JPH07146151A

JPH07146151A - ロックイン検出装置

Info

Publication number: JPH07146151A
Application number: JP5295577A
Authority: JP
Inventors: Masatoshi Hoshino; 雅俊星野; Shigeru Obo; 茂於保; Hisao Sonobe; 久雄園部
Original assignee: Hitachi Cable Ltd; Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Cable Ltd; Hitachi Ltd
Priority date: 1993-11-25
Filing date: 1993-11-25
Publication date: 1995-06-06

Abstract

(57)【要約】【目的】ロックイン検出のための信号処理回路のう
ち、ロックイン検出の感度が最大になるようにレファレ
ンス信号の位相調整を行う位相調整回路をディジタル化
する。【構成】プログラマブルタイマ４０１は、カウントア
ップを行い、カウント内容が予め定められた数（ｍ）に
なると、２値を取る出力信号の値を反転させることによ
り、所定の周波数に対応した周期を有する出力信号を出
力するとともに、カウント中のカウント内容を出力す
る。加算器４０５は、上記出力されたカウント内容に予
め定められた位相調整量に対応した数（ａ）を加算し、
当該加算結果を出力する。位相調整器４０４は、上記加
算結果とｍとの比較を行い、加算結果がｍより大きいと
きは、上記出力信号の値を反転させることにより、上記
レファレンス信号を生成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、ディジタル回路を利用
して実現したロックイン検出装置、およびそれを利用し
たセンサ装置、ナビゲーション装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ロックイン検出は、測定した信号から特
定の周波数を有する信号の振幅を求める方法であり、非
常に微弱な信号やノイズに埋もれた信号を検出するのに
使われている。ロックイン検出では検出したい周波数と
同じ周波数を有するレファレンス信号を作り、これと測
定信号との積を求める。さらにこの積から低域フィルタ
により直流成分を抽出する。測定信号のうち検出したい
周波数成分Ａｃｏｓωに注目すると、レファレンス信号
Ｂｃｏｓ（ω＋φ）との積は、測定信号とレファレンス
信号との位相差をφとすると、

【０００３】

【数１】Ａｃｏｓω×Ｂｃｏｓ（ω＋φ）＝ＡＢｃｏｓφ＋ＡＢｃｏｓ（２ω＋φ）である。低域通過フィルタで周波数がω以上の成分をカ
ットするようにすると、低域通過フィルタの出力は直流
成分ＡＢｃｏｓφとなる。フィルタ出力は、測定信号と
レファレンス信号との位相差φが０のときに、最大値
（ＡＢ）をとり、φ＝π/２のとき最小値（０）をと
る。そこでレファレンス信号の位相をフィルタ出力が最
大になるように調整し、フィルタ出力の最大値ＡＢから
信号振幅Ａを求める。

【０００４】このようなロックイン検出を利用したもの
としては、例えば特開平３ー２５２５２１号公報記載の
技術がある。これは、回転角速度を求めるために、右回
りと左回りの光を干渉させる光ファイバジャイロにおい
て、回転角速度に比例している干渉光の位相差（上記の
Ａに該当する）を求めるものである。そして、位相差を
ロックイン検出で求め、回転角速度を計測している。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来の光ファイバジャ
イロのロックイン検出装置は、一般にはアナログロック
インアンプを用いて実現されている。アナログロックイ
ンアンプは処理回路が複雑であり、ＬＳＩ化が困難なこ
とに加えて、温度変化による精度への影響が大きいとい
う欠点があった。また、従来はロックイン検出装置を部
分的にディジタル化した場合でも、ロックイン検出での
検出感度を最適化するために、検出したい信号に合わせ
てレファレンス信号の位相調整を行う部分は、アナログ
回路を利用していた。本発明の目的は、ロックイン検出
のための信号処理回路のうち、位相調整部分をディジタ
ル化したロックイン検出装置を提供することにある。

【０００６】

【問題を解決しようとする手段】本発明は、上記課題を
解決するために、受付けた入力信号に含まれる予め定め
られた周波数を持つ信号の振幅を検出するために、当該
入力信号中の当該周波数を有する信号と同一の周波数及
び同一の位相を持つレファレンス信号を生成し、当該レ
ファレンス信号と当該入力信号との積を求めるロックイ
ン検出装置において、一定時間ごとにカウントアップあ
るいはダウンを行い、さらに、カウント内容と予め定め
られた第１の数との比較を行い、当該比較結果に従っ
て、２値を取る出力信号の値を一方の値から他方の値に
変化させることにより、上記周波数に対応した周期を有
する出力信号を出力するとともに、カウント中のカウン
ト内容を出力する計数手段と、上記出力されたカウント
内容に予め定められた第２の数を加算し、当該加算結果
を出力する加算手段と、上記加算結果と上記第１の数と
の比較を行い、当該比較結果に従って、上記出力信号の
値を一方の値から他方の値に変化させることにより、上
記レファレンス信号を生成する位相調整手段とを有する
こととしたものである。

【０００７】

【作用】本発明は上記のように構成されているため、リ
ファレンス信号を発生するときに、計数手段のカウント
内容にある数を加算器で加算する。この加算結果によ
り、計数手段の出力した信号の位相を進めたり、遅らせ
たりして、検出したい信号の位相に一致させることがで
きる。この結果、ロックイン検出の感度が最大になり、
検出精度が高まる。また、ディジタルシグナルプロセッ
サなどのディジタル信号処理装置を用いてロックイン検
出回路の位相調整部分が実現できる。

【０００８】

【実施例】以下、本発明の第１の実施例について、図面
を用いて説明する。図１は、位相変調方式光ファイバジ
ャイロのブロック図である。光源１０１からの光ビ−ム
は、第１のファイバカップラ２０２、偏光子１０４を経
て伝播し、第２のファイバカップラ１０３に到達し、こ
こで分岐してファイバル−プ１０４を左、および右回り
に伝播する二つの光ビ−ムとなる。これらの光ビ−ム
は、位相変調器１０５により、位相変調器駆動回路１０
６の発生する変調信号に応じて光位相を変調された後、
ファイバカップラ１０３に至り、再び結合して干渉光と
なる。この干渉光は、ファイバカップラ１０３から逆方
向に進行し、偏光子１０４を経て、第１のファイバカッ
プラ２０２に戻る。干渉光は、第１のファイバカップラ
２０２において分岐し、その一部がフォトダイオ−ドを
用いた光電変換回路１０７に至り、干渉信号として適当
な信号レベルで検出される。信号処理回路１０８は、こ
の干渉信号から回転角速度を抽出するものであり本発明
の核心部である。ここで信号処理回路１０８について述
べる前に、干渉信号について説明する。干渉信号をＰと
すると干渉の原理から、これを以下の数２、数３で表す
ことができる。

【０００９】

【数２】Ｐ＝Ｋ{１＋υcosψ}

【００１０】

【数３】ψ＝φs＋φ(t)−φ(t−τ) ただし、ψは光位相差、Ｋは干渉光の強度と光電変換回
路のゲインに比例した係数、υは干渉計の可視度、φs
は回転角速度に比例したサニヤック位相差である。ま
た、τは、ファイバル−プを伝播する光波の伝播遅延時
間である。本実施例では、位相変調信号として周波数ｆ
mの正弦波を用いた。位相変調器の特性を理想的とする
と、干渉信号Ｐは数４となる。

【００１１】

【数４】Ｐ＝Ｋ{１＋υcos(φs−φe sinθ)}

【００１２】

【数５】θ＝ωm(ｔ−τ/２）

【００１３】

【数６】φe＝２φm sin(ωmτ/2) ここでφeは実効位相変調指数、ωm＝２πｆmは変調角
周波数、φmは変調振幅である。数４の干渉信号Ｐは、
ベッセル関数を用いたフ−リエ級数に展開され、周波数
ｆm，２ｆm,３ｆm，４ｆm，・・・の線スペクトルとな
る。光強度係数Ｋと実効位相変調指数φeの変動を除去
し、サニャック位相差φsを計測するには、上記線スペ
クトルの中、最低３つの振幅を抽出する必要がある。本
実施例では、干渉信号から位相変調の１次、２次、およ
び４次の周波数成分を本発明の等価時間処理を適用した
信号処理回路１０８により抽出した。次に本実施例にお
ける信号処理回路１０８の構成と動作を説明する。図１
に戻って信号処理回路１０８を説明する。水晶発振器１
０９は１０ＭＨｚで発振し、ディジタルシグナルプロセ
ッサ１１０の基準クロックとして使用する。光電変換回
路１０７からの干渉信号は、ディジタルシグナルプロセ
ッサ１１０に入力し、内部のＡ/Ｄ変換器を用いてアナ
ログ信号をディジタルコ−ドに変換する。Ａ/Ｄ変換の
タイミングは、内部カウンタが発生する一定の周波数ｆ
sのパルス信号をサンプリングタイミングとしてＡ/Ｄ変
換器に与える。本実施例でのＡ/Ｄ変換精度は８ビット
である。また一方、ディジタルシグナルプロセッサ１１
０は、周波数ｆmの矩形波信号をも発生し、位相変調器
駆動回路１０６に供給する。位相変調器駆動回路１０６
は、フィルタ回路と、容量性負荷である位相変調器１０
５を駆動するためのトランジスタバッファ回路より成
る。位相変調器駆動回路１０６では、ディジタルシグナ
ルプロセッサ１１０から入力した矩形波信号の高調波成
分をフィルタ回路でろ波し、周波数ｆmのほぼ正弦波信
号を位相変調信号として位相変調器１０５を駆動する。
ディジタルシグナルプロセッサ１１０は、光電変換回路
１０７からの干渉信号デ−タを入力として、干渉信号に
含まれている位相変調周波数ｆm成分、第２次調波２ｆm
成分、および第４次調波４ｆm成分を抽出する。ただ
し、ダウンサンプリングによる等価時間信号処理を行
う。すなわち、サンプリング周波数ｆsと位相変調周波
数ｆmを用いた数７〜数９の関係を利用する。

【００１４】

【数７】Δｆ＝ｆm−ｎｆs ｎ：整数

【００１５】

【数８】２Δｆ＝２ｆm−２ｎｆs

【００１６】

【数９】４Δｆ＝４ｆｍ−４ｎｆs 本実施例では、位相変調周波数ｆmを約２１ｋＨｚ、ま
たサンプリング周波数ｆsを１０ｋＨｚと設定した。し
たがって、数７〜数９においてｎ＝２とすれば、周波数
Δｆ＝１ｋＨｚ、２Δｆ＝２ｋＨｚ、４Δｆ＝４ｋＨｚ
に干渉信号の基本波ｆm成分、第２次調波２ｆm成分、お
よび第４次調波４ｆm成分の折り返しが、サンプリング
を行うことにより各々現れる。これを図２に示す。ディ
ジタルシグナルプロセッサ１１０は、干渉信号デ−タを
入力としたディジタル演算により、周波数ｆm、２ｆm、
４ｆmの代わりに周波数Δｆ、２Δｆ、４Δｆ成分を抽
出する。ディジタルシグナルプロセッサ１１０は、周波
数４Δｆの矩形波を出力する。分周器１２０は、この矩
形波を入力とし、周波数Δｆ、２Δｆ、４Δｆの矩形波
を出力する。本実施例で使用したディジタルシグナルプ
ロセッサ１１０は、１０ＭＨｚクロック動作の場合、乗
算と加算を100ｎｓに１回演算する能力がある。本実施
例では、サンプリング周波数は１０ｋＨｚであるから、
従って最大1000回の乗算・加算によるフィルタ演算が可
能である。以下に本実施例におけるフィルタ演算につい
て説明する。図３は、ディジタルシグナルプロセッサ１
１０で実行するディジタル演算処理のブロック図であ
る。本実施例では、ソフトウェアにより各機能ブロック
を実現したが、もちろん専用のハ−ドウェア回路を用い
てもよい。光電変換器１０７から与えられた干渉信号デ
−タは、まず周波数Δｆ、２Δｆ、４Δｆを各々選択す
るバンドパスフィルタ３０１、３０２、３０３に入力
し、それぞれ１次、２次、４次成分信号として抽出し、
各信号を適当な大きさにまで増幅する。この段階では、
各信号は、各々周波数Δｆ、２Δｆ、４Δｆの主たる成
分のほか、バンドパスフィルタ３０１、３０２、３０３
で完全には抑制されていない他の周波数成分、並びにノ
イズを含んでいる可能性がある。また、バンドパスフィ
ルタ３９１、３９２、３９３は、各々周波数Δｆ、２Δ
ｆ、４Δｆを基本周波数成分とする矩形波から他の周波
数成分を取除きそれぞれ１次、２次、４次レファレンス
信号を作る。乗算器３１１、３１２、３１３は、１次、
２次、４次成分信号をロックイン動作により高感度に検
出するものである。すなわち、例えばバンドパスフィル
タ３０１を出力した１次成分信号は、周波数Δｆの１次
リファレンス信号と乗算器３１１において乗算される。
乗算器３１１の出力信号は、この結果、周波数２Δｆと
直流分（例えば、Δｆ＝１ｋＨｚの場合は、２ｋＨｚと
直流成分が得られる）、および他のノイズ周波数成分と
なる。ロ−パスフィルタ３２１は、これらから直流分を
抽出するものである。本実施例では、Δｆ＝１ｋＨｚで
あるので、ロ−パスフィルタ３２１のカットオフ周波数
は、２ｋＨｚと直流成分の中間の１ｋＨｚとした。ロ−
パスフィルタ３２１の出力信号の直流分は、干渉信号デ
−タに含まれている周波数Δｆの成分の振幅に忠実に比
例したものとなっている。以上のロックイン動作は、２
次および４次成分信号についても全く同様に行われ、乗
算器３１２とロ−パスフィルタ３２２は、２次周波数２
Δｆに対するロックイン検出器である。このため周波数
２Δｆの２次リファレンス信号が乗算器３１２に入力し
ている。同じく、乗算器３１３とロ−パスフィルタ３２
３とは、４次周波数４Δｆについてのロックイン検出器
であり、周波数４Δｆの４次リファレンス信号が用いら
れている。上記で説明したロ−パスフィルタ３２１、３
２２、３２３のカットオフ周波数は、本実施例の場合い
ずれも１ｋＨｚである。本実施例では、光ファイバジャ
イロの周波数応答性仕様を１０Ｈｚと設定した。光ファ
イバジャイロが搭載されるものが車の場合、回転角速度
の変化（回転角速度の周波数領域）は１０Ｈｚ以下とさ
れているので、この数値を採用したものである。したが
って、更に、１ｋＨｚ以下で１０Ｈｚ以上の低周波域に
カットオフを持つロ−パスフィルタを使用して、ロック
イン検出で出力した直流信号のリップル分（直流成分に
乗っているリップル分は、高周波数成分に起因して生じ
ている）を減少させることが可能であり、また出力信号
のリップルノイズ低減に有効である。ただし、本実施例
のサンプリング周波数ｆs＝１０ｋＨｚに対して、カッ
トオフ１０Ｈｚのロ−パスフィルタをディジタルフィル
タとして実現するのは、実際上問題がある。なんとなれ
ば本実施例で使用したディジタルシグナルプロセッサ１
１０では、１６ビット仮数部、４ビット指数部の浮動小
数点演算が実行されるが、この有限精度演算のため、デ
ジタルフィルタが発散して、不安定化するので、カット
オフ周波数がサンプリング周波数と大きくかけ離れたフ
ィルタは作りづらくなるからである。そこで本実施例で
は、図３に示したように、ロ−パスフィルタ３２１、３
２２、３２３の後にデシメータ３３１、３３２、３３３
を置いた。デシメータ３３１、３３２、３３３は、周波
数ｆdで入力デ−タを間引いてサンプリングするもので
ある。間引き周波数ｆdは、サンプリング周波数ｆsより
低く、また達成しようとする光ファイバジャイロの周波
数特性より高く（サンプリング定理より２０Ｈｚ以上が
必要である）なければならない。そこで、本実施例で
は、間引きサンプリング周波数をｆd＝１ｋＨｚとし
た。すなわち、デシメータ３３１、３３２、３３３は、
入力デ−タ10個につき１個デ−タを出力することによ
り、出力デ−タのサンプリングレ−トを１０ＫＨｚから
１ｋＨｚに変換する。ロ−パスフィルタ３４１、３４
２、３４３は、デシメータ３３１、３３２、３３３の出
力デ−タをフィルタリングするものであり、各々のカッ
トオフ周波数は、１００Ｈｚである。直流信号のリップ
ル分を完全に抑圧するためさらにデシメータ３５１、３
５２、３５３とローパスフィルタ３６１、３６２、３６
３を置いた。間引きサンプリング周波数をｆe＝１００
Ｈｚ、ローパスフィルタ３６１、３６２、３６３のカッ
トオフ周波数は１０Ｈｚである。ロ−パスフィルタ３６
１、３６２、３６３の出力である１次直流信号Ｓ1、２
次直流信号Ｓ2、および４次直流信号Ｓ4は、干渉信号デ
−タに含まれるΔｆ、２Δｆ、４Δｆ周波数成分振幅に
各々比例したものであり、かつ１０Ｈｚの周波数応答性
を持つ。干渉信号デ−タ中のΔｆ、２Δｆ、４Δｆ周波
数成分は、元々干渉信号に含まれている位相変調周波数
ｆmとその高調波分２ｆm、４ｆmの折り返しであるか
ら、直流信号Ｓ1、Ｓ2、Ｓ4は、各々干渉信号中の周波
数ｆm、２ｆm、４ｆm成分の振幅に比例したものとなっ
ている。直流信号Ｓ1、Ｓ2、Ｓ4は、割算器２７１、２
７２に入力され、第１の比信号ｘ＝Ｓ1/Ｓ2、および第
２の比信号ｙ＝Ｓ4/Ｓ2が各々割算器２７１、２７２に
より出力される。この時第２の比信号ｙは、数６の実効
位相変調指数φeにのみ依存した量であり、

【００１７】

【数１０】ｙ＝Ｊ4(φe)/Ｊ2(φe) 数１０で表される。また、第１の比信号ｘは、サニャッ
ク位相差φsと数１１の関係にある。

【００１８】

【数１１】ｋｘ＝tan（φs）

【００１９】

【数１２】ｋ＝Ｊ1(φe)/Ｊ2(φe) 数１２の定数ｋは、やはり実効位相変調指数φeのみか
ら定まる。数１０、数１２においてＪn（ｎ＝１，２，
４）は各々ｎ次第１種ベッセル関数である。実効位相変
調指数φeは、位相変調器駆動回路１０６の出力する駆
動信号の電圧振幅の他、位相変調器１０５自体の特性に
より変動する。このため、数１２の定数ｋもまた変動す
る。第２の比信号ｙは、この実効位相変調指数φeの変
動を補償するためのものである。すなわち、ｙの値から
数１０によりφeを求めれば数１２により定数ｋを決定
できる。位相変調指数演算器３８３では、数１０を関数
近似し、ニュートン法を利用してｙ入力により実効位相
変調指数φeが出力される。定数演算器３８２は、出力
されたφeから関数近似を利用し、定数ｋを計算する。
あるいは、この第２の比信号ｙと定数ｋの対応は、毎回
計算せずともテ−ブル化することもできる。角速度演算
器３８１は、第１の除算器２７１から第１の比信号ｘ
を、また定数演算器３８２から定数ｋを入力し、数１３
に従い、回転角速度Ωを演算し出力する。

【００２０】

【数１３】Ω＝Ａatan（ｋｘ）ここで定数Ａは、

【００２１】

【数１４】Ａφs＝Ω を満足する定数であり、あらかじめ外部から角速度演算
器３８１に与えておくものである。以下では、上記では
説明しなかった１次、２次および４次リファレンス信号
の作成について図４に従って述べる。上記説明したよう
にロックイン検出には、検出しようとする信号に対して
周波数が等しく位相がほぼ同相に調整されたリファレン
ス信号が必要である。特に、リファレンス信号の位相調
整は、ロックイン検出の感度向上の上で重要である。す
なわち、乗算器３１１において１次リファレンス信号が
検出しようとする１次成分信号とほぼ同相に調整される
ことにより、ロックイン検出の感度が最適化される。ま
た、この際同時に角速度デ−タの左右回転に対する正負
極性も決定される。ロックイン検出では、リファレンス
信号は、入力信号に対して一定位相でなければならな
い。さもなければ、ロックイン検出出力の直流信号レベ
ルおよび極性が位相とともに変わるからである。本実施
例では、全てのタイミング動作は、水晶発振器１０９、
およびプログラマブルタイマ４０１を基準としており、
位相関係が変化することはない。本実施例では、次に説
明するように位相変調信号と同期した矩形波信号をプロ
グラマブルタイマ４０２への加算とサンプリングによ
り、リファレンス信号を作成した。始めに４次レファレ
ンス信号の生成の方法を述べる。水晶発振器１０９でプ
ログラマブルタイマ４０１を駆動し、周波数４ｆmのト
グル出力（矩形波）を利用する。周波数４ｆmに対応し
たプログラマブルタイマ４０１の上限をｍとすると、プ
ログラマブルタイマ４０１はｍまでカウントした後、出
力をトグルする。分周器１０２は、トグル出力を入力と
し、それぞれ周波数４ｆm、２ｆm、ｆmの矩形波を出力
する。３つの矩形波は、Ｉ/Ｏポート４０２を介して、
Ａ/Ｄ変換器４０３がサンプリング周波数ｆsでサンプリ
ングする。ここでは周波数４ｆmの矩形波に注目する。
一方、プログラマブルタイマ４０１の内容（カウント
値）もサンプリング周波数ｆsでサンプリングされる。
加算器４０５は、カウント値にｍ以下の適当な正数ａを
加算する。位相調整器４０４は、和がｍより大きければ
プログラマブルタイマのトグル出力のサンプル値に１を
加える。これを図１３、１４により説明する。図１４
は、位相調整器４０４への入力信号（ａ１は、周波数ｆ
ｍ、ｂ１は、周波数２ｆｍ、ｃ１は、周波数４ｆｍの信
号である）と、位相調整器４０４からの出力信号（ａ２
は、周波数ｆｍ、ｂ２は、周波数２ｆｍ、ｃ２は、周波
数４ｆｍの信号である）のタイミングチャートを示す。
φは、位相調整量であり、上記のａに対応する。位相調
整器４０４は、入力されたトグル出力を図１３の１３１
のように３ビットの２進数（４ｆｍが下位ビットであ
る）として処理し、和がｍよりも大きいとき（φの間）
は、１を下位ビットに加算して、出力する。例えば、時
刻ｔ１では、入力は「１１１」であり、加算値はｍを超
えているため、１を加算し、出力は「０００」である。
時刻ｔ２では、入力は「０００」であるが、加算値はｍ
を超えていないため、１を加算することはしないので、
出力は「０００」である。時刻ｔ３では、入力は「０１
１」であり、加算値はｍを超えているため、１を加算
し、出力は「１００」である。図１３には、時刻ｔ４に
おける処理を示す。時刻ｔ４では、入力は「１０１」
（１３１）であり、加算値はｍを超えているため、１を
加算し、「１１０」（１３２）として出力する。このよ
うにして、４ｆｍ，２ｆｍ，ｆｍのすべてについて同じ
量だけの位相調整を行うことができる。信号発生器４０
６は、位相調整器４０４の出力値のレベルを周波数ごと
に調べ、ハイレベル入力（＋１）ならば、＋１を、また
ロ−レベル入力（０）ならば、−１を周波数ごとに出力
する。この矩形波のうち周波数が４ｆmのものは、プロ
グラマブルタイマのもとのトグル出力に比べ周波数は等
しく（周波数４ｆm）、１８０×ａ/ｍ度だけ位相が遅れ
た矩形波となる。この矩形波がジャイロ出力の周波数４
ｆmの成分と同相になるようにプログラマブルタイマの
カウント値に加算する正数ａは適当に調整する。例え
ば、車載用のジャイロの場合、ジャイロの一つ一つにつ
いて、位相差を検査して、得られた正数ａをＲＯＭに書
き込めば良い。また、１つ１つ検査することは、コスト
が高くなることや、ジャイロの回路の場合、製品による
位相差の違いは小さいので、精度要求によっては、すべ
ての製品について、１つの正数ａを実験により求めて、
この値をＲＯＭに書き込むこととしても良い。また位相
を進めるためには、プログラマブルタイマ４０１のカウ
ント値から適当な正数ａを減算する。結果が負になれば
トグル出力のサンプル値から１を減ずる。位相を遅らせ
る時と同様にこの値から矩形波を作ればもとのトグル出
力と比べ、位相を１８０×ａ/ｍ度だけ進めることがで
きる。上記処理によりディジタル信号処理の方法で位相
を自由に調整することができる。１次および２次リファ
レンス信号の作成についても、上記で説明した４次リフ
ァレンス信号の作成と同様である。ただし、周波数Δ
ｆ、２Δｆの信号を得るため、ディジタルシグナルプロ
ッセッサ１１０外部に設けた分周器１０２を用いる。分
周器１０２は、周波数４ｆmの矩形波をクロック入力と
し周波数ｆm、２ｆm、４ｆmの矩形波を出力する。これ
をＩ/Ｏポート４０２を経由した後、Ａ/Ｄ変換器４０３
によりサンプリング周波数ｆsでサンプリングする。加
算器４０５と位相調整器４０４により位相をジャイロ出
力の周波数ｆm、２ｆmの成分にそれぞれ調整する。更に
信号発生器４０６を用いて周波数ｆm、２ｆmを基本成分
とする矩形波を発生する。これらの矩形波をバンドパス
フィルタに通して、１次および２次リファレンス信号を
生成する。次に、ディジタルシグナルプロセッサ上に実
現したディジタルフィルタ５０１によりレファレンス信
号の位相を調整する方法を説明する。図５に示すように
プログラマブルタイマ４０１のトグル出力を分周した信
号をＩ/Ｏポート４０２、Ａ/Ｄ変換器４０３を通してデ
ィジタルフィルタ５０１に入力する。数１５の伝達関数
を持つディジタルフィルタ５０１は、Ｔ1＞Ｔ2（Ｔ1＝
１０Ｔ2）のとき図６の（ａ）のように中間周波数領域
で位相を進める効果があり、逆にＴ1＜Ｔ2（Ｔ2＝１０
Ｔ1）のとき図６の（ｂ）のように位相を遅らせる効果
がある。

【００２２】

【数１５】Ｇ（ｓ）＝（１＋Ｔ1ｓ）/（１＋Ｔ2ｓ）ディジタルフィルタ５０１のパラメータＴ1及びＴ2を適
当に選ぶことにより所望の周波数領域、すなわちレファ
レンス信号の周波数領域で位相を調整することができ
る。位相を進める場合でも遅らせる場合でも数１５で記
述されるディジタルフィルタ５０１は中間周波数領域で
はゲインが２０ｄＢ/ディケードで増幅あるいは減衰す
る。レファレンス信号の周波数でのディジタルフィルタ
５０１のゲインは数１５の伝達関数から計算できる。ゲ
イン調整器５０２はディジタルフィルタ５０１の出力を
入力し、ディジタルフィルタ５０１のゲインを打ち消す
ことによりゲインは不変に保ち、位相のみを調整する。
位相調整済みの信号は信号発生器４０６から出力する。

【００２３】あるいは数１５のかわりに数１６のむだ時
間要素をシフトレジスタ等で実現し、むだ時間Ｌの大き
さでレファレンス信号の位相を調整することもできる。
この場合はむだ時間要素のゲインは全周波数で１なので
ゲイン調整器は不要である。

【００２４】

【数１６】Ｇ（ｓ）＝ｅｘｐ（ーｓＬ）Ｌ：むだ時間（秒）つぎに、第２の実施例として、圧電型振動ジャイロに本
発明を適用した場合について説明する。

【００２５】振動ジャイロは振動している振動子を中心
軸に沿って回転すると、もとの振動方向と直角な方向に
回転角速度と比例した大きさのコリオリ力が生じる力学
現象を利用したものである。

【００２６】図７に振動ジャイロに適用した本発明の実
施例を示す。圧電振動ジャイロの基本的な構成は振動子
７０１に励振用圧電素子７０２と検出用圧電素子７０３
とを貼合わせたものである。励振用圧電素子７０２によ
りｘ軸方向に振動している振動子７０１にｚ軸の回りに
回転角速度Ωを加えると、コリオリ力が発生しｙ軸方向
の振動が励振される。このｙ軸方向の振動振幅は回転角
速度Ωに比例するので、検出用圧電素子７０３により振
動を検出し回転角速度Ωを測定する。

【００２７】検出用圧電素子７０３による測定信号をロ
ックイン検出し、振動子７０１の共振周波数の信号成分
を検出する。ジャイロでは回転角速度の大きさだけでな
く符号の検出が重要なので、特定周波数信号成分の大き
さしか検出できないバンドパスフィルタでは回転角速度
Ωの検出はできない。

【００２８】本実施例におけるレファレンス信号の作り
方を図８を用いて説明する。水晶発振器１０９によりプ
ログラマブルタイマ４０１を駆動し、振動子７０１の共
振周波数に等しい矩形波（トグル出力）を出力する。Ａ
/Ｄ変換器４０３はトグル出力をＩ/Ｏポート４０２を介
してサンプリングする。第１の実施例のようにダウンサ
ンプリングを利用してもよい。また、プログラマブルタ
イマ４０１の内容もサンプリングする。加算器４０５は
プログラマブルタイマ４０１のサンプル値にある正数を
加算する。位相調整器４０４は和がプログラマブルタイ
マ４０１の上限を越えていたらプログラマブルタイマ４
０１のトグル出力のサンプル値に１を加える。信号発生
器４０６はこの値のレベルを調べ、ハイレベル入力なら
数値＋１、またロ−レベル入力ならば数値−１なる矩形
波を出力する。検出用圧電素子出力とレファレンス信号
とが同位相になるように、プログラマブルタイマのサン
プル値に加算したある正数は適当に調整する。なお、上
記では位相を遅らせる方法（180度まで）を示したが、
同位相にできないときは第１の実施例で述べたように位
相を進めて位相を合わせればよい。

【００２９】図９にロックイン検出装置をしめす。信号
発生器４０６が出力した矩形波をレファレンス信号とし
て用いるためバンドパスフィルタ９０２を設ける。ま
た、同様のバンドパスフィルタ９０１を用いて検出用圧
電素子出力から共振周波数成分のみを抽出する。乗算器
９０３によりこれら２つのバンドパスフィルタ９０１、
９０２の出力を乗算し、ローパスフィルタ９０４により
直流成分を取出す。ローパスフィルタ９０４の望ましい
カットオフ周波数がディジタルフィルタあるいはアナロ
グフィルタで実現できないときは第１の実施例のように
デシメータを利用すればよい。このロックイン検出で得
られた直流成分が振動ジャイロで計測した回転角速度と
なる。

【００３０】つぎに、第３の実施例として、地磁気セン
サに本発明を適用した場合について説明する。

【００３１】地磁気を検知して方位を求めるセンサとし
て、高精度かつエレクトロニクスで実現可能なフラック
スゲート式倍周波形磁気センサが実用化されている。図
１０、及び図１１に、この磁気センサに適用した本発明
の実施例を示す。トロイダル状のフェライトコア１００
１に励磁巻線１００２を施し、コアの外周を径方向に互
いに直交するように１組の検出巻き線１００３、１００
４を設ける。周波数ｆを基本周波数とする矩形波を発生
する発振器１００５と励磁回路１００６を用いて励磁巻
き線１００２に周波数ｆの交流励磁を加える。磁気セン
サの方位が真北を基準としてφ（ｒａｄ）のとき、検出
巻き線１００３、１００４の両端電圧（Ｖｘ（ｔ）及び
Ｖｙ（ｔ））は

【００３２】

【数１７】Ｖｘ（ｔ）＝ｋｃｏｓ（φ）ｓｉｎ（４πｆｔ）

【００３３】

【数１８】Ｖｙ（ｔ）＝ｋｓｉｎ（φ）ｓｉｎ（４πｆｔ）となり、それぞれ励磁周波数の２倍の周波数（２ｆ）を
基本周波数とする信号波形となる。

【００３４】本実施例では検出巻き線１００３、１００
４の両端電圧（Ｖｘ及びＶｙ）をロックイン検出し、方
位を計測する。第２の実施例と同様に図８の回路を利用
して周波数２ｆの矩形波を発生し、バンドパスフィルタ
１１０３により周波数２ｆのレファレンス信号を作る。
Ｖｘ（ｔ）及びＶｙ（ｔ）の基本周波数は２ｆなので
それぞれバンドパスフィルタ１１０１、１１０２を用い
てその他の周波数成分を除去する。これに乗算器１１０
４、１１０５を用いてそれぞれレファレンス信号を乗
じ、ローパスフィルタ１１０６、１１０７で直流成分を
得る。方位演算器１１０８は三角関数の演算を利用して
直流成分から方位データを計算する。

【００３５】つぎに、第４の実施例として、自動車ナビ
ゲーションに本発明を適用した場合について説明する。

【００３６】一般に移動体における慣性航法によるナビ
ゲーションでは進行方位と移動した距離を測定し、積算
することが必要である。以下、移動体を自動車に限って
説明する。図１２に自動車のナビゲーション装置に応用
した本発明の実施例を示す。自動車に方位を検出するセ
ンサとしてジャイロと地磁気センサ１２０３を搭載す
る。ジャイロは自動車の回転角速度を計測するもので光
ファイバジャイロ１２０１でも振動ジャイロ１２０２で
もよい。またタイヤの回転をもとに走行距離を測定する
車速センサ１２０４を設ける。

【００３７】ジャイロは回転の角速度を検出し、地磁気
センサは自動車の絶対方位を計測する。角速度と方位の
測定値からより確からしい方位を求める方法としてカル
マンフィルタによる方法（特開平３ー１８８３１６号公
報、特開昭６３ー３１１１１５号公報）やローパスフィ
ルタによる方法（特開平１ー２１９６１０号公報）等が
ある。これらの方法を用いて方位演算器１２０５で方位
を計算する。

【００３８】位置演算装置１２０６は上記方式により得
られた進行方位θと車速センサ１２０４による距離ｄか
ら数１９及び数２０の漸化式により現在位置を求める。

【００３９】

【数１９】ｘ（ｋ＋１）＝ｘ（ｋ）＋ｄ（ｋ）ｃｏｓθ（ｋ）

【００４０】

【数２０】ｙ（ｋ＋１）＝ｙ（ｋ）＋ｄ（ｋ）ｓｉｎθ（ｋ）ただし、ｘ、ｙは位置座標であり、ｋは時刻である。進
行方位と現在位置は車内に設置された表示装置１２０７
にリアルタイムで表示し、運転者あるいは搭乗者が利用
できるようにする。

【００４１】本実施例のように、光ジャイロ、振動ジャ
イロ、地磁気センサ等の複数のセンサを備えている場
合、各センサごとに必要なレファレンス信号を、周波数
等のパラメータのみを変更するだけで生成することがで
き、これらセンサ信号を１つのロックイン検出装置によ
って共通に処理することが可能となる。

【００４２】

【発明の効果】本発明によれば、従来、アナログ回路で
実現されていたロックインアンプの大部分をディジタル
シグナルプロセッサ等のディジタル信号処理回路で実現
し、アナログ回路特有の温度変化による検出精度劣化を
防ぎ、かつ装置の小型化、低価格化を図ることができ
る。

【００４３】これにより高精度、低価格な光ファイバジ
ャイロ、振動ジャイロ、地磁気センサが得られる。この
ように、高精度、低価格なため、自動車をはじめとする
移動体の回転角速度、方位センサ等広範囲のセンサに適
応できるという効果も持つ。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明を光ファイバジャイロに適用した系のブ
ロック図である。

【図２】ダウンサンプリング方式の原理図である。

【図３】光ファイバジャイロに適用したロックイン検出
装置の一部のブロック図である。

【図４】図３の回路に供給するレファレンス信号を発生
する手順を示したブロック図である。

【図５】ディジタルフィルタを用いてレファレンス信号
の位相を調整する方法を示すブロック図である。

【図６】位相調整のためのディジタルフィルタのゲイン
及び位相を示すボード線図である。

【図７】振動ジャイロの動作原理図である。

【図８】振動ジャイロに対するレファレンス信号の発生
手順を示すブロック図である。

【図９】振動ジャイロに適用したロックイン検出のブロ
ック図である。

【図１０】地磁気センサの動作原理図である。

【図１１】地磁気センサに適用したロックイン検出のブ
ロック図である。

【図１２】本発明を自動車のナビゲーションに適用した
ブロック図である。

【図１３】位相調整器の動作の説明図である。

【図１４】位相調整器の動作のタイミングチャートであ
る。

【符号の説明】

１０２…分周機、４０１…プログラマブルタイマ、４０
４…位相調整器、４０５…加算器、４０６…信号発生
器。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者園部久雄茨城県日立市大みか町七丁目１番１号株式会社日立製作所日立研究所内

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受付けた入力信号に含まれる予め定められ
た周波数を持つ信号の振幅を検出するために、当該入力
信号中の当該周波数を有する信号と同一の周波数及び同
一の位相を持つレファレンス信号を生成し、当該レファ
レンス信号と当該入力信号との積を求めるロックイン検
出装置において、一定時間ごとにカウントアップあるいはダウンを行い、
さらに、カウント内容と予め定められた第１の数との比
較を行い、当該比較結果に従って、２値を取る出力信号
の値を一方の値から他方の値に変化させることにより、
上記周波数に対応した周期を有する出力信号を出力する
とともに、カウント中のカウント内容を出力する計数手
段と、上記出力されたカウント内容に予め定められた第２の数
を加算し、当該加算結果を出力する加算手段と、上記加算結果と上記第１の数との比較を行い、当該比較
結果に従って、上記出力信号の値を一方の値から他方の
値に変化させることにより、上記レファレンス信号を生
成する位相調整手段とを有することを特徴とするロック
イン検出装置。
【請求項２】請求項１記載のロックイン検出装置におい
て、上記出力信号を分周する分周手段を有し、上記位相調整手段は、分周された信号に対して、上記比
較結果に従って、上記出力信号の値を一方の値から他方
の値に変化させることにより、上記レファレンス信号を
生成することを特徴とするロックイン検出装置。
【請求項３】受付けた入力信号に含まれる予め定められ
た周波数を持つ信号の振幅を検出するために、当該入力
信号中の当該周波数を有する信号と同一の周波数及び同
一の位相を持つレファレンス信号を生成し、当該レファ
レンス信号と当該入力信号との積を求めるロックイン検
出装置において、一定時間ごとにカウントアップあるいはダウンを行い、
さらに、カウント内容と予め定められた第１の数との比
較を行い、当該比較結果に従って、２値を取る出力信号
の値を一方の値から他方の値に変化させることにより、
上記周波数に対応した周期を有する出力信号を出力する
計数手段と、上記出力信号の位相を予め定められた量だけ変化させ
て、上記レファレンス信号を生成するディジタルフィル
タとを有することを特徴とするロックイン検出装置。
【請求項４】請求項３記載のロックイン検出装置におい
て、上記出力信号を分周する分周手段を有し、上記デジタルフィルタは、上記分周された信号の位相を
予め定められた量だけ変化させて、上記レファレンス信
号を生成することを特徴とするロックイン検出装置。
【請求項５】請求項１、２、３または４記載のロックイ
ン検出装置と、地磁気により方位を計測する磁気センサ、光ファイバを
通過する光の干渉を利用して回転角速度を計測するセン
サ、および振動子に加わるコリオリ力から回転角速度を
計測するセンサのうちのいずれかを有し、上記ロックイン検出装置は、上記センサの出力する信号
に含まれる予め定められた周波数を持つ信号の振幅を検
出することを特徴とするセンサ装置。
【請求項６】請求項１、２、３または４記載のロックイ
ン検出装置と、地磁気により方位を計測するセンサと、回転角速度を計測するセンサとを有し、上記ロックイン検出装置は、上記２つのセンサが出力す
る信号に含まれる予め定められた周波数を持つ信号の振
幅を検出して、方位および回転角速度を出力することを
特徴とするセンサ装置。
【請求項７】請求項６記載のセンサ装置と、上記方位および回転角速度より、方位を決定する方位決
定手段とを有することを特徴とするナビゲーション装
置。
【請求項８】請求項７記載のナビゲーション装置におい
て、移動体に搭載され、移動体の進行した距離を計測するセ
ンサと、上記方位および距離から移動体の位置を求める位置決定
手段とを有することを特徴とするナビゲーション装置。