JPH0716216B2 - ラールセン効果を抑制するための拡声器を介す聴取用増幅器の利得制御回路 - Google Patents
ラールセン効果を抑制するための拡声器を介す聴取用増幅器の利得制御回路Info
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- JPH0716216B2 JPH0716216B2 JP63039746A JP3974688A JPH0716216B2 JP H0716216 B2 JPH0716216 B2 JP H0716216B2 JP 63039746 A JP63039746 A JP 63039746A JP 3974688 A JP3974688 A JP 3974688A JP H0716216 B2 JPH0716216 B2 JP H0716216B2
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0088—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using discontinuously variable devices, e.g. switch-operated
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
- H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明は、マイクロホンとその関連増幅器を含み、さら
に特定すればラールセン効果（Larsen effect）を抑制
するための装置中の拡声器を介す聴取用増幅器（amplif
ier for listening）の利得制御回路に関連し、本質的
にこの回路はマイクロホンから到来する信号が所定のし
きい値を超える場合に拡声器を介す聴取用増幅器の利得
を低減する負帰還ループから構成されている。
に特定すればラールセン効果（Larsen effect）を抑制
するための装置中の拡声器を介す聴取用増幅器（amplif
ier for listening）の利得制御回路に関連し、本質的
にこの回路はマイクロホンから到来する信号が所定のし
きい値を超える場合に拡声器を介す聴取用増幅器の利得
を低減する負帰還ループから構成されている。
本発明はまた拡声電話機のこの利得制御回路の使用にも
また関連している。実際に良く知られていることである
が、その増幅器によって給電された拡声器と、その信号
が多少なりとも増幅器に直接印加されているマイクロホ
ンの双方を具えるすべてのシステムにおいて、拡声器と
マイクロホンとの間の音響的結合によるラールセン効果
によって発振の生じる危険性が存在する。これは例えば
拡声電話機の場合であって、そのケースでは本発明が特
に関連しているが、しかしそれのみではない。
また関連している。実際に良く知られていることである
が、その増幅器によって給電された拡声器と、その信号
が多少なりとも増幅器に直接印加されているマイクロホ
ンの双方を具えるすべてのシステムにおいて、拡声器と
マイクロホンとの間の音響的結合によるラールセン効果
によって発振の生じる危険性が存在する。これは例えば
拡声電話機の場合であって、そのケースでは本発明が特
に関連しているが、しかしそれのみではない。
拡声電話機において、ラールセン効果による発振状態を
抑制する手段を備える必要があり、そしてこの抑制は拡
声器増幅器の利得のかなりの低減によって自動的に起る
こと、すなわちどんな動作でも実行する電話機の使用者
無しで起ることが非常に望ましい。
抑制する手段を備える必要があり、そしてこの抑制は拡
声器増幅器の利得のかなりの低減によって自動的に起る
こと、すなわちどんな動作でも実行する電話機の使用者
無しで起ることが非常に望ましい。
種々の技術的解決法が既に提案されている。一般的に言
って、これらの解決法は、一方では「全か無かのタイプ
（all or nothing type）」あるいは比例タイプ（propo
rtional type）であり得る制御信号を出力に供給するこ
とでラールセン効果による発振状態を検出する回路を与
え、他方では可変利得前置増幅器段に影響を及ぼしかつ
利得低減を生ずるいわゆる制御回路を与えるか、それと
もラールセン効果を検出する回路が発振状態を確定する
場合に利得の全体的キャンセルを与えることからなると
言うことができる。
って、これらの解決法は、一方では「全か無かのタイプ
（all or nothing type）」あるいは比例タイプ（propo
rtional type）であり得る制御信号を出力に供給するこ
とでラールセン効果による発振状態を検出する回路を与
え、他方では可変利得前置増幅器段に影響を及ぼしかつ
利得低減を生ずるいわゆる制御回路を与えるか、それと
もラールセン効果を検出する回路が発振状態を確定する
場合に利得の全体的キャンセルを与えることからなると
言うことができる。
拡声電話機と利得制御の一実施例はフランス国特許出願
（FR-A）第2537810号に表わされている。
（FR-A）第2537810号に表わされている。
しかし本質的には、そのような装置はなお弛緩振動を受
けやすい。と言うのは、発振のあとで最初の利得減少が
この振動を消失させるが、一瞬のあとで利得制御が利得
を増大させる方向に現われ、第２の発振が起こる等々で
ある。
けやすい。と言うのは、発振のあとで最初の利得減少が
この振動を消失させるが、一瞬のあとで利得制御が利得
を増大させる方向に現われ、第２の発振が起こる等々で
ある。
求める機能を実現するどんな簡単な解決法も存在せず、
かつラールセン効果を検出する回路が周囲雑音あるいは
マイクロホンの衝撃雑音のような高い振幅であるが一時
的な音声信号からの振動信号を非常に選択的に区別せね
ばならぬことは容易に理解されよう。
かつラールセン効果を検出する回路が周囲雑音あるいは
マイクロホンの衝撃雑音のような高い振幅であるが一時
的な音声信号からの振動信号を非常に選択的に区別せね
ばならぬことは容易に理解されよう。
本発明の目的は、拡声器を介す聴取用増幅器の適当な利
得制御回路を与えることであり、それは弛緩振動を回避
し、かつ本質的に集積化できる回路を使用するものであ
る。
得制御回路を与えることであり、それは弛緩振動を回避
し、かつ本質的に集積化できる回路を使用するものであ
る。
本発明によると、この目的は冒頭の記事に従う制御回路
によって達成され、こゝで負帰還ループは第１時定数に
よって拡声器を介す聴取用増幅器の利得低減を制御する
第１制御手段を具え、かつ上記の所定のしきい値は第１
しきい値であり、またマイクロホンから到来する信号を
上記の第１しきい値より低い第２しきい値と比較する第
２制御手段を含み、この手段は上記の第１手段によって
利得が基準利得値以下に低減される瞬間から第１のもの
より低い第２時定数によって利得低減を制御し、一方、
利得が上記の基準値より高いまゝである場合にそれらが
不活性状態にとどまることを特徴としている。
によって達成され、こゝで負帰還ループは第１時定数に
よって拡声器を介す聴取用増幅器の利得低減を制御する
第１制御手段を具え、かつ上記の所定のしきい値は第１
しきい値であり、またマイクロホンから到来する信号を
上記の第１しきい値より低い第２しきい値と比較する第
２制御手段を含み、この手段は上記の第１手段によって
利得が基準利得値以下に低減される瞬間から第１のもの
より低い第２時定数によって利得低減を制御し、一方、
利得が上記の基準値より高いまゝである場合にそれらが
不活性状態にとどまることを特徴としている。
ラールセン振動が存在しない場合に、もし必要なら、上
記の第１制御手段は拡声器を介す聴取信号の増幅度を適
当に減衰するために一般的に充分であり、そして通常の
やり方で増幅度の調整を保証している。
記の第１制御手段は拡声器を介す聴取信号の増幅度を適
当に減衰するために一般的に充分であり、そして通常の
やり方で増幅度の調整を保証している。
高いレベルであるが短い期間（すなわち第１時定数より
短い期間）にマイクロホンに達する全音響信号は第２手
段をトリガせず、これは音響的結合によって高いマイク
ロホン信号を生成しかつ一般的に拡声器とマイクロホン
の間の音響的結合の条件に依存するかなりの長さの時間
に対するラールセン効果によって生じる不安定性とは対
照的である。第１制御手段が基準として取られた所定の
値以下に利得を低減させる瞬間に（これは第１時定数の
あとで起る）、第２制御手段は第１制御手段の時定数よ
り明らかに低い調整時定数を持つ動作となり、そしてこ
の調整が第２しきい値との比較により実行されるように
利得は所望の値に急速に低減される。第２しきい値が第
１しきい値より低い値を持つよう運ばれているから、弛
緩振動のみが起り、かつマイクロホンからの信号が第２
しきい値より低くなる場合、あるいは実際には、発振の
原因が消失してしまった場合、回路は正規の利得条件に
戻るだけであろう。
短い期間）にマイクロホンに達する全音響信号は第２手
段をトリガせず、これは音響的結合によって高いマイク
ロホン信号を生成しかつ一般的に拡声器とマイクロホン
の間の音響的結合の条件に依存するかなりの長さの時間
に対するラールセン効果によって生じる不安定性とは対
照的である。第１制御手段が基準として取られた所定の
値以下に利得を低減させる瞬間に（これは第１時定数の
あとで起る）、第２制御手段は第１制御手段の時定数よ
り明らかに低い調整時定数を持つ動作となり、そしてこ
の調整が第２しきい値との比較により実行されるように
利得は所望の値に急速に低減される。第２しきい値が第
１しきい値より低い値を持つよう運ばれているから、弛
緩振動のみが起り、かつマイクロホンからの信号が第２
しきい値より低くなる場合、あるいは実際には、発振の
原因が消失してしまった場合、回路は正規の利得条件に
戻るだけであろう。
その簡単さのために有利である一実施例において、拡声
器を介す聴取用増幅器の利得は電流源を通して永続的に
充電されたキャパシタの充電電圧によって制御され、か
つ 第１および第２制御手段は各第１および第２放電用抵抗
器を介してこのキャパシタを放電するそれらの出力を有
し、第１放電用抵抗器は第２放電用抵抗器よりも高い値
を有していること、 を特徴としている。
器を介す聴取用増幅器の利得は電流源を通して永続的に
充電されたキャパシタの充電電圧によって制御され、か
つ 第１および第２制御手段は各第１および第２放電用抵抗
器を介してこのキャパシタを放電するそれらの出力を有
し、第１放電用抵抗器は第２放電用抵抗器よりも高い値
を有していること、 を特徴としている。
その上、この実施例において、制御回路は、キャパシタ
が回路中の最も正の電位から充電され、 上記の第１および第２制御手段が開放コレクタ（あるい
は開放ドレイン）を持つNPNトランジスタタイプ（ある
いはＮチャネルMOSタイプ）のそれらの出力端子によっ
てキャパシタを放電し、かつ キャパシタの第１放電用抵抗器が第２放電用抵抗器と直
列に配設されていること、 を特徴とするしている。このタイプのトランジスタは容
易に集積できる利点を有している。
が回路中の最も正の電位から充電され、 上記の第１および第２制御手段が開放コレクタ（あるい
は開放ドレイン）を持つNPNトランジスタタイプ（ある
いはＮチャネルMOSタイプ）のそれらの出力端子によっ
てキャパシタを放電し、かつ キャパシタの第１放電用抵抗器が第２放電用抵抗器と直
列に配設されていること、 を特徴とするしている。このタイプのトランジスタは容
易に集積できる利点を有している。
開放コレクタタイプの出力の使用は各放電用抵抗器にわ
たって第１および第２制御手段の出力を結合することを
許容している。と言うのは、１つの制御手段の出力の高
インピーダンス状態は他の制御手段の出力に効果を及ぼ
さないからである。
たって第１および第２制御手段の出力を結合することを
許容している。と言うのは、１つの制御手段の出力の高
インピーダンス状態は他の制御手段の出力に効果を及ぼ
さないからである。
本発明によると、第１および第２制御手段が、固定値に
限定されている放電電流で動作するそれらの出力を有す
る場合に、この実施例の１つの変形は放電用抵抗器の使
用を不要にしている。すなわち、第１制御手段の出力電
流は第２制御手段の出力電流より低い値に固定され、そ
して関連する出力はキャパシタに並列に接続されてい
る。
限定されている放電電流で動作するそれらの出力を有す
る場合に、この実施例の１つの変形は放電用抵抗器の使
用を不要にしている。すなわち、第１制御手段の出力電
流は第２制御手段の出力電流より低い値に固定され、そ
して関連する出力はキャパシタに並列に接続されてい
る。
本発明の特定の実施例では、第１制御手段はその正入力
が増幅のあとでマイクロホンから到来する信号を受信
し、その負入力がマイクロホンから到来する信号の連続
レベルより低い第１基準電圧にもたらされ、かつこのレ
ベルに対して上記の第１しきい値を規定し、かつその出
力が上記の第１制御手段の出力を構成する第１比較器を
具え、 第２制御手段は第2,第３および第４比較器を具え、それ
らのすべてが開放コレクタを有するNPNトランジスタタ
イプの出力を有し、 第２比較器は増幅のあとでマイクロホンから到来する信
号を受信するその負入力と、第１基準電圧より僅かに高
いがしかしマイクロホンから到来する信号の連続レベル
より低い第２基準電圧にもたらされるその正入力を有
し、かつそれはこのレベルに対して上記の第２しきい値
を規定し、 第２比較器の出力は一方では回路の端末端子間に接続さ
れている第１インピーダンスブリッジの中間点に接続さ
れ、他方では第３比較器の負入力に接続され、 第４比較器はキャパシタの充電電圧にほぼ等しい電圧を
その正入力に受信し、かつ上記の基準利得値に対してキ
ャパシタによって伝えられた電圧に対応する第３基準電
圧レベルにもたらされたその負入力を有し、 第４比較器の出力は、その頭部が最も正の電圧源に接続
され、かつその中間点が第３比較器の負入力に接続され
た第２インピーダンスブリッジの脚部に接続され、かつ
第４比較器の出力が低い状態にある場合には第４基準電
圧の現われるようにされ、その電圧は第２比較器の出力
が高い状態にある場合には第１インピーダンスの中間点
の電圧より低い値に調整され、かつ 第３比較器の出力が上記の第２制御手段の出力を構成す
ること、 を特徴としている。
が増幅のあとでマイクロホンから到来する信号を受信
し、その負入力がマイクロホンから到来する信号の連続
レベルより低い第１基準電圧にもたらされ、かつこのレ
ベルに対して上記の第１しきい値を規定し、かつその出
力が上記の第１制御手段の出力を構成する第１比較器を
具え、 第２制御手段は第2,第３および第４比較器を具え、それ
らのすべてが開放コレクタを有するNPNトランジスタタ
イプの出力を有し、 第２比較器は増幅のあとでマイクロホンから到来する信
号を受信するその負入力と、第１基準電圧より僅かに高
いがしかしマイクロホンから到来する信号の連続レベル
より低い第２基準電圧にもたらされるその正入力を有
し、かつそれはこのレベルに対して上記の第２しきい値
を規定し、 第２比較器の出力は一方では回路の端末端子間に接続さ
れている第１インピーダンスブリッジの中間点に接続さ
れ、他方では第３比較器の負入力に接続され、 第４比較器はキャパシタの充電電圧にほぼ等しい電圧を
その正入力に受信し、かつ上記の基準利得値に対してキ
ャパシタによって伝えられた電圧に対応する第３基準電
圧レベルにもたらされたその負入力を有し、 第４比較器の出力は、その頭部が最も正の電圧源に接続
され、かつその中間点が第３比較器の負入力に接続され
た第２インピーダンスブリッジの脚部に接続され、かつ
第４比較器の出力が低い状態にある場合には第４基準電
圧の現われるようにされ、その電圧は第２比較器の出力
が高い状態にある場合には第１インピーダンスの中間点
の電圧より低い値に調整され、かつ 第３比較器の出力が上記の第２制御手段の出力を構成す
ること、 を特徴としている。
その電圧が拡声器を介す聴取用増幅器の利得を制御する
キャパシタを除いて、制御回路を構成する素子は集積化
することができ、これは特に費用効果の良い回路とな
る。
キャパシタを除いて、制御回路を構成する素子は集積化
することができ、これは特に費用効果の良い回路とな
る。
添付図面についての以下の説明は本発明がいかに実現さ
れるかを良く理解させよう。
れるかを良く理解させよう。
第１図は、マイクロホン１、増幅器回路２、信号処理回
路３および拡声器４を具える装置の全回路図を示してい
る。電話機の特別なケースでは、２で示されたブロック
は、マイクロホン信号用の前置増幅器５、ハイブリッド
結合と呼ばれているセパレータモジュール６を具え、セ
パレータモジュール６は電話ラインＬ、および受話器８
用の聴取前置増幅器（listening preamplifier）７に接
続されている。３で示されたブロックは拡声器４に給電
するための聴取信号の増幅を保証し、かつ制御可能な利
得を有する前置増幅器段3aと、一定利得を有する電力増
幅器段3bを具えている。
路３および拡声器４を具える装置の全回路図を示してい
る。電話機の特別なケースでは、２で示されたブロック
は、マイクロホン信号用の前置増幅器５、ハイブリッド
結合と呼ばれているセパレータモジュール６を具え、セ
パレータモジュール６は電話ラインＬ、および受話器８
用の聴取前置増幅器（listening preamplifier）７に接
続されている。３で示されたブロックは拡声器４に給電
するための聴取信号の増幅を保証し、かつ制御可能な利
得を有する前置増幅器段3aと、一定利得を有する電力増
幅器段3bを具えている。
環境に左右されて音響的結合が拡声器４とマイクロホン
１の間に起り得るが、これはラールセン効果として知ら
れた不安定性をもたらす。この望ましくない効果を抑制
するため、あるいはその結果を充分減衰するために、ブ
ロック３に含まれた拡声器を介す聴取用増幅器の利得制
御回路10が備えられている。利得制御回路10は負帰還ル
ープとしてほぼ振舞う。その入力信号Ｓはマイクロホン
１と拡声器４の間の増幅器回路の任意の点で取出すこと
ができるが、特に電話機のケースでは、マイクロホン１
で取出されることが好ましい。本発明によると、多分増
幅されたあとの信号Ｓは、信号Ｓと第１基準電圧VR1と
の比較を実行する第１制御手段100の入力に印加され
る。
１の間に起り得るが、これはラールセン効果として知ら
れた不安定性をもたらす。この望ましくない効果を抑制
するため、あるいはその結果を充分減衰するために、ブ
ロック３に含まれた拡声器を介す聴取用増幅器の利得制
御回路10が備えられている。利得制御回路10は負帰還ル
ープとしてほぼ振舞う。その入力信号Ｓはマイクロホン
１と拡声器４の間の増幅器回路の任意の点で取出すこと
ができるが、特に電話機のケースでは、マイクロホン１
で取出されることが好ましい。本発明によると、多分増
幅されたあとの信号Ｓは、信号Ｓと第１基準電圧VR1と
の比較を実行する第１制御手段100の入力に印加され
る。
利得制御回路10はまたキャパシタＣを含み、その１つの
端子は接地され、そして他の端子は充電用抵抗器RCを通
して正電位Ｖ＋から充電されている。このキャパシタＣ
の充電電圧VCは、もし必要なら、例えば順方向になって
いる特定の数の半導体接合によって構成された電圧リミ
ッタ11を用い、利得制御入力に前置増幅器3aを備えるこ
とにより存在し得る１つの状態によって制限できる。電
圧VCは増幅器３の利得の制御に役立ち、かつ図に示され
たように抵抗器Ｒによって制御電流に変換できる。キャ
パシタＣは第１放電用抵抗器RD1と、それに直列に接続
された第２放電用抵抗器RD2を通して第１制御手段100の
出力によって放電できる。第１基準電圧VR1に対して、
信号Ｓの零入力電圧（quiescent voltage）は第１しき
い値を決定し、これは超過されない場合に第１制御手段
100の出力を高インピーダンス状態に維持し、一方、こ
れらの手段の出力は開放コレクタタイプのものである。
この第１しきい値が超過される場合、第１制御手段100
の出力は低インピーダンス状態に変化し、そして（RD1
＋RD2）Ｃに等しい第１時定数に依存してキャパシタＣ
が放電用抵抗器RD1とRD2を通して放電されるようにす
る。
端子は接地され、そして他の端子は充電用抵抗器RCを通
して正電位Ｖ＋から充電されている。このキャパシタＣ
の充電電圧VCは、もし必要なら、例えば順方向になって
いる特定の数の半導体接合によって構成された電圧リミ
ッタ11を用い、利得制御入力に前置増幅器3aを備えるこ
とにより存在し得る１つの状態によって制限できる。電
圧VCは増幅器３の利得の制御に役立ち、かつ図に示され
たように抵抗器Ｒによって制御電流に変換できる。キャ
パシタＣは第１放電用抵抗器RD1と、それに直列に接続
された第２放電用抵抗器RD2を通して第１制御手段100の
出力によって放電できる。第１基準電圧VR1に対して、
信号Ｓの零入力電圧（quiescent voltage）は第１しき
い値を決定し、これは超過されない場合に第１制御手段
100の出力を高インピーダンス状態に維持し、一方、こ
れらの手段の出力は開放コレクタタイプのものである。
この第１しきい値が超過される場合、第１制御手段100
の出力は低インピーダンス状態に変化し、そして（RD1
＋RD2）Ｃに等しい第１時定数に依存してキャパシタＣ
が放電用抵抗器RD1とRD2を通して放電されるようにす
る。
信号Ｓはまた第２制御手段200の入力に印加され、そし
てこの第２制御手段200の出力が放電用抵抗器RD1とRD2
の間の中間点に接続される場合にこの信号は第２基準電
圧VR2と比較される。第２基準電圧VR2は、信号Ｓの零入
力電圧と共に、それが上記の第１しきい値より低い第２
しきい値を形成するように選ばれる。以下において詳細
に説明されるように、第２制御手段200はまたキャパシ
タＣの充電電圧VCから制御され、そして電圧VCが基準と
して役立つ低減された利得値に対してキャパシタＣによ
って伝えられた電圧に対応する基準電圧VR3の３分の１
以下に降下してしまった場合にこれらの第２手段の出力
が単に活性化される。このようにして、第１制御手段が
上記の基準値以下に利得を既に低減してしまった瞬間か
ら、第２制御手段200は電力増幅器の利得低減を制御す
るのみである。その場合、これまた開放コレクタタイプ
である第２制御手段200の出力は、第１放電用抵抗器RD1
よりずっと低い値を有するよう選ばれることが好ましい
放電用抵抗器RD2を通してキャパシタＣを放電させ，従
って第１制御手段100の第１時定数よりずっと低い第２
時定数によって放電される。もしマイクロホンの信号Ｓ
が相対的に高い振幅を維持するなら、すなわち第２基準
電圧VR2によって決定された第２しきい値より高いな
ら、聴取用増幅器３の利得は第２制御手段200によって
制御される。
てこの第２制御手段200の出力が放電用抵抗器RD1とRD2
の間の中間点に接続される場合にこの信号は第２基準電
圧VR2と比較される。第２基準電圧VR2は、信号Ｓの零入
力電圧と共に、それが上記の第１しきい値より低い第２
しきい値を形成するように選ばれる。以下において詳細
に説明されるように、第２制御手段200はまたキャパシ
タＣの充電電圧VCから制御され、そして電圧VCが基準と
して役立つ低減された利得値に対してキャパシタＣによ
って伝えられた電圧に対応する基準電圧VR3の３分の１
以下に降下してしまった場合にこれらの第２手段の出力
が単に活性化される。このようにして、第１制御手段が
上記の基準値以下に利得を既に低減してしまった瞬間か
ら、第２制御手段200は電力増幅器の利得低減を制御す
るのみである。その場合、これまた開放コレクタタイプ
である第２制御手段200の出力は、第１放電用抵抗器RD1
よりずっと低い値を有するよう選ばれることが好ましい
放電用抵抗器RD2を通してキャパシタＣを放電させ，従
って第１制御手段100の第１時定数よりずっと低い第２
時定数によって放電される。もしマイクロホンの信号Ｓ
が相対的に高い振幅を維持するなら、すなわち第２基準
電圧VR2によって決定された第２しきい値より高いな
ら、聴取用増幅器３の利得は第２制御手段200によって
制御される。
それとは対照的に、信号Ｓの振幅が再び第２しきい値以
下に降下し、従って全く第１しきい値以下になる場合、
第１および第２制御手段の２つの出力は高インピーダン
ス状態にあり、従ってキャパシタＣは抵抗器RCを通して
再充電され、聴取用増幅器３の利得は高い正規値に戻る
であろう。
下に降下し、従って全く第１しきい値以下になる場合、
第１および第２制御手段の２つの出力は高インピーダン
ス状態にあり、従ってキャパシタＣは抵抗器RCを通して
再充電され、聴取用増幅器３の利得は高い正規値に戻る
であろう。
制御手段100および200の動作の異なるしきい値は基準電
圧VR1とVR3から得られることが上に示されている。しか
し、同等な解決法が電圧ではなくて電流に基いて動作す
る（示されていない）一実施例の変形から得られること
は明らかであり、ここで制御手段100および200の動作に
要求されるしきい値は電流のプリセット値によって限定
されている。
圧VR1とVR3から得られることが上に示されている。しか
し、同等な解決法が電圧ではなくて電流に基いて動作す
る（示されていない）一実施例の変形から得られること
は明らかであり、ここで制御手段100および200の動作に
要求されるしきい値は電流のプリセット値によって限定
されている。
同様に、制御手段100および200の出力が固定値で動作
し、同時に導通状態である場合に抑制できる放電用抵抗
器RD1とRD2に（示されていない）一実施例の別の変形が
関連している。
し、同時に導通状態である場合に抑制できる放電用抵抗
器RD1とRD2に（示されていない）一実施例の別の変形が
関連している。
この変形によると、第１制御手段100の出力電流に対し
て第２制御手段200の出力の電流値よりずっと低い値が
選ばれることは好ましい。
て第２制御手段200の出力の電流値よりずっと低い値が
選ばれることは好ましい。
第１図の制御回路10のもっと詳しい線図を一実施例とし
て示していたものを第２図は議論している。
て示していたものを第２図は議論している。
マイクロホンの２つの端子は制御回路10の２つの入力端
子13,14に接続されている。マイクロホン信号の連続基
準値（continuous reference）は、キャパシタ15と抵抗
器16とキャパシタ17の直列配列によって構成されたパイ
型フィルタによってまず除去される。このようにしてフ
ィルタされたマイクロホン信号は保護抵抗器18と19を介
して差動増幅器20の入力に印加される。
子13,14に接続されている。マイクロホン信号の連続基
準値（continuous reference）は、キャパシタ15と抵抗
器16とキャパシタ17の直列配列によって構成されたパイ
型フィルタによってまず除去される。このようにしてフ
ィルタされたマイクロホン信号は保護抵抗器18と19を介
して差動増幅器20の入力に印加される。
正の供給電圧Ｖ＋と基準電圧（アース）の間に４つの抵
抗器21,22,23,24のチェーンが挿入され、これは抵抗器2
4と23の間に接合点で第１基準電圧VR1を、抵抗器23と22
の間の接合点で第２基準電圧VR2を、そして抵抗器22と2
1の間の接合点で主基準電圧VR0を決定している。主基準
電圧VR0は保護抵抗器25を通して差動増幅器20の正入力
に印加され、そしてこの差動増幅器の負入力は負帰還抵
抗器26を介してその出力にループバックされている。
抗器21,22,23,24のチェーンが挿入され、これは抵抗器2
4と23の間に接合点で第１基準電圧VR1を、抵抗器23と22
の間の接合点で第２基準電圧VR2を、そして抵抗器22と2
1の間の接合点で主基準電圧VR0を決定している。主基準
電圧VR0は保護抵抗器25を通して差動増幅器20の正入力
に印加され、そしてこの差動増幅器の負入力は負帰還抵
抗器26を介してその出力にループバックされている。
最後に、図の中でＳ′と記号付けされ、かつ差動増幅器
20によって増幅されたマイクロホン信号である信号は、
主基準電圧VR0にほぼ等しい直流レベルを有している。
実例として、差動増幅器20の利得は50付近に設定され、
基準電圧VR0,VR1,VR2は電圧Ｖ＋の半分付近に設定さ
れ、一方、基準電圧VR1は主基準電圧VR0より約12mV低
く、この差は上記の第１しきい値を構成し、そして第２
基準電圧VR2は主基準電圧VR0より1.5mV低く、かつ第１
しきい値より８倍低い上記の第２しきい値を構成してい
る。
20によって増幅されたマイクロホン信号である信号は、
主基準電圧VR0にほぼ等しい直流レベルを有している。
実例として、差動増幅器20の利得は50付近に設定され、
基準電圧VR0,VR1,VR2は電圧Ｖ＋の半分付近に設定さ
れ、一方、基準電圧VR1は主基準電圧VR0より約12mV低
く、この差は上記の第１しきい値を構成し、そして第２
基準電圧VR2は主基準電圧VR0より1.5mV低く、かつ第１
しきい値より８倍低い上記の第２しきい値を構成してい
る。
増幅のあとマイクロホンから到来する信号Ｓ′は開放コ
レクタ出力を有する第１比較器101の正入力に印加さ
れ、その負入力は第１基準電圧VR1を受取る。信号Ｓ′
はまた開放コレクタを有する第２比較器202の負入力に
印加され、一方その正入力は第２基準電圧VR2と受取
る。比較器202の出力は，、さらに正電圧Ｖ＋に接続さ
れた抵抗器28と、アースに接続された抵抗器29によって
構成されたブリッジ間の中間点Ａに接続されている。抵
抗器28と29の値は、点Ａの電圧VAが正電圧Ｖ＋の半分よ
り僅か高いように選ばれている。開放コレクタ出力を有
する第３比較器203は点Ａに接続されたその負入力を有
している。開放コレクタ出力を有する第４比較器204
は、その各抵抗器が正電圧Ｖ＋とアースに接続されてい
る抵抗器ブリッジ30,31の中間点Ｂによって伝えられた
第３基準電圧VR3に接続されたその負入力を有してい
る。第３基準電圧VR3は、今後説明されるように、それ
以下では第２制御手段が動作を開始しなければならぬあ
る基準利得をキャパシタＣが有するような電圧に対応し
ている。第１図に関して与えられた説明によると、キャ
パシタＣは充電用抵抗器RCを通して正電圧源Ｖ＋から永
続的に充電され、そして環境に応じて放電用抵抗器RD1
とRD2それぞれを通して第１比較器101と第３比較器203
の出力を介して自由選択的に放電され、抵抗器RD1とRD2
の直列配列は充電用抵抗器RCとキャパシタＣの間の接合
点に接続されている。高インピーダンス状態にある場合
にキャパシタＣの充電電圧にほぼ等しい電圧を伝える第
３比較器203の出力は保護抵抗器32を介して第４比較器2
04の正入力に接続されている。最後に、第４比較器204
の出力は抵抗器34と35によって構成されたブリッジの脚
部に接続され、ブリッジの頭部は正電圧源Ｖ＋に接続さ
れ、その中間点Ｆには第４基準電圧VR4が現われるよう
にされ、それは第４比較器204の出力が低インピーダン
ス状態にある場合に、第２比較器202の出力が高インピ
ーダンス状態にあれば点Ａの電圧VAより低い値であると
ころの値に調整される。抵抗器34と35によるブリッジの
中間点Ｆは第３比較器203の正入力に接続されている。
レクタ出力を有する第１比較器101の正入力に印加さ
れ、その負入力は第１基準電圧VR1を受取る。信号Ｓ′
はまた開放コレクタを有する第２比較器202の負入力に
印加され、一方その正入力は第２基準電圧VR2と受取
る。比較器202の出力は，、さらに正電圧Ｖ＋に接続さ
れた抵抗器28と、アースに接続された抵抗器29によって
構成されたブリッジ間の中間点Ａに接続されている。抵
抗器28と29の値は、点Ａの電圧VAが正電圧Ｖ＋の半分よ
り僅か高いように選ばれている。開放コレクタ出力を有
する第３比較器203は点Ａに接続されたその負入力を有
している。開放コレクタ出力を有する第４比較器204
は、その各抵抗器が正電圧Ｖ＋とアースに接続されてい
る抵抗器ブリッジ30,31の中間点Ｂによって伝えられた
第３基準電圧VR3に接続されたその負入力を有してい
る。第３基準電圧VR3は、今後説明されるように、それ
以下では第２制御手段が動作を開始しなければならぬあ
る基準利得をキャパシタＣが有するような電圧に対応し
ている。第１図に関して与えられた説明によると、キャ
パシタＣは充電用抵抗器RCを通して正電圧源Ｖ＋から永
続的に充電され、そして環境に応じて放電用抵抗器RD1
とRD2それぞれを通して第１比較器101と第３比較器203
の出力を介して自由選択的に放電され、抵抗器RD1とRD2
の直列配列は充電用抵抗器RCとキャパシタＣの間の接合
点に接続されている。高インピーダンス状態にある場合
にキャパシタＣの充電電圧にほぼ等しい電圧を伝える第
３比較器203の出力は保護抵抗器32を介して第４比較器2
04の正入力に接続されている。最後に、第４比較器204
の出力は抵抗器34と35によって構成されたブリッジの脚
部に接続され、ブリッジの頭部は正電圧源Ｖ＋に接続さ
れ、その中間点Ｆには第４基準電圧VR4が現われるよう
にされ、それは第４比較器204の出力が低インピーダン
ス状態にある場合に、第２比較器202の出力が高インピ
ーダンス状態にあれば点Ａの電圧VAより低い値であると
ころの値に調整される。抵抗器34と35によるブリッジの
中間点Ｆは第３比較器203の正入力に接続されている。
第３図を参照して第２図の利得制御回路10の動作を説明
する。第３図は、一方では第１基準電圧VR1と第２基準
電圧VR2と比較して、増幅のあとでマイクロホンから到
来する信号Ｓ′を示し、他方では次の信号、すなわち 第１比較器101の出力におけるVD、 電圧VR4と比較した、点Ａにおける電圧VA、 電圧VR3と比較した、キャパシタＣの充電電圧VC、 第３比較器203の出力における電圧VE、 を示している。
する。第３図は、一方では第１基準電圧VR1と第２基準
電圧VR2と比較して、増幅のあとでマイクロホンから到
来する信号Ｓ′を示し、他方では次の信号、すなわち 第１比較器101の出力におけるVD、 電圧VR4と比較した、点Ａにおける電圧VA、 電圧VR3と比較した、キャパシタＣの充電電圧VC、 第３比較器203の出力における電圧VE、 を示している。
便宜上、この図面において、示された信号はスケールと
して全く任意でありかつ比例的でないことに注意すべき
である。第１期間t1が示されており、その間で信号Ｓ′
は瞬時的に高い振幅を有し、これはスピーチ信号の特徴
である。スピーチ信号は実質的に次の法則 に従う波高率によって特徴付けることのできることを想
起すべきである。ここでｘは所与のしきい値の絶対値と
信号の実効電圧の間の比を表わし、θはしきい値が観測
の全時間に対して超過れている期間の和を表わしてい
る。制御回路10はスピーチ信号のこの特徴を利用してい
る。
して全く任意でありかつ比例的でないことに注意すべき
である。第１期間t1が示されており、その間で信号Ｓ′
は瞬時的に高い振幅を有し、これはスピーチ信号の特徴
である。スピーチ信号は実質的に次の法則 に従う波高率によって特徴付けることのできることを想
起すべきである。ここでｘは所与のしきい値の絶対値と
信号の実効電圧の間の比を表わし、θはしきい値が観測
の全時間に対して超過れている期間の和を表わしてい
る。制御回路10はスピーチ信号のこの特徴を利用してい
る。
この期間t1の間、第１基準電圧VR1が超過され、かつ相
対的に高い値を有する放電用抵抗器DR1を通してキャパ
シタＣの充電電圧に順次影響を及ぼす場合に、第１比較
器101は低い状態に変化する出力を有している。同じ期
間の間、静止条件で低い状態にある信号VAを有する出
力、および信号Ｓ′の対応する交番変化（alternatio
n）の矩形波を第２比較器202が有するように第２基準電
圧VR2がまた超過され、一方第４比較器204は、それが点
Ｆから電圧VR4を切替えないから最高電位Ｖ＋に維持さ
れる。このようにして、第３比較器203はこの期間t1の
間に切替らない。
対的に高い値を有する放電用抵抗器DR1を通してキャパ
シタＣの充電電圧に順次影響を及ぼす場合に、第１比較
器101は低い状態に変化する出力を有している。同じ期
間の間、静止条件で低い状態にある信号VAを有する出
力、および信号Ｓ′の対応する交番変化（alternatio
n）の矩形波を第２比較器202が有するように第２基準電
圧VR2がまた超過され、一方第４比較器204は、それが点
Ｆから電圧VR4を切替えないから最高電位Ｖ＋に維持さ
れる。このようにして、第３比較器203はこの期間t1の
間に切替らない。
第３図には他の期間t2がまた示されており、そのt2の間
にこの系は振動し、一方振動の条件は時間t3である次の
期間で消失するように音響的結合の条件が実現されると
想定されている。第１放電時定数に対応する第１時間間
隔の間に、比較器101および第１放電用抵抗器RD1の動作
によって、キャパシタの充電電圧VCが第３基準電圧VR3
以下に降下するまで聴取用増幅器３の利得は比較器101
の影響下で順次低減されている。この時点では第４比較
器204は切替らず、そして点Ｆにおいて基準電圧VR4が現
われ、これは比較器202の出力における信号VAの正の矩
形波の頂部より低い。その時点から先で、第３比較器20
3は第２比較器202の出力の正の矩形波に応じて切替わる
ことができ、そしてその低い状態に基いて出力は抵抗器
RD1より明かに低い値を有するよう選ばれた放電用抵抗
器RD2に応じてキャパシタＣの加速された放電を導いて
いる。利得はキャパシタＣの電圧制御に応じて非常に低
い値に急速に変化し、そして第２基準電圧VR2がこの信
号の負の交番値によって超えられたまゝであるような振
幅を信号Ｓ′の振幅が有する限り、回路はこの条件と信
号Ｓ′の振幅の関数としてこの利得の値を調整する。
にこの系は振動し、一方振動の条件は時間t3である次の
期間で消失するように音響的結合の条件が実現されると
想定されている。第１放電時定数に対応する第１時間間
隔の間に、比較器101および第１放電用抵抗器RD1の動作
によって、キャパシタの充電電圧VCが第３基準電圧VR3
以下に降下するまで聴取用増幅器３の利得は比較器101
の影響下で順次低減されている。この時点では第４比較
器204は切替らず、そして点Ｆにおいて基準電圧VR4が現
われ、これは比較器202の出力における信号VAの正の矩
形波の頂部より低い。その時点から先で、第３比較器20
3は第２比較器202の出力の正の矩形波に応じて切替わる
ことができ、そしてその低い状態に基いて出力は抵抗器
RD1より明かに低い値を有するよう選ばれた放電用抵抗
器RD2に応じてキャパシタＣの加速された放電を導いて
いる。利得はキャパシタＣの電圧制御に応じて非常に低
い値に急速に変化し、そして第２基準電圧VR2がこの信
号の負の交番値によって超えられたまゝであるような振
幅を信号Ｓ′の振幅が有する限り、回路はこの条件と信
号Ｓ′の振幅の関数としてこの利得の値を調整する。
音響的結合条件が変化してしまう第３期間t3の間、信号
Ｓ′は２つのしきい値のいずれも超えられないように低
い値に低減されているものと想定されている。第１比較
器101と第３比較器203の出力は今や高インピーダンス状
態にあり、従ってキャパシタＣは充電用抵抗器RCを通し
て再充電される。キャパシタＣの充電電圧VCが点Ｂに現
われた第３基準電圧VR3のレベルを超える場合、第４比
較器204の出力は再び高インピーダンス状態にスイッチ
され、従って点Ｆにおける電圧は正電圧Ｖ＋の値まで再
び増大される。比較器202,203,204を具えるユニットは
信号Ｓ′の高い振幅が存在しない場合にその安定動作点
に戻る。
Ｓ′は２つのしきい値のいずれも超えられないように低
い値に低減されているものと想定されている。第１比較
器101と第３比較器203の出力は今や高インピーダンス状
態にあり、従ってキャパシタＣは充電用抵抗器RCを通し
て再充電される。キャパシタＣの充電電圧VCが点Ｂに現
われた第３基準電圧VR3のレベルを超える場合、第４比
較器204の出力は再び高インピーダンス状態にスイッチ
され、従って点Ｆにおける電圧は正電圧Ｖ＋の値まで再
び増大される。比較器202,203,204を具えるユニットは
信号Ｓ′の高い振幅が存在しない場合にその安定動作点
に戻る。
最後に、比較器101が第１制御手段の役割を演ずる場合
に比較器101第１時定数によって動作することが観察さ
れるべきであり、第３基準電圧VR3に対応する基準利得
以下に低減されている利得によらないで第１手段によっ
て調整できる振幅値を信号Ｓ′が維持する限りこの時定
数は放電用抵抗器RD1によって主として決定される。
に比較器101第１時定数によって動作することが観察さ
れるべきであり、第３基準電圧VR3に対応する基準利得
以下に低減されている利得によらないで第１手段によっ
て調整できる振幅値を信号Ｓ′が維持する限りこの時定
数は放電用抵抗器RD1によって主として決定される。
マイクロホン信号が高い振幅を有する場合（２つのしき
い値が超えられている）、キャパシタＣは上記の第１時
定数によって放電され、そのあとで比較器202,203,204
を具えるユニットは例えば放電用抵抗器RD1より20倍低
く選択し得る放電用抵抗器RD2によって生じた時定数で
動作を開始し、そして第２制御手段を構成する比較器の
ユニットはキャパシタの放電を調整し、このようにして
第２基準電圧VR2に対応する第２しきい値を超える振幅
を信号Ｓ′が維持する限り増幅器３の利得を調整する。
い値が超えられている）、キャパシタＣは上記の第１時
定数によって放電され、そのあとで比較器202,203,204
を具えるユニットは例えば放電用抵抗器RD1より20倍低
く選択し得る放電用抵抗器RD2によって生じた時定数で
動作を開始し、そして第２制御手段を構成する比較器の
ユニットはキャパシタの放電を調整し、このようにして
第２基準電圧VR2に対応する第２しきい値を超える振幅
を信号Ｓ′が維持する限り増幅器３の利得を調整する。
破線の枠組み36内に示されている第２図の回路10の部分
はモノリシック回路の形に容易に集積化できる。この操
作を促進するために、高い値の特殊抵抗器が等価機能を
有する要素で有利に交換できる。このようにして抵抗器
28と29によって構成されていると証明されが第１インピ
ーダンスブリッジは図には示されていない変形によっ
て、電圧源Ｖ＋に接続された電流源、およびアースに接
続された非線形インピーダンスの直列配列によって構成
でき、この非線形インピーダンスは一般に点Ａの電圧VA
を決める複数の直列接続半導体接合によって形成され
る。このことはまた抵抗器34と35によって形成された前
述の第２インピーダンスブリッジ、および抵抗器30と31
によって形成されたブリッジに対してまた適用される。
同様に、抵抗器21は電流源で交換でき、そして抵抗器24
は順方向の一連の半導体接合で交換でき、一方、低い値
を有する抵抗器22と23はそのまゝにできる。
はモノリシック回路の形に容易に集積化できる。この操
作を促進するために、高い値の特殊抵抗器が等価機能を
有する要素で有利に交換できる。このようにして抵抗器
28と29によって構成されていると証明されが第１インピ
ーダンスブリッジは図には示されていない変形によっ
て、電圧源Ｖ＋に接続された電流源、およびアースに接
続された非線形インピーダンスの直列配列によって構成
でき、この非線形インピーダンスは一般に点Ａの電圧VA
を決める複数の直列接続半導体接合によって形成され
る。このことはまた抵抗器34と35によって形成された前
述の第２インピーダンスブリッジ、および抵抗器30と31
によって形成されたブリッジに対してまた適用される。
同様に、抵抗器21は電流源で交換でき、そして抵抗器24
は順方向の一連の半導体接合で交換でき、一方、低い値
を有する抵抗器22と23はそのまゝにできる。
最後に、モノリシック回路によって電子的機能の集積化
を実現する専門家によく知られているように、電圧比較
の表現で説明されている機能を電流比較を用いる等価機
能に変更できるような変形を提案することができる。そ
のような変形は本発明の範囲内にあることは明らかであ
ろう。
を実現する専門家によく知られているように、電圧比較
の表現で説明されている機能を電流比較を用いる等価機
能に変更できるような変形を提案することができる。そ
のような変形は本発明の範囲内にあることは明らかであ
ろう。
（要約） ラールセン効果を抑制するための、装置中、さらに特定
すればマイクロホン（１）を含む電話機中の拡声器
（４）を介す聴取用増幅器（３）の利得制御回路（10）
である。
すればマイクロホン（１）を含む電話機中の拡声器
（４）を介す聴取用増幅器（３）の利得制御回路（10）
である。
この回路（10）はマイクロホン（１）から到来する信号
（Ｓ）の振幅が第１時定数（RD1＋RD2）Ｃに依存して第
１基準電圧VR1による第１の所定しきい値を超える場合
に増幅器（３）の第１利得低減を制御する第１制御手段
（100）を具え、かつまた上記の第１時定数のあとでの
み動作を開始する第２制御手段（200）を含み、かつマ
イクロホンから到来する信号（Ｓ）の振幅が第２基準電
圧VR2によって決定された第１しきい値より低い第２し
きい値を超える限り、第１時定数より短い第２時定数
（RD2・Ｃ）に依存する利得の補足的低減を与えてい
る。
（Ｓ）の振幅が第１時定数（RD1＋RD2）Ｃに依存して第
１基準電圧VR1による第１の所定しきい値を超える場合
に増幅器（３）の第１利得低減を制御する第１制御手段
（100）を具え、かつまた上記の第１時定数のあとでの
み動作を開始する第２制御手段（200）を含み、かつマ
イクロホンから到来する信号（Ｓ）の振幅が第２基準電
圧VR2によって決定された第１しきい値より低い第２し
きい値を超える限り、第１時定数より短い第２時定数
（RD2・Ｃ）に依存する利得の補足的低減を与えてい
る。
第１図は拡声電話機で使用されている本発明による制御
回路のブロック図を示し、 第２図は本発明による制御回路のさらに詳しい線図を示
し、 第３図は第２図の回路の種々の点における時間の関数と
しての電圧を示す線図を与えている。 １……マイクロホン、２……増幅器回路 ３……聴取用増幅器あるいは信号処理回路 3a……前置増幅器段、3b……電力増幅器段 ４……拡声器、５……前置増幅器 ６……セパレータモジュール ７……聴取前置増幅器、８……受話器 10……利得制御回路、11……電圧リミタ 13,14……入力端子、15,17……キャパシタ 16……抵抗器、18,19……保護抵抗器 20……差動増幅器、21,22,23,24……抵抗器 25……保護抵抗器、26……負帰還抵抗器 28,29……抵抗器（ブリッジ） 30,31……抵抗器（ブリッジ） 32……保護抵抗器、34,35……抵抗器 36……枠組み、100……第１制御手段 101……第１比較器、200……第２制御手段 202……第２比較器、203……第３比較器 204……第４比較器
回路のブロック図を示し、 第２図は本発明による制御回路のさらに詳しい線図を示
し、 第３図は第２図の回路の種々の点における時間の関数と
しての電圧を示す線図を与えている。 １……マイクロホン、２……増幅器回路 ３……聴取用増幅器あるいは信号処理回路 3a……前置増幅器段、3b……電力増幅器段 ４……拡声器、５……前置増幅器 ６……セパレータモジュール ７……聴取前置増幅器、８……受話器 10……利得制御回路、11……電圧リミタ 13,14……入力端子、15,17……キャパシタ 16……抵抗器、18,19……保護抵抗器 20……差動増幅器、21,22,23,24……抵抗器 25……保護抵抗器、26……負帰還抵抗器 28,29……抵抗器（ブリッジ） 30,31……抵抗器（ブリッジ） 32……保護抵抗器、34,35……抵抗器 36……枠組み、100……第１制御手段 101……第１比較器、200……第２制御手段 202……第２比較器、203……第３比較器 204……第４比較器
Claims (5)
- 【請求項１】マイクロホンとその関連増幅器を含み、さ
らに特定すればラールセン効果を抑制するための装置中
の拡声器を介す聴取用増幅器の利得制御回路であって、
マイクロホンから到来する信号が所定のしきい値を超え
る場合に概回路が本質的に拡声器を介す聴取用増幅器の
利得を低減する負帰還ループからなるものにおいて、 負帰還ループは第１時定数によって拡声器を介す聴取用
増幅器の利得低減を制御する第１制御手段を具え、かつ
上記の所定のしきい値は第１しきい値であり、またマイ
クロホンから到来する信号を上記の第１しきい値より低
い第２しきい値と比較する第２制御手段を含み、概手段
は上記の第１手段によって利得が基準利得値以下に低減
される瞬間から第１のものより低い第２時定数によって
利得低減を制御し、一方、利得が上記の基準値より高い
ままである場合に上記の手段が不活性のままであること
を特徴とする利得制御回路。 - 【請求項２】拡声器を介す聴取用増幅器の利得は電流源
を通して永続的に充電されたキャパシタの充電電圧によ
って制御され、かつ 第１および第２制御手段は各第１および第２放電用抵抗
器を介してこのキャパシタを放電するそれらの出力を有
し、第１放電用抵抗器は第２放電用抵抗器よりも高い値
を有していることを特徴とする請求項１記載の利得制御
回路。 - 【請求項３】キャパシタは回路中の最も正の電位から充
電され、 上記の第１および第２制御手段は開放コレクタを持つNP
Nトランジスタタイプあるいは開放ドレインを持つＮチ
ャネルMOSタイプの出力端子によってキャパシタを放電
し、かつ キャパシタの第１放電用抵抗器は第２放電用抵抗器と直
列に配設されていること、 を特徴とする請求項１記載の利得制御回路。 - 【請求項４】拡声器を介す聴取用増幅器の利得は電流源
を通して永続的に充電されたキャパシタの充電電圧によ
って制御され、かつ 第１および第２制御手段はその値がこれらの制御手段の
各々の出力でプリセットされている電流によってキャパ
シタを放電させ、第１制御手段の出力電流は第２制御手
段の出力電流の値より低い値に固定されており、かつ関
連する出力はキャパシタに並列に接続されていること、 を特徴とする請求項１記載の利得制御回路。 - 【請求項５】第１制御手段は、その正入力が増幅のあと
でマイクロホンから到来する信号を受信し、その負入力
がマイクロホンから到来する信号の連続レベルより低い
第１基準電圧にもたされ、かつこのレベルに対して上記
の第１しきい値を規定し、かつその出力が上記の第１制
御手段の出力を構成する第１比較器を具え、 第２制御手段は第2,第3,第４比較器を具え、それらのす
べてが開放コレクタを有するNPNトランジスタタイプの
出力を有し、 第２比較器は増幅のあとでマイクロホンから到来する信
号を受信するその負入力と、第１基準電圧より僅かに高
いがしかしマイクロホンから到来する信号の連続レベル
より低い第２基準電圧にもたらされるその正入力を有
し、かつそれはこのレベルに対して上記の第２しきい値
を規定し、 第２比較器の出力は一方では回路の端末端子の間に接続
されている第１インピーダンスブリッジの中間点に接続
され、他方では第３比較器の負入力に接続され、 第４比較器はキャパシタの充電電圧にほぼ等しい電圧を
その正入力で受信し、かつ上記の基準利得値に対してキ
ャパシタによって伝えられた電圧に対応する第３基準電
圧レベルにもたらされたその負入力を有し、 第４比較器の出力はその頭部が最も正の電圧源に接続さ
れ、かつその中間点が第３比較器の負入力に接続された
第２インピーダンスブリッジの脚部に接続され、かつ第
４比較器の出力が低い状態にある場合には第４基準電圧
が現れるようにされ，その電圧は第２比較器の出力が高
いインピーダンス状態にある場合には第１インピーダン
スブリッジの中間点の電圧より低い値に調整され、かつ 第３比較器の出力が上記の第２制御手段の出力を構成す
ること、 を特徴とする請求項３もしくは４記載の利得制御回路。
Applications Claiming Priority (2)
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63227242A JPS63227242A (ja) | 1988-09-21 |
| JPH0716216B2 true JPH0716216B2 (ja) | 1995-02-22 |
Family
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Family Applications (1)
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