本実施例が図６の鉄心付の薄形トランスを用いてい
る点のみであって、回路構成は図１をそのまま適用す
る。その他に本実施例と第１の実施例との間の相違はな
い。
【００３０】本実施例では、薄形の鉄心６６ａ，６６ｂ
が第１の２次巻線６５ａ，１次巻線６５ｂ，第２の２次
巻線６５ｃ間の結合をさらに高める役割を果たす。この
ため、図２，図３のワイヤトランス構成よりも巻線の長
さを短くでき銅損を低減することが可能となる。
が第１の２次巻線６５ａ，１次巻線６５ｂ，第２の２次
巻線６５ｃ間の結合をさらに高める役割を果たす。この
ため、図２，図３のワイヤトランス構成よりも巻線の長
さを短くでき銅損を低減することが可能となる。
【００３１】ここで、一般に鉄心付のトランスはワイヤ
トランスに比べて励磁インダクタンスが大きくなる。例
えば、第１の実施例でのワイヤトランスの励磁インダク
タンスが約５μＨであるのに対し、本実施例における鉄
心付の薄形トランスの励磁インダクタンスは１０〜２０
μＨとなる。ところが第２の出力電圧は励磁インダクタ
ンスの大きさに反比例するため、本実施例では第１の実
施例よりも周波数を下げることにより同じ出力電圧を得
ることができる。
トランスに比べて励磁インダクタンスが大きくなる。例
えば、第１の実施例でのワイヤトランスの励磁インダク
タンスが約５μＨであるのに対し、本実施例における鉄
心付の薄形トランスの励磁インダクタンスは１０〜２０
μＨとなる。ところが第２の出力電圧は励磁インダクタ
ンスの大きさに反比例するため、本実施例では第１の実
施例よりも周波数を下げることにより同じ出力電圧を得
ることができる。
【００３２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
ワイヤトランス等の薄形トランスに蓄積された励磁エネ
ルギーを利用し、トランスの２次側から通常得られる電
圧出力とは別に、トランスの２次側に接続した簡単な回
路から電圧出力を得ることができる。このため、１組の
１次巻線と２次巻線のみを有するワイヤトランス等の薄
形トランスを用いることで、２系統の直流電圧出力を得
ることができ、トランスの体積、および重量を極力小さ
くすることが可能となり、コンバータを搭載する機器の
体積の小形薄形化ならびに軽量化に大きく寄与すること
ができるという効果がある。
ワイヤトランス等の薄形トランスに蓄積された励磁エネ
ルギーを利用し、トランスの２次側から通常得られる電
圧出力とは別に、トランスの２次側に接続した簡単な回
路から電圧出力を得ることができる。このため、１組の
１次巻線と２次巻線のみを有するワイヤトランス等の薄
形トランスを用いることで、２系統の直流電圧出力を得
ることができ、トランスの体積、および重量を極力小さ
くすることが可能となり、コンバータを搭載する機器の
体積の小形薄形化ならびに軽量化に大きく寄与すること
ができるという効果がある。
【００３３】また、トランスの巻数比を小さく構成する
ことが可能となるためトランスの銅損を低減できる。こ
のため、パーソナルコンピュータ，ワードプロセッサ
等、過般形情報機器に搭載した場合には、これらの機器
の消費電力を低減し、使用時間を増やす効果がある。
ことが可能となるためトランスの銅損を低減できる。こ
のため、パーソナルコンピュータ，ワードプロセッサ
等、過般形情報機器に搭載した場合には、これらの機器
の消費電力を低減し、使用時間を増やす効果がある。
【００３４】この他、ＤＣ−ＤＣコンバータの小形化に
際して、スイッチング素子のスイッチング周波数を特に
高く選ぶ必要がないという効果があり、それと同時にＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを安価に構成できるという効果もあ
る。
際して、スイッチング素子のスイッチング周波数を特に
高く選ぶ必要がないという効果があり、それと同時にＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを安価に構成できるという効果もあ
る。
【図１】本発明による２出力ＤＣ−ＤＣコンバータの第
１の実施例を示す回路構成図である。
１の実施例を示す回路構成図である。
【図２】図１の実施例に用いられるワイヤトランス構造
の薄形トランスの一例を示す斜視図である。
の薄形トランスの一例を示す斜視図である。
【図３】図２のワイヤトランス構造の薄形トランスの断
面図である。
面図である。
【図４】図１の実施例に用いられるワイヤトランス構造
の薄形トランスの接続状態を表す構成図である。
の薄形トランスの接続状態を表す構成図である。
【図５】図１の実施例のＮチャンネルMOSFET５ａのオ
ン，オフ信号と薄形トランス６の２次巻線に現われる電
圧波形とを示す図である。
ン，オフ信号と薄形トランス６の２次巻線に現われる電
圧波形とを示す図である。
【図６】本発明による第２の実施例に用いられる鉄心付
薄形トランスの一例を示す平面図および断面図である。
薄形トランスの一例を示す平面図および断面図である。
１…外部直流電源、２…入力平滑用コンデンサ、３…出
力制御回路、４ａ，４ｂ，４ｃ…ダイオード、５ａ…Ｎ
チャンネルMOSFET、６…薄形トランス、８…出力平滑用
チョークコイル、９ａ，９ｂ…出力平滑用コンデンサ、
１０ａ，10ｂ…外部負荷、１１…出力電圧安定化回路
（３端子レギュレータ）、１２…コンデンサ、６１ａ，
６１ｂ…１次側端子、６１ｃ，６１ｄ…２次側端子、６
２ａ，６２ｂ…２次巻線接続端子、６３ａ，６３ｂ…磁
性シート、６４…接続線、65ａ…第１の２次巻線、６５
ｂ…１次巻線、６５ｃ…第２の２次巻線、６６ａ，66ｂ
…鉄心、６７ａ，６７ｂ，６７ｃ…ギャップ。
力制御回路、４ａ，４ｂ，４ｃ…ダイオード、５ａ…Ｎ
チャンネルMOSFET、６…薄形トランス、８…出力平滑用
チョークコイル、９ａ，９ｂ…出力平滑用コンデンサ、
１０ａ，10ｂ…外部負荷、１１…出力電圧安定化回路
（３端子レギュレータ）、１２…コンデンサ、６１ａ，
６１ｂ…１次側端子、６１ｃ，６１ｄ…２次側端子、６
２ａ，６２ｂ…２次巻線接続端子、６３ａ，６３ｂ…磁
性シート、６４…接続線、65ａ…第１の２次巻線、６５
ｂ…１次巻線、６５ｃ…第２の２次巻線、６６ａ，66ｂ
…鉄心、６７ａ，６７ｂ，６７ｃ…ギャップ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 滝沢 和広 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会社 日立水沢エレクトロニクス内 (72)発明者 小原 哲也 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会社 日立水沢エレクトロニクス内 (72)発明者 川村 誠 岩手県水沢市真城字北野１番地 株式会社 日立水沢エレクトロニクス内 (72)発明者 常楽 雅美 茨城県日立市東多賀町一丁目１番１号 株 式会社日立製作所情報映像メディア事業部 内 (72)発明者 宮本 良雄 茨城県日立市東多賀町一丁目１番１号 株 式会社日立製作所情報映像メディア事業部 内
Claims (8)
- 【請求項１】１組の１次巻線および２次巻線を有するト
ランスと、前記トランスの１次巻線に直列に接続された
少なくとも１個のスイッチング素子と、前記トランスの
２次巻線に接続された第１と第２の整流平滑回路とを備
え、前記スイッチング素子のオン時には前記第１の整流
平滑回路に電流を通流させることにより第１の出力を得
ると共に、前記スイッチング素子のオフ時には前記第２
の整流平滑回路に電流を通流させることにより第２の出
力を得るように構成することにより２種類の異なる出力
を同時に得ることを特徴とする２出力ＤＣ−ＤＣコンバ
ータ。 - 【請求項２】前記トランスは、互いに絶縁された２本以
上の線状導体を密接させた渦巻状に巻回した構造である
ことを特徴とする請求項１記載の２出力ＤＣ−ＤＣコン
バータ。 - 【請求項３】前記トランスは、互いに絶縁された２本以
上の線状導体を密接させた渦巻状に巻回した構成にする
と共に、この上下を磁性粉末を含有するシートで覆った
構造のトランスであることを特徴とする請求項１記載の
２出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項４】前記トランスは、互いに絶縁された複数本
の線状導体を密接させた渦巻状に巻回した構成であっ
て、前記複数本の線状導体のうち一部を１次巻線、残り
を２次巻線とすると共に、前記巻回した構成を上下方向
から鉄心で挟んだことトランスであることを特徴とする
請求項１記載の２出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項５】前記第２の出力は、前記トランスの１次巻
線に接続されトランスに電力を供給する直流電源の低電
位側を基準とした負電圧であることを特徴とする請求項
１乃至５記載の２出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項６】前記第２の出力をもって液晶表示装置の駆
動を行うことを特徴とする請求項１乃至６記載の２出力
ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項７】前記スイッチング素子を駆動するスイッチ
ング周期に対する前記スイッチング素子のオン期間の割
合の最大が６０％以上であることを特徴とする請求項１
乃至７記載の２出力ＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 【請求項８】１組の１次巻線および２次巻線を有するト
ランスと、前記トランスの１次巻線に直列接続された少
なくとも１個のスイッチング素子と、前記トランスの２
次巻線の第１の端子にアノード極が接続された第１のダ
イオードと、前記第１の端子にカソード極が接続された
第２のダイオードと、前記第２のダイオードのアノード
極と前記トランスの２次巻線の第２の端子の間に接続さ
れた電荷蓄積手段とを備え、前記トランスの１次巻線に
蓄積された励磁エネルギーを前記スイッチング素子のオ
フ期間に前記第２のダイオードを介して前記電荷蓄積手
段に移すことにより、前記２次巻線から第１のダイオー
ドを介して得られる第１の出力とは異なる第２の出力を
前記電荷蓄積手段の両端から得ることを特徴とする２出
力ＤＣ−ＤＣコンバータ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5279279A JPH07135771A (ja) | 1993-11-09 | 1993-11-09 | ２出力ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| TW083109985A TW310495B (ja) | 1993-11-09 | 1994-10-28 | |
| US08/338,197 US5642269A (en) | 1993-11-09 | 1994-11-09 | Power supply apparatus having separate plural outputs |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5279279A JPH07135771A (ja) | 1993-11-09 | 1993-11-09 | ２出力ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07135771A true JPH07135771A (ja) | 1995-05-23 |
Family
ID=17608957
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5279279A Pending JPH07135771A (ja) | 1993-11-09 | 1993-11-09 | ２出力ｄｃ−ｄｃコンバータ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5642269A (ja) |
| JP (1) | JPH07135771A (ja) |
| TW (1) | TW310495B (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009193977A (ja) * | 2007-02-07 | 2009-08-27 | Zhejiang Univ | 集積装置及び、該集積装置を搭載したｌｌｃ共振コンバータ |
| JP2010161868A (ja) * | 2009-01-08 | 2010-07-22 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | フォワードコンバータ |
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|---|---|---|---|---|
| US6281606B1 (en) * | 1998-04-07 | 2001-08-28 | Mike's Train House | Plural output electric train control station |
| FI19991677A7 (fi) * | 1999-08-06 | 2001-02-07 | Nokia Corp | Muuntajan palautus |
| US7839105B2 (en) * | 2006-09-26 | 2010-11-23 | Tai-Her Yang | Circuit installation capable of full voltage activation, division voltage operation and delayed breaking |
| CN101399498B (zh) * | 2007-09-26 | 2013-08-28 | 华为技术有限公司 | 直流转换电源装置及改进直流转换电源装置的方法 |
| US10727697B2 (en) * | 2016-09-14 | 2020-07-28 | Witricity Corporation | Power flow controller synchronization |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2537744A1 (fr) * | 1982-12-10 | 1984-06-15 | Radiotechnique | Procede pour modifier dans des rapports differents diverses tensions d'une alimentation, et alimentation a decoupage a deux etats |
| DE3575055D1 (de) * | 1985-01-24 | 1990-02-01 | Bull Hn Information Syst | Einfach geregelte stromversorgung mit lastkompensation von einem hilfsspannungsausgang. |
| US4672516A (en) * | 1985-02-25 | 1987-06-09 | Siemens Aktiengesellschaft | Primary side clock single-ended forward converter with connectible secondary circuits and having switchable actual value feed for the output voltage control |
| US4685020A (en) * | 1985-05-06 | 1987-08-04 | International Business Machines Corp. | Shutdown circuit for blocking oscillator power supply |
| US4847742A (en) * | 1987-02-12 | 1989-07-11 | Hitachi Video Engineering, Inc. | Multi-channel inverter circuit |
| US4833582A (en) * | 1987-03-27 | 1989-05-23 | Siemens Aktiengesellschaft | Frequency converter circuit including a single-ended blocking frequency converter |
| DE3731644A1 (de) * | 1987-09-19 | 1989-03-30 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltungsanordnung fuer ein geregeltes schaltnetzteil |
| GB2252208B (en) * | 1991-01-24 | 1995-05-03 | Burr Brown Corp | Hybrid integrated circuit planar transformer |
| US5502430A (en) * | 1992-10-29 | 1996-03-26 | Hitachi, Ltd. | Flat transformer and power supply unit having flat transformer |
| US5400239A (en) * | 1992-12-11 | 1995-03-21 | Northern Telecom Limited | Power converter with plural regulated outputs |
-
1993
- 1993-11-09 JP JP5279279A patent/JPH07135771A/ja active Pending
-
1994
- 1994-10-28 TW TW083109985A patent/TW310495B/zh active
- 1994-11-09 US US08/338,197 patent/US5642269A/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2009193977A (ja) * | 2007-02-07 | 2009-08-27 | Zhejiang Univ | 集積装置及び、該集積装置を搭載したｌｌｃ共振コンバータ |
| JP2010161868A (ja) * | 2009-01-08 | 2010-07-22 | Shindengen Electric Mfg Co Ltd | フォワードコンバータ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5642269A (en) | 1997-06-24 |
| TW310495B (ja) | 1997-07-11 |
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