JPH0715726A - 衛星放送受信機 - Google Patents
衛星放送受信機Info
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- JPH0715726A JPH0715726A JP14949093A JP14949093A JPH0715726A JP H0715726 A JPH0715726 A JP H0715726A JP 14949093 A JP14949093 A JP 14949093A JP 14949093 A JP14949093 A JP 14949093A JP H0715726 A JPH0715726 A JP H0715726A
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- frequency
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- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 簡略な回路構成にて安価にＣ／Ｎ比に応じた
出力電圧を得ることのできる衛星放送受信機を提供する
こと 。 【構成】 屋外コンバータで周波数変換された放送衛星
からの信号を周波数変換手段３で第２中間周波信号に変
換し、前記第２中間周波数のＦＭ信号を検波手段７を通
して映像・音声信号のベースバンド信号を得、映像信号
を音声ＢＰＦ１１でフィルタリングして除去し、４相位
相変調された音声信号の復調出力の誤り検出パルス１７
を積分手段１４で積分し、対数増幅手段１５で対数増幅
してＣ／Ｎ比出力電圧を得る。
出力電圧を得ることのできる衛星放送受信機を提供する
こと 。 【構成】 屋外コンバータで周波数変換された放送衛星
からの信号を周波数変換手段３で第２中間周波信号に変
換し、前記第２中間周波数のＦＭ信号を検波手段７を通
して映像・音声信号のベースバンド信号を得、映像信号
を音声ＢＰＦ１１でフィルタリングして除去し、４相位
相変調された音声信号の復調出力の誤り検出パルス１７
を積分手段１４で積分し、対数増幅手段１５で対数増幅
してＣ／Ｎ比出力電圧を得る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル伝送方式の受
信装置に係り、特に衛星放送受信機に関する。
信装置に係り、特に衛星放送受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】一般に、衛星放送（以下、ＢＳ放送とい
う）を受信する衛星受信機は、屋外に配置されるパラボ
ラアンテナおよび第１コンバータにより１２ＧＨｚ帯の
衛星放送信号を周波数１．２ＧＨｚ帯のＢＳ中間周波数
に変換し、屋内ユニットのＢＳチューナに供給する。屋
内ユニットのＢＳチューナは、第２コンバータによりＢ
Ｓ中間周波数信号を、第２中間周波信号に変換し、ＦＭ
（Frequency Modulation）復調を行い、ベースバンドの
映像信号とＰＣＭ（Pulse Code Modulation）音声信号
を取り出すようにしている。
う）を受信する衛星受信機は、屋外に配置されるパラボ
ラアンテナおよび第１コンバータにより１２ＧＨｚ帯の
衛星放送信号を周波数１．２ＧＨｚ帯のＢＳ中間周波数
に変換し、屋内ユニットのＢＳチューナに供給する。屋
内ユニットのＢＳチューナは、第２コンバータによりＢ
Ｓ中間周波数信号を、第２中間周波信号に変換し、ＦＭ
（Frequency Modulation）復調を行い、ベースバンドの
映像信号とＰＣＭ（Pulse Code Modulation）音声信号
を取り出すようにしている。
【０００３】ＢＳ放送電波は、伝送中の歪が少なく、干
渉妨害を受けにくく、微弱電波でも良好な画像が得られ
るＦＭ方式が採用されている。映像信号の伝送は、４．
５ＭＨｚを最高周波数とするＮＴＳＣ（National telev
ision System Committee）方式の信号を用い、ＰＣＭ化
した音声信号の伝送は５．７３ＭＨｚの副搬送波をＰＳ
Ｋ（Phase Shift Keying）変調するディジタル副搬送方
式を用いている。
渉妨害を受けにくく、微弱電波でも良好な画像が得られ
るＦＭ方式が採用されている。映像信号の伝送は、４．
５ＭＨｚを最高周波数とするＮＴＳＣ（National telev
ision System Committee）方式の信号を用い、ＰＣＭ化
した音声信号の伝送は５．７３ＭＨｚの副搬送波をＰＳ
Ｋ（Phase Shift Keying）変調するディジタル副搬送方
式を用いている。
【０００４】ＢＳ放送で放送衛星からの入力電波をパラ
ボラ等の受信アンテナを用いて受信する際、受信アンテ
ナの向きにより受信状態が大きく左右される為に、常に
ＢＳ衛星に対して受信アンテナを正確に向けるように制
御しなければならない。従って、一般にＢＳ放送用の受
信機は受信した信号の強さ（Ｃ／Ｎ比）を検出する手段
を具備している。
ボラ等の受信アンテナを用いて受信する際、受信アンテ
ナの向きにより受信状態が大きく左右される為に、常に
ＢＳ衛星に対して受信アンテナを正確に向けるように制
御しなければならない。従って、一般にＢＳ放送用の受
信機は受信した信号の強さ（Ｃ／Ｎ比）を検出する手段
を具備している。
【０００５】従来のＣ／Ｎ比検出回路では、ＦＭ変調に
て送られてくる放送波を受信し、ＦＭ検波した後の、ノ
イズ量を検出し、Ｃ／Ｎ比とする方法がとられていた。
て送られてくる放送波を受信し、ＦＭ検波した後の、ノ
イズ量を検出し、Ｃ／Ｎ比とする方法がとられていた。
【０００６】図４に従来のＣ／Ｎ比検出装置を具備した
衛星放送受信機を示す。
衛星放送受信機を示す。
【０００７】従来、この種の装置としては、図４に示す
ように、放送衛星からのＳＨＦ（Super High Frquenc
y：３ＧＨｚ〜３０ＧＨｚ）のＲＦ信号が、パラボラ等
の受信アンテナ１で受信され、図示しない屋外コンバー
タで周波数変換後、第１中間周波信号（以下第１Ｉ
Ｆ）となり、この信号は図示しないダウンコンバータで
選局される。この第１ＩＦは、ＲＦアンプ２に供給され
増幅される。前記ＲＦアンプ２で増幅された第１ＩＦ
は、バンドパスフィルター（以下ＢＰＦ）４と、ミキサ
５と、局部発振器６とで構成される変換手段に供給され
る。前記ＢＰＦ４によりフィルタリングされたＩＦ信号
は、ミキサで局部発振機６からの信号と混合され、第２
中間周波数（以下第２ＩＦ）に変換される。第２ＩＦ
は、周波数変換された後、ＢＰＦ８とＦＭ検波回路９で
構成されるＦＭ検波手段７に供給され、ＢＰＦ８を介し
てＦＭ検波回路９に入力される。ＦＭ検波回路９の出力
は、映像・音声信号を含んだベースバンド信号２０に復
調される。
ように、放送衛星からのＳＨＦ（Super High Frquenc
y：３ＧＨｚ〜３０ＧＨｚ）のＲＦ信号が、パラボラ等
の受信アンテナ１で受信され、図示しない屋外コンバー
タで周波数変換後、第１中間周波信号（以下第１Ｉ
Ｆ）となり、この信号は図示しないダウンコンバータで
選局される。この第１ＩＦは、ＲＦアンプ２に供給され
増幅される。前記ＲＦアンプ２で増幅された第１ＩＦ
は、バンドパスフィルター（以下ＢＰＦ）４と、ミキサ
５と、局部発振器６とで構成される変換手段に供給され
る。前記ＢＰＦ４によりフィルタリングされたＩＦ信号
は、ミキサで局部発振機６からの信号と混合され、第２
中間周波数（以下第２ＩＦ）に変換される。第２ＩＦ
は、周波数変換された後、ＢＰＦ８とＦＭ検波回路９で
構成されるＦＭ検波手段７に供給され、ＢＰＦ８を介し
てＦＭ検波回路９に入力される。ＦＭ検波回路９の出力
は、映像・音声信号を含んだベースバンド信号２０に復
調される。
【０００８】ここで前記ＦＭ検波回路９で復調された映
像・音声出力信号２０は、それぞれ図示しない各処理回
路へ供給されるが、ＦＭ復調された信号２０の内、映像
・音声信号に影響のない周波数成分を搬送波対雑音比
（以下Ｃ／Ｎ比）検出用の信号とし、ノイズとしてノイ
ズＢＰＦ１８で抽出する。ＢＰＦ１８は後続のノイズ検
波回路１９と共にＣ／Ｎ比検出手段１６を構成するもの
とする。上記ノイズＢＰＦ１８の出力ノイズの大きさ
は、アンテナ１が受信したＢＳ放送波のＣ／Ｎ比に比例
する量とし検出されるため、このノイズをノイズ検波回
路１９により直流電圧に変換し、Ｃ／Ｎ比出力電圧２１
としている。
像・音声出力信号２０は、それぞれ図示しない各処理回
路へ供給されるが、ＦＭ復調された信号２０の内、映像
・音声信号に影響のない周波数成分を搬送波対雑音比
（以下Ｃ／Ｎ比）検出用の信号とし、ノイズとしてノイ
ズＢＰＦ１８で抽出する。ＢＰＦ１８は後続のノイズ検
波回路１９と共にＣ／Ｎ比検出手段１６を構成するもの
とする。上記ノイズＢＰＦ１８の出力ノイズの大きさ
は、アンテナ１が受信したＢＳ放送波のＣ／Ｎ比に比例
する量とし検出されるため、このノイズをノイズ検波回
路１９により直流電圧に変換し、Ｃ／Ｎ比出力電圧２１
としている。
【０００９】一般に、ＢＳ受信機では、このＣ／Ｎ比出
力電圧１６を機器前面のパネルに数値表示を行ったり、
ＴＶ画面上に表示を行うなどパラボラアンテナ設置の際
の方向調整の目安に使われている。
力電圧１６を機器前面のパネルに数値表示を行ったり、
ＴＶ画面上に表示を行うなどパラボラアンテナ設置の際
の方向調整の目安に使われている。
【００１０】ところで、上記従来の衛星放送受信機に
は、Ｃ／Ｎ比検出手段１６が独立に必要となっており、
回路規模が大きくなる事、またノイズを抽出するＢＰＦ
１８がＬＣフィルターあるいは高次のアクティブフィル
ター等で構成するため比較的高価でコスト面のデメリッ
トが大きいなどの欠点があった。
は、Ｃ／Ｎ比検出手段１６が独立に必要となっており、
回路規模が大きくなる事、またノイズを抽出するＢＰＦ
１８がＬＣフィルターあるいは高次のアクティブフィル
ター等で構成するため比較的高価でコスト面のデメリッ
トが大きいなどの欠点があった。
【００１１】また、回路の性能の点から、ノイズＢＰＦ
１８の通過周波数帯域が映像信号・音声信号より高い周
波数に選定されるため、ＦＭ検波回路９の周波数特性を
高域まで平坦な特性にすることが必要となり、本来の映
像・音声信号に対してのＦＭ検波回路９の仕様に対し、
過剰な仕様値が要求され、コスト高を招く欠点を有して
いた。
１８の通過周波数帯域が映像信号・音声信号より高い周
波数に選定されるため、ＦＭ検波回路９の周波数特性を
高域まで平坦な特性にすることが必要となり、本来の映
像・音声信号に対してのＦＭ検波回路９の仕様に対し、
過剰な仕様値が要求され、コスト高を招く欠点を有して
いた。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】上記の如く、Ｃ／Ｎ比
検出手段を映像・音声信号とは別に設ける必要があり、
回路規模が大きくなり、高価なＬＣフィルター、高次の
アクティブフィルターなどで構成するため、コストが高
くなると共に回路性能として、ノイズＢＰＦの通過帯域
の遮断周波数が映像・音声信号より高くする必要がある
ため、ＦＭ検波器の周波数特性を高域まで平坦にする事
が要求され、本来の映像・音声信号に対してのＦＭ検波
器の仕様に対し、過剰な仕様値が要求され、コスト高を
招く欠点があった。
検出手段を映像・音声信号とは別に設ける必要があり、
回路規模が大きくなり、高価なＬＣフィルター、高次の
アクティブフィルターなどで構成するため、コストが高
くなると共に回路性能として、ノイズＢＰＦの通過帯域
の遮断周波数が映像・音声信号より高くする必要がある
ため、ＦＭ検波器の周波数特性を高域まで平坦にする事
が要求され、本来の映像・音声信号に対してのＦＭ検波
器の仕様に対し、過剰な仕様値が要求され、コスト高を
招く欠点があった。
【００１３】そこで、本発明はこのような問題に鑑み、
簡略な回路構成にて安価にＣ／Ｎ比に応じた出力電圧を
得ることのできる衛星放送受信機を提供することを目的
とするものである。
簡略な回路構成にて安価にＣ／Ｎ比に応じた出力電圧を
得ることのできる衛星放送受信機を提供することを目的
とするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】請求項１記載の本発明に
よる衛星放送受信機は、第１のコンバータで周波数変換
された放送衛星からの第１の中間周波信号を第２の中間
周波信号に変換する変換手段と、前記第２の中間周波数
のＦＭ信号を検波し、映像・音声信号を含んだベースバ
ンド信号に復調する検波手段と、前記ベースバンド信号
の内の映像信号を除去してＱＰＳＫ変調音声信号を復調
する復調手段と、前記復調手段の出力の誤りをパルス状
信号として検出する誤り検出手段と、前記誤り検出手段
の出力信号を積分して誤りの頻度に応じた直流電圧を出
力する積分手段と、前記積分手段の出力を対数増幅し、
Ｃ／Ｎ比に比例した直流電圧を得る対数増幅手段とを具
備したことを特徴とするものである。
よる衛星放送受信機は、第１のコンバータで周波数変換
された放送衛星からの第１の中間周波信号を第２の中間
周波信号に変換する変換手段と、前記第２の中間周波数
のＦＭ信号を検波し、映像・音声信号を含んだベースバ
ンド信号に復調する検波手段と、前記ベースバンド信号
の内の映像信号を除去してＱＰＳＫ変調音声信号を復調
する復調手段と、前記復調手段の出力の誤りをパルス状
信号として検出する誤り検出手段と、前記誤り検出手段
の出力信号を積分して誤りの頻度に応じた直流電圧を出
力する積分手段と、前記積分手段の出力を対数増幅し、
Ｃ／Ｎ比に比例した直流電圧を得る対数増幅手段とを具
備したことを特徴とするものである。
【００１５】
【作用】本発明においては、従来、独立に設けられてい
たノイズ検出手段を省略することができ、音声信号処理
過程に従来より、設けられている誤り検出回路に簡単な
回路を付加するだけで、独立な回路を構成する事なく、
Ｃ／Ｎ比検出回路を構成する事ができる。
たノイズ検出手段を省略することができ、音声信号処理
過程に従来より、設けられている誤り検出回路に簡単な
回路を付加するだけで、独立な回路を構成する事なく、
Ｃ／Ｎ比検出回路を構成する事ができる。
【００１６】
【実施例】図１は本発明の衛星放送受信機の一実施例を
示すブロック図である。図４と同一の構成要素には同符
号を付して説明する。
示すブロック図である。図４と同一の構成要素には同符
号を付して説明する。
【００１７】図１において、１２ＧＨｚ帯の衛星放送信
号を受信アンテナ１で受信し、その後図示しない周波数
コンバータで周波数１．２ＧＨｚ帯の第１ＩＦに変換
し、後段の周波数変換手段３にて希望局が選択される。
号を受信アンテナ１で受信し、その後図示しない周波数
コンバータで周波数１．２ＧＨｚ帯の第１ＩＦに変換
し、後段の周波数変換手段３にて希望局が選択される。
【００１８】第１ＩＦは、ＲＦアンプ２に供給され、増
幅される。前記ＲＦアンプ２で増幅された第１ＩＦは、
ＢＰＦ４と、ミキサ５と、局部発信器６とで構成される
変換手段３に供給される。前記ＢＰＦ４によりフィルタ
リングされたＩＦ信号は、ミキサ５で局部発振器６から
の信号と混合され、第２ＩＦに変換される。第２ＩＦ
は、周波数変換された後、ＢＰＦ６とＦＭ検波回路９で
構成されるＦＭ検波手段７に供給され、ＢＰＦ６を介し
てＦＭ検波回路９に入力される。ＦＭ検波回路９にて、
映像・音声処理信号を含んだベースバンド信号に復調さ
れる。
幅される。前記ＲＦアンプ２で増幅された第１ＩＦは、
ＢＰＦ４と、ミキサ５と、局部発信器６とで構成される
変換手段３に供給される。前記ＢＰＦ４によりフィルタ
リングされたＩＦ信号は、ミキサ５で局部発振器６から
の信号と混合され、第２ＩＦに変換される。第２ＩＦ
は、周波数変換された後、ＢＰＦ６とＦＭ検波回路９で
構成されるＦＭ検波手段７に供給され、ＢＰＦ６を介し
てＦＭ検波回路９に入力される。ＦＭ検波回路９にて、
映像・音声処理信号を含んだベースバンド信号に復調さ
れる。
【００１９】ＢＳでは、音声信号は、副搬送波を５．７
３ＭＨZとする４相位相変調にて送られており、音声Ｂ
ＰＦ１１とＱＰＳＫ復調回路１２とで構成される復調手
段１０に映像・音声信号を含んだベースバンド信号が供
給され、前記音声ＢＰＦ１１で映像信号が除去さ れ、
ＱＰＳＫ復調回路１２で復調される。
３ＭＨZとする４相位相変調にて送られており、音声Ｂ
ＰＦ１１とＱＰＳＫ復調回路１２とで構成される復調手
段１０に映像・音声信号を含んだベースバンド信号が供
給され、前記音声ＢＰＦ１１で映像信号が除去さ れ、
ＱＰＳＫ復調回路１２で復調される。
【００２０】本来の音声処理はディジタル信号として、
ＢＳフォーマットのＰＣＭ信号としてＰＣＭデコード・
誤り訂正処理を行うＰＣＭデコード・誤り検出手段１３
でＰＣＭ復調および誤り検出が行われ、最終的に図示し
ないディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）によ
りアナログ音声信号に変換される。
ＢＳフォーマットのＰＣＭ信号としてＰＣＭデコード・
誤り訂正処理を行うＰＣＭデコード・誤り検出手段１３
でＰＣＭ復調および誤り検出が行われ、最終的に図示し
ないディジタル／アナログ変換器（Ｄ／Ａ変換器）によ
りアナログ音声信号に変換される。
【００２１】前記誤り検出手段１３で検出された誤り検
出信号１７は、パルス状の信号となり、誤りの程度に応
じた数のパルスが出力される。
出信号１７は、パルス状の信号となり、誤りの程度に応
じた数のパルスが出力される。
【００２２】前記誤り検出パルスを積分回路１４へ供給
して積分することにより、誤りの頻度に応じた直流電圧
を得、さらに成する対数増幅器１５で対数増幅し、Ｃ／
Ｎ比に比例したＣ／Ｎ比直流電圧１６を呈している。
して積分することにより、誤りの頻度に応じた直流電圧
を得、さらに成する対数増幅器１５で対数増幅し、Ｃ／
Ｎ比に比例したＣ／Ｎ比直流電圧１６を呈している。
【００２３】次に、上記実施例の動作を図２、３を参照
して説明する。
して説明する。
【００２４】本実施例では、音声処理過程にて行われて
いる誤り処理を利用してＣ／Ｎ比検出を行うものであ
る。
いる誤り処理を利用してＣ／Ｎ比検出を行うものであ
る。
【００２５】ＢＳ音声の誤り訂正には、通常、ＢＣＨ
ＳＥＣーＤＥＤ（６３、５６）誤り訂正符号が用いられ
ている。
ＳＥＣーＤＥＤ（６３、５６）誤り訂正符号が用いられ
ている。
【００２６】通常、符号化による誤りの検出・訂正は本
来伝達すべき情報に余分なもの（冗長性）を一定の規則
に従って付加して送信し、それを受信する側でこの規則
に従っているかどうかを調べ、その結果によって、誤り
の検出や訂正を行うものである。
来伝達すべき情報に余分なもの（冗長性）を一定の規則
に従って付加して送信し、それを受信する側でこの規則
に従っているかどうかを調べ、その結果によって、誤り
の検出や訂正を行うものである。
【００２７】ＢＣＨ（Bose Chaudhuri Hocquenghem）は
巡回符号の誤り検出符号でデータ列を高次多項式とし、
生成多項式で除算回路を形成し、高次多項式を生成多項
式で除算し、剰余を検出することにより１ビット誤り、
２ビット誤り、バースト誤り等の誤り検出または誤り訂
正を可能にしている。
巡回符号の誤り検出符号でデータ列を高次多項式とし、
生成多項式で除算回路を形成し、高次多項式を生成多項
式で除算し、剰余を検出することにより１ビット誤り、
２ビット誤り、バースト誤り等の誤り検出または誤り訂
正を可能にしている。
【００２８】ＢＣＨ ＳＥＣ（Single Error Correctin
g）−ＤＥＤ（Double Error Detecting）の誤り検出能
力は、１ビットエラーに関しては誤りを訂正する事がで
き、２ビットエラーに関しては検出のみする事ができ
る。
g）−ＤＥＤ（Double Error Detecting）の誤り検出能
力は、１ビットエラーに関しては誤りを訂正する事がで
き、２ビットエラーに関しては検出のみする事ができ
る。
【００２９】従って、２ビットエラーは２重誤りとし
て、検出され、図２に示すように、誤りを検出した場
合、ハイレベル（High）、誤りが検出されない場合に
は、ローレベル（Low）というように、時間軸に対し
て、パルス状の信号が得られる。
て、検出され、図２に示すように、誤りを検出した場
合、ハイレベル（High）、誤りが検出されない場合に
は、ローレベル（Low）というように、時間軸に対し
て、パルス状の信号が得られる。
【００３０】このパルスを図示しないカウンタでカウン
トすることにより、単位時間内の誤り回数を検出するこ
とができる。
トすることにより、単位時間内の誤り回数を検出するこ
とができる。
【００３１】また、前記パルスをある時定数を与えた積
分回路１４に供給することにより、誤りの頻度に応じた
直流電圧を得る事ができる。
分回路１４に供給することにより、誤りの頻度に応じた
直流電圧を得る事ができる。
【００３２】一般的に、受信したＢＳ信号のＣ／Ｎ比は
誤りの発生する割合を示すビット誤り率（BER:Bit Erro
r Rate）と密接な関係があることが知られている。
誤りの発生する割合を示すビット誤り率（BER:Bit Erro
r Rate）と密接な関係があることが知られている。
【００３３】図３にビット誤り率とＢＳ信号のＣ／Ｎ比
の関係（衛星放送ＣＡＴＶ技術：財団法人電波技術協会
（ＰＡＲＴ２、各種電送方式と今後の課題）Ｐ４９より
抜粋）を示す。
の関係（衛星放送ＣＡＴＶ技術：財団法人電波技術協会
（ＰＡＲＴ２、各種電送方式と今後の課題）Ｐ４９より
抜粋）を示す。
【００３４】横軸はＣ／Ｎ比、縦軸はＢＥＲでありＱ
（Ｚ）で示してある。
（Ｚ）で示してある。
【００３５】ＢＥＲは、たとえば、１０8 ＢＩＴ中の１
ビットの誤りがあると１０−8と表される。ＢＥＲは伝
送品質を示す値として用いられている。
ビットの誤りがあると１０−8と表される。ＢＥＲは伝
送品質を示す値として用いられている。
【００３６】上記Ｑ（Ｚ）はＣ／Ｎ比の増加方向に対し
て、指数関数的に減少しており、
て、指数関数的に減少しており、
【数１】 で示される関係がある。
【００３７】従って、上記積分回路１４の信号を対数増
幅回路１５で増幅することにより、次式に示すように、
誤り検出の頻度にほぼ比例した出力をＣ／Ｎ比出力電圧
２１として得ることができる。
幅回路１５で増幅することにより、次式に示すように、
誤り検出の頻度にほぼ比例した出力をＣ／Ｎ比出力電圧
２１として得ることができる。
【数２】 尚、上記実施例では、誤り検出されたパルスを積分して
直流出力を得る構成をしたが、誤り検出されたパルスを
カウンタでカウントして、その出力を直接Ｃ／Ｎ比の値
としてＴＶ画面上に表示する構成にしてもよい。
直流出力を得る構成をしたが、誤り検出されたパルスを
カウンタでカウントして、その出力を直接Ｃ／Ｎ比の値
としてＴＶ画面上に表示する構成にしてもよい。
【００３８】尚、上記実施例では、現行のＢＳ放送につ
いて説明したが、本発明はこれに限定されずＭＵＳＥ方
式による衛星ハイビジョン放送のＰＣＭ音声処理や、他
の衛星（例えば、ＣＳ）を利用したディジタル伝送の受
信装置に応用することが可能である。
いて説明したが、本発明はこれに限定されずＭＵＳＥ方
式による衛星ハイビジョン放送のＰＣＭ音声処理や、他
の衛星（例えば、ＣＳ）を利用したディジタル伝送の受
信装置に応用することが可能である。
【００３９】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、従来
のノイズ検出手段を独立に設けることなく、音声処理過
程より得られる誤り検出信号を利用し、Ｃ／Ｎ比の検出
を後段に簡易な回路を付加することで可能することがで
き、回路の簡略化が図れるとともにコストの低減が図れ
るという効果がある。
のノイズ検出手段を独立に設けることなく、音声処理過
程より得られる誤り検出信号を利用し、Ｃ／Ｎ比の検出
を後段に簡易な回路を付加することで可能することがで
き、回路の簡略化が図れるとともにコストの低減が図れ
るという効果がある。
【図１】本発明による衛星放送受信機の一実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】図１の誤り検出手段の出力波形を示した図であ
る。
る。
【図３】ＢＳ受信装置のＣ／Ｎ比と受信ＢＥＲの関係を
示した図である。
示した図である。
【図４】従来の衛星放送受信機を示すブロック図であ
る。
る。
９ …ＦＭ検波回路 １０…復調手段 １１…音声ＢＰＦ １２…ＱＰＳＫ復調回路 １３…誤り検出手段 １４…積分手段 １５…対数増幅手段 １６…Ｃ／Ｎ比出力電圧 １７…誤りパルス信号 １８…ノイズＢＰＦ １９…ノイズ検波回路 ２０…映像・音声出力信号
Claims (1)
- 【請求項１】第１のコンバータで周波数変換された放送
衛星からの第１の中間周波信号を第２の中間周波信号に
変換する変換手段と、 前記第２の中間周波数のＦＭ信号を検波し、映像・音声
信号を含んだベースバンド信号に復調する検波手段と、 前記ベースバンド信号の内の映像信号を除去してＱＰＳ
Ｋ変調音声信号を復調する復調手段と、 前記復調手段の出力の誤りをパルス状信号として検出す
る誤り検出手段と前記誤り検出手段の出力信号を積分し
て誤りの頻度に応じた直流電圧を出力する積分手段と、 前記積分手段の出力を対数増幅し、Ｃ／Ｎ比に比例した
直流電圧を得る対数増幅手段とを具備したことを特徴と
する衛星放送受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14949093A JPH0715726A (ja) | 1993-06-21 | 1993-06-21 | 衛星放送受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14949093A JPH0715726A (ja) | 1993-06-21 | 1993-06-21 | 衛星放送受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0715726A true JPH0715726A (ja) | 1995-01-17 |
Family
ID=15476296
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14949093A Pending JPH0715726A (ja) | 1993-06-21 | 1993-06-21 | 衛星放送受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0715726A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000223922A (ja) * | 1999-01-29 | 2000-08-11 | Dx Antenna Co Ltd | 衛星追尾装置 |
-
1993
- 1993-06-21 JP JP14949093A patent/JPH0715726A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2000223922A (ja) * | 1999-01-29 | 2000-08-11 | Dx Antenna Co Ltd | 衛星追尾装置 |
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