JPH07146357A - 移動体用レーダ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 相関演算を行う回数を減らし、測定精度を落
とすことなく、短時間で障害物までの距離を検出する。 【構成】 移動体の進行方向に送信用ＰＮ信号で変調さ
れ、かつ、所定単位で構成された電波を送信アンテナ１
１から送信するとともに、電波の反射波を受信アンテナ
１２から受信して、電波の遅延時間から反射に係る障害
物との相対距離を検知する移動体用レーダ装置におい
て、ミキサー１７，１８からの受信信号と受信用ＰＮ発
生回路２４からの受信用ＰＮ信号との相関演算を行う際
に、相関演算部２５は、まず受信用ＰＮ遅延回路２３か
らの荒い単位の第１のシフト量で障害物の必要検出距離
分に相当する回数分だけ相関演算を行い、相関がとれた
シフト回数の前後１シフト分を含む３シフト分を必要精
度に相当する細かい単位に設定し直した第２のシフト量
で相関演算を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、自動車等の移動体の進
行方向に存在する障害物を検知する移動体用レーダ装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、この種のレーダ装置には、レーダ
技術を応用し、例えば移動体の進行方向に対して特定の
電波を発射し、進行方向前方に存在する障害物に関する
情報（例えば相対距離や相対速度等の情報）をその障害
物からの反射波により獲得し、この情報に基づいて警告
表示や警告音を発して、乗員の注意を喚起させて、移動
体の進行における安全性を確保・向上させるものがあっ
た。このような装置では、種にミリ波帯を利用したレー
ダ技術の適用範囲であることから、上記障害物に関する
情報を得る原理として、既存の各種レーダ方式（例え
ば、ＦＭ−ＣＷ、パルス、２周波ＣＷ、スペクトラム拡
散方式等）を用いたものが知られている。これらレーダ
装置のいずれを使用して障害物に関する情報を得るかに
よって性能面等での特徴も大きく変わることとなる。従
来では、例えばスペクトラム拡散（Ｓｐｒｅａｄ Ｓｐ
ｅｃｔｒｕｍ：ＳＳ）方式を用いた特開平５−９３７７
６号公報に記載されたレーダ装置があり、このようなレ
ーダ装置では、疑似雑音信号（ＰＮ信号）を送信し、障
害物から反射してきた受信信号と、測定精度を決定する
遅延時間の単位で順次シフトさせた受信用ＰＮ信号との
相関関係を取り、相対距離を算出していた。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上記レーダ
装置では、精度を向上させようとすると、シフト量を小
さくする必要があり、必要検出距離まで検出を行うと、
シフトさせる回数が増えることがあった。このため、上
記レーダ装置では、相関演算を行う回数が多くなり、そ
の結果として、相関がとれるまでにかなりの時間を要す
るという問題点があった。

【０００４】本発明は、上記問題点に鑑みなされたもの
で、測定精度を落とすことなく、短時間で障害物までの
距離を検出できる移動体用レーダ装置を提供することを
目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明では、移動体の進行方向に送信用ＰＮ信号で
変調され、かつ、所定単位で構成された電波を送信アン
テナから送信するとともに、当該電波の反射波を受信ア
ンテナから受信して、該電波の遅延時間から反射に係る
障害物との相対距離を検知する移動体用レーダ装置にお
いて、前記送信用ＰＮ信号と同一構造を有し、かつ、前
記電波の送信時から、少なくとも第１の所定遅延量又は
該第１の所定遅延量より細かい第２の所定遅延量毎に遅
延量を順次変化させた受信用ＰＮ信号を発生させる受信
用ＰＮ遅延回路及び受信用ＰＮ発生回路からなる信号発
生手段と、前記受信信号と、前記第１の所定遅延量毎に
遅延量を順次変化させた受信用ＰＮ信号との相関がとれ
た場合に、受信用ＰＮ遅延回路を制御して前記受信ＰＮ
信号の遅延量を第２の所定遅延量毎に変化させる相関演
算部からなる遅延量変化手段と、前記受信信号と、前記
第１の所定遅延量毎に遅延量を変化された受信用ＰＮ信
号との相関演算を所定距離に相当する単位数分行い、相
関がとれた場合に、当該相関が現れた前後１単位を含め
た３単位の遅延箇所の受信信号と、前記第２の所定遅延
量毎に遅延量を順次変化させた受信用疑似信号との相関
演算を行う相関演算部からなる相関演算手段とを備えた
移動体用レーダ装置が提供される。

【０００６】

【作用】受信信号と受信用ＰＮ信号との相関演算を行う
際に、相関演算部は、まず荒い単位の第１の所定遅延量
（シフト量）で障害物の必要検出距離分に相当する回数
分だけ相関演算を行い、相関がとれたシフト回数の前後
１シフト分を含む３シフト分を必要精度に相当する細か
い単位に設定し直したシフト量で相関演算を行う。

【０００７】従って、測定精度を落とすことなく、相関
どりに必要なシフト回数を減らして障害物との相関距離
を検知することができる。

【０００８】

【実施例】本発明の実施例を図１乃至図４の図面に基づ
いて説明する。図１は、本発明に係る移動体用レーダ装
置の構成の第１実施例を示すブロック図である。図にお
いて、本実施例の移動体レーダ装置は、ＳＳ方式を用い
た場合のもので、一対の送受信アンテナ１１，１２と、
位相変調回路１３と、送信用ＰＮ発生回路１４と、送信
用発振回路１５と、符号設定回路１６と、ミキシング・
サーキット（以下、「ミキサー」という。）１７〜２０
と、位相シフト回路２１と、中間周波数発振回路２２
と、受信用ＰＮ遅延回路２３と、受信用ＰＮ発生回路２
４と、相関演算部２５と、ドップラーカウンター２６と
から構成されている。

【０００９】送受信アンテナ１１，１２は、例えば移動
体の前方に配置されている。上記送信アンテナ１１は、
位相変調回路１３と接続され、上記位相変調回路１３か
ら供給される信号を電波として移動体前方に送信するも
ので、所定の指向性を有している。また、上記受信アン
テナ１２は、上記移動体前方から反射されてくる電波を
受信するもので、上記受信電波は、上記送信アンテナ１
１から送信された電波が前方の障害物によって反射され
た反射波である。

【００１０】位相変調回路１３は、送信用ＰＮ発生回路
１４及び送信用発振回路１５と接続されており、上記送
信用発振回路１５から出力される基本発振信号を、上記
送信用ＰＮ発生回路１４から送出される送信用ＰＮ信号
で二相位相変調することによって、上記送信アンテナ１
１に供給する信号を生成している。送信用ＰＮ発生回路
１４は、符号設定回路１６の制御に基づき、最長符号列
（Ｍ系列ともいう。）として構成される送信用疑似雑音
信号である送信用ＰＮ信号を生成している。

【００１１】送信用発振回路１５は、レーダとして最適
な周波数を有する基本発振信号を生成しており、本実施
例のレーダ装置を自動車に用いる場合、上記基本発振信
号は、一般の自動車用としてはミリ波帯、すなわち６０
ＧＨZ程度の周波数である。符号設定回路１６は、送信
用ＰＮ発生回路１４と受信用ＰＮ発生回路２４とに接続
されており、上記送信用ＰＮ発生回路１４及び受信用Ｐ
Ｎ発生回路２４が同一符号を発生するように、符号の制
御を行っている。

【００１２】上記受信アンテナ１２で受信された信号
は、移動体が自動車の場合、６０ＧＨZ程度のミリ波
帯、すなわち超高周波であるため、上記受信信号をこの
まま相関演算部２５に入力させても相関演算ができなく
なるという不都合が生じる。そこで、乗算回路であるミ
キサーで送信用発振回路１５で生成した高周波成分を取
り除く必要がある。ところが、上記受信信号から高周波
成分を取り除くと、ＰＮ信号、すなわちデジタル信号の
みになってしまうので、相対距離とともに相対速度を算
出する場合には、上記相対速度を算出するためのドップ
ラー周波数をカウントできなくなる。そこで、ドップラ
ーカウンター２６で処理しやすい周波数成分を含む基本
発振信号を加える必要がある。中間周波数発振回路２２
は、上記基本発振信号を生成して、ミキサー１９，２０
に出力している。なお、中間周波数発振回路２２で生成
される基本発振信号は、１ＧＨZ程度の周波数が望まし
い。

【００１３】ミキサー１９は、上記中間周波数発振回路
２２及び送信用発振回路１５と接続されており、両回路
からの基本発振信号を合成して、ミキサー１８及び位相
シフト回路２１に出力している。これは、２つの信号処
理、すなわち受信アンテナ１２で受信した信号から６０
ＧＨZ程度の超高周波成分を取り除き、かつ、１ＧＨZ程
度の扱いやすい中間周波数成分を加えるためで、ミキサ
ー１９は、両回路１５，２２から入力する発振周波数
を、いったん６１ＧＨZ帯の信号に変換して出力してい
る。

【００１４】位相シフト回路２１は、ミキサー１７と接
続されており、上記ミキサー１９から入力する信号の位
相を９０°シフトして上記ミキサー１７に出力してい
る。これは、受信アンテナ１２で受信される信号が、反
射によって位相がずれるあるためである。これにより、
上記受信信号の位相が１８０°ずれた場合には、ミキサ
ー１８で信号処理ができ、また９０°ずれた場合には、
ミキサー１７で信号処理ができるようになる。

【００１５】ミキサー１７，１８は、相関演算部２５と
接続されており、受信アンテナ１２から入力する受信信
号とミキサー１９から入力する信号を合成して、上記相
関演算部２５に出力している。また、ミキサー１８は、
上記合成信号をミキサー２０にも出力している。すなわ
ち、前方障害物で反射された６０ＧＨZ帯の電波は、ド
ップラーシフトを受け、受信アンテナ１２で受信され、
さらに２系統に分離されてミキサー１７，１８によって
位相の異なる６１ＧＨZ帯の信号と混合され、取り扱い
が容易で前方障害物に係る情報を有する１ＧＨZ帯の信
号として相関演算部２５に出力される。

【００１６】受信用ＰＮ遅延回路２３は、受信用ＰＮ発
生回路２４及び相関演算部２５とそれぞれ接続されてお
り、上記相関演算部２５の指示に基づき、受信用ＰＮ発
生回路２４が出力する受信用ＰＮ信号の遅延量を、荒い
単位の第１のシフト量又は第１のシフト量より細かい単
位の第２のシフト量毎に、順次変化させるものである。
すなわち、受信用ＰＮ遅延回路２３は、送信用ＰＮ信号
の送信開始時から第１のシフト量で特定回数分（例え
ば、障害物の必要検出距離分に相当する回数分）遅延さ
せて、上記受信用ＰＮ信号を順次シフトさせて発生さ
せ、相関がとれると、上記相関がとれたシフト回数の前
後１シフト分を含む３シフト分を、第２のシフト量で遅
延させて、上記受信用ＰＮ信号を順次シフトさせる。

【００１７】受信用ＰＮ発生回路２４は、相関演算部２
５と接続されており、受信用ＰＮ遅延回路２３から出力
される遅延量に基づき、受信用ＰＮ信号を順次シフトさ
せて発生させ、上記相関演算部２５に出力する。相関演
算部２５は、ミキサー１７，１８から入力する受信信号
と、受信用ＰＮ発生回路２４から入力する受信用ＰＮ信
号との相関演算を行う。すなわち、相関演算部は、まず
荒い単位の第１のシフト量で障害物の必要検出距離分に
相当する回数分だけ相関演算を行い、そして相関がとれ
たシフト回数の前後１シフト分を含む３シフト分を、細
かい単位に設定し直した第２のシフト量で相関演算を行
う。

【００１８】また、ミキサー２０は、ミキサー１８及び
中間周波数発振回路２２に接続されており、ミキサー１
８から入力する合成信号に、ドップラーカウンター２６
で処理しやすい周波数成分を含む中間周波数発振回路２
２の基本発振信号を加えて、ドップラー周波数を生成
し、上記ドップラー周波数をドップラーカウンター２６
に出力している。ドップラーカウンター２６は、相対速
度を算出するためのドップラー周波数をカウントして、
図示しない演算制御部等に出力している。

【００１９】次に本実施例における相関演算原理につい
て、図２の波形図を用いて説明する。まず、送信アンテ
ナ１１から送信される送信波は、図２（ａ）に示される
ような構成の送信用ＰＮ信号によって変調される。一般
にＳＳ方式に使用されるＰＮ信号は、チップを１単位と
しており、上記チップの集合体をエポックとしている。
本実施例では、例えば１チップ長を５０ｎｓとし、１エ
ポックを１０２４チップとして説明する。

【００２０】このようなＰＮ信号によって、位相変調回
路１３で変調された送信波が送信アンテナ１１から移動
体前方に送出され、障害物に反射して戻り、図２（ｂ）
に示されるような受信波が受信アンテナ１２によって受
信される。上記受信波は、送信波に対し、障害物との間
を伝波が伝搬するのに要した時間Ｔだけ遅延した受信信
号として得られる。

【００２１】一方、受信用ＰＮ発生回路２４から出力さ
れる受信用ＰＮ信号は、送信用ＰＮ信号と同一構成にな
っているが、１エポックを送信する毎に、受信用ＰＮ遅
延回路２３によって１チップ長づつ遅延させられてい
る。これら受信信号及び受信用ＰＮ信号は、相関演算部
２５において、排他的論理和の否定がデジタルコードと
してとられ、その結果が積分値として出力される。すな
わち、両信号のチップが一致した場合には、上記デジタ
ルコードは、“１”となり、一致しない場合には、“−
１”となり、これらの値が積分される。上記受信信号と
受信用ＰＮ信号が一致した場合には、積分値は最大値と
なる。なお、上記相関演算部２５が行うこれら演算を相
関演算と呼び、この相関演算の結果が最大値になること
を相関がとれるという。

【００２２】ところで、上記受信信号と受信用ＰＮ信号
がほぼ一致する、すなわち受信用ＰＮ信号が図２（ｃ）
に示すようになると、相関演算の結果は、最大値にな
る。この受信用ＰＮ信号のシフト量の単位を５０ｎｓ程
度とし、例えば８ｍの相対距離の測定精度で２００ｍま
での障害物を検出しようとすると、距離算出までに要す
る時間ｔは、 ｔ＝５０ｎｓ×１０２４チップ×（２００ｍ／８ｍ）＝１．２８ｍｓ …(1) となる。しかし、この場合の相対距離の測定精度は、８
ｍであり、自動車の場合を考慮すると、上記８ｍの測定
精度は、大きすぎる。従って、上記測定精度は、１ｍ程
度が適当かと考えられる。測定精度を上げるためには、
シフト量の単位を小さくすれば良いが、最初から小さい
シフト時間で相対演算を行うと、シフトさせる回数が多
くなる。すなわち、演算回数が多くなり、２００ｍまで
距離算出させる時間ｔは、 ｔ＝５０ｎｓ×１０２４チップ×（２００ｍ／１ｍ）＝１０．２４ｍｓ …(2) となる。

【００２３】本実施例の距離算出では、上記算出方法の
良い部分を組み合わせて行うものである。すなわち、本
実施例では、まず第１の相関演算処理として、５０ｎｓ
（１チップ長）の大きい単位のシフト量で、受信用ＰＮ
信号をシフトさせながら相関演算を行う。この相関演算
では、受信用ＰＮ信号が図２（ｂ）に示されるような受
信波の近辺までシフトされ、図２（ｃ）に示されるよう
になると、相関演算結果は、図３に示されるようにな
る。この演算結果は、受信信号及び受信用ＰＮ信号が一
番近くなる部分で相関値がピークに達するが、±１シフ
ト量の部分（図２（ｄ），（ｆ）参照）でも相関がとれ
る可能性があることを示している。従って、上記５０ｎ
ｓ単位のシフト量での相関演算が障害物の必要検出距離
分、ここでは２００ｍに相当する２５回分だけ終了した
ら、相関値がピークに達する±１シフトの領域で、第２
の相関演算処理を行う。

【００２４】上記第２の相関演算処理としては、シフト
量の単位を小さくして相関演算を行うこととする。すな
わち、本実施例では、５０ｎｓの１／８に相当する６．
２５ｎｓにシフト量の単位ｄｔを設定し直して、上記第
１の相関演算処理と同様に距離の算出を行う。この相関
演算では、受信用ＰＮ信号が図２（ｅ）に示されるよう
なｄｔでシフトされて、相関演算がなされる。

【００２５】つまり、必要検出距離の２００ｍ以内に障
害物が１個あれば、第１の演算処理で２５回相関演算が
なされ、第２の演算処理では、３チップ×８ｍ＝２４
回、第１と第２の演算処理を合計して、２５＋２４＝４
９回演算を行えば、測定精度１ｍが得られることにな
る。この場合の距離算出に要する時間ｔは、 ｔ＝５０ｎｓ×１０２４チップ×２５＋５０ｎｓ×１０２４チップ×２４ ＝２．５１ｍｓ …(3) となる。

【００２６】従って、本実施例では、式(3)を式(2)の場
合と比較すると、演算回数が減り、距離算出に要する時
間が約１／４になるので、距離の測定精度を落とすこと
なく、検出時間を大幅に短縮することができる。なお、
上記実施例では、必要検出距離が２００ｍ区間に障害物
が１個ある場合について説明したが、本発明では、障害
物が複数存在する場合にも、これらの検出が可能であ
る。この場合には、第２の演算処理を複数回行えば良
い。例えば、障害物が２個存在する場合には、検出時間
ｔは、 ｔ＝５０ｎｓ×１０２４チップ×２５＋５０ｎｓ×１０２４チップ×２４×２ ＝３．７４ｍｓ …(4) となる。

【００２７】障害物が８個存在する場合には、検出時間
ｔは、 ｔ＝５０ｎｓ×１０２４チップ×２５＋５０ｎｓ×１０２４チップ×２４×８ ＝１１．１１ｍｓ …(5) となる。障害物が９個存在する場合には、検出時間ｔ
は、 ｔ＝５０ｎｓ×１０２４チップ×２５＋５０ｎｓ×１０２４チップ×２４×９ ＝１２．３４ｍｓ …(6) となる。

【００２８】また、検出時間が最大になる値ｔは、 ｔ＝５０ｎｓ×１０２４チップ×２５＋５０ｎｓ×１０２４チップ×２００ ＝１１．５２ｍｓ …(7) となる。従って、本実施例では、式(4)〜(7)の値を比較
すると、障害物が８個以下の場合には、距離算出時間の
短縮になることが判明した。また、障害物の個数が２０
０ｍ区間に９個以上存在する場合には、第１の演算処理
の後、第２の演算処理を行わず、ｄｔを６．２５ｎｓの
細かいシフト量の単位に設定し直して、単純に２００回
だけ相関演算を行えば良い。なお、障害物が自動車の場
合には、通常２００ｍ区間に７〜８台の自動車が存在す
ることは少なく、本実施例のレーダ装置によれば、障害
物までの算出時間の短縮を大幅に改善できる。

【００２９】また、本発明のレーダ装置は、図１に示し
た第１実施例の構成に限らず、例えば図４に示すような
構成の第２実施例も考えられる。この第２実施例では、
送受信一体型のアンテナ３０を用い、サーキュレータ３
１によって送受信信号を分離するもので、本実施例によ
っても、上述した第１実施例と同様の効果を得ることが
できる。なお、第２実施例において、第１実施例と同様
の構成部分については、同一符号とした。

【００３０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明では、移動
体の進行方向に送信用疑似信号で変調され、かつ、所定
単位で構成された電波を送信するとともに、当該電波の
反射波を受信して、該電波の遅延時間から反射に係る障
害物との相対距離を検知する移動体用レーダ装置におい
て、前記送信用疑似信号と同一構造を有し、かつ、前記
電波の送信時から、少なくとも第１の所定遅延量又は第
２の所定遅延量毎に遅延量を順次変化させた受信用疑似
信号を発生させる信号発生手段と、前記受信信号と、前
記第１の所定遅延量毎に遅延量を順次変化させた受信用
疑似信号との相関がとれた場合に、前記信号発生手段を
制御して前記受信疑似信号の遅延量を第２の所定遅延量
毎に変化させる遅延量変化手段と、前記受信信号と、前
記第１の所定遅延量毎に遅延量を変化された受信用疑似
信号との相関演算を所定距離に相当する単位数分行い、
相関がとれた場合に、当該相関が現れた前後１単位を含
めた３単位の遅延箇所の受信信号と、前記第２の所定遅
延量毎に遅延量を順次変化させた受信用疑似信号との相
関演算を行う相関演算手段とを備えたので、測定精度を
落とすことなく、短時間で障害物までの距離を検出でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る移動体用レーダ装置の構成の第１
実施例を示すブロック図である。

【図２】第１実施例における相関演算原理を説明するた
めの波形図である。

【図３】図１に示した相関演算部による相関演算結果を
示す図である。

【図４】本発明に係る移動体用レーダ装置の構成の第２
実施例を示すブロック図である。

【符号の説明】

１１ 送信アンテナ １２ 受信アンテナ １３ 位相変調回路 １４ 送信用ＰＮ発生回路 １５ 送信用発振回路 １６ 符号設定回路 １７〜２０ ミキサー ２１ 位相シフト回路 ２２ 中間周波数発振回路 ２３ 受信用ＰＮ遅延回路 ２４ 受信用ＰＮ発生回路 ２５ 相関演算部

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 移動体の進行方向に送信用疑似信号で変
   調され、かつ、所定単位で構成された電波を送信すると
   ともに、当該電波の反射波を受信信号として受信して、
   該電波の遅延時間から反射に係る障害物との相対距離を
   検知する移動体用レーダ装置において、 前記送信用疑似信号と同一構造を有し、かつ、前記電波
   の送信時から、少なくとも第１の所定遅延量又は第２の
   所定遅延量毎に遅延量を順次変化させた受信用疑似信号
   を発生させる信号発生手段と、 前記受信信号と、前記第１の所定遅延量毎に遅延量を順
   次変化させた受信用疑似信号との相関がとれた場合に、
   前記信号発生手段を制御して前記受信疑似信号の遅延量
   を第２の所定遅延量毎に変化させる遅延量変化手段と、 前記受信信号と、前記第１の所定遅延量毎に遅延量を変
   化された受信用疑似信号との相関演算を所定距離に相当
   する単位数分行い、相関がとれた場合に、当該相関が現
   れた前後１単位を含めた３単位の遅延箇所の受信信号
   と、前記第２の所定遅延量毎に遅延量を順次変化させた
   受信用疑似信号との相関演算を行う相関演算手段とを備
   えたことを特徴とする移動体用レーダ装置。