JPH07177111A - Ａｍ−ｆｍ変調信号の帯域変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ステレオ受信時のＣ／Ｎ及びＳ／Ｎを改善
し、ＡＭ−ＦＭ信号の感度をメイン信号と同程度に向上
し得るＡＭ−ＦＭ変調信号の帯域変換装置の提供。 【構成】 ステレオサブ信号で変調したＦＭ信号を入力
する。ミキサー２，ＬＰＦ３，及びＶＣＯ４でＰＬＬ回
路を構成し、ＶＣＯ４の発振周波数を制御してｆｖ
（ｔ）を得てミキサー１０に入力する。次に、ＬＰＦ３
の出力ｆ２（ｔ）を増幅器５に入力し加算器６及び反転
増幅器７に入力する。反転増幅器７では信号の振幅を２
倍にして反転させる。スイッチ８はサブキャリア同期信
号発生器９からのパルスを制御信号としてＯＮ／ＯＦＦ
される。パルスがＨＩの時に反転増幅器７の出力ｆ３
（ｔ）と増幅器５の出力ｆ２’（ｔ）が加算器６で合成
され出力ｆ４（ｔ）を得て、ｆ４（ｔ）とＶＣＯ４の出
力ｆｖ（ｔ）をミキサー１０で混合されて、半サイクル
が反転した偏移を得る。次に、増幅器１１を介してミキ
サー１０の出力と入力信号ｆｉ（ｔ）を加算器１２で合
成する。出力端子１３に得られるＦＭ信号をＢＰＦで取
り出すことにより、サブ信号変調帯域を狭帯域化する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は帯域変換装置に関し、特
に、ＡＭ−ＦＭ変調信号の帯域変換装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＦＭ信号の所要帯域幅Ｂは、

【数１】 Ｂ＝２（ｆａ＋ｆｄ） （１） で近似される。ここで、ｆａは変調信号周波数、ｆｄは
最大周波数偏移である。現在のＦＭ放送においては、ｆ
ｄ（ＭＡＸ）＝７５ＫHzであり、モノラル受信の場合で
はｆａ（ＭＡＸ）＝１５ＫHzなので所要帯域幅ＢＭ＝２
（７５ＫHz＋１５ＫHz）＝１８０ＫHzとなる。ステレオ
受信の場合には、ステレオサブ信号で３８ＫHzサブキャ
リア信号をＤＳＢ−ＳＣ（Double Side Band-Suppresse
d Carrire）変調しているため、ｆａ（ＭＡＸ）＝１５
ＫHz＋３８ＫHz＝５３ＫHzとなり、所要帯域幅Ｂｓ＝２
（７５ＫHz＋５３ＫHz）＝２５６ＫHzでモノラル受信時
に対しさらに広い帯域を必要とする。

【０００３】

【発明が解決しようとする課題】ここで、ＦＭ変調帯域
内において雑音は一様に分布しているため、帯域により
Ｃ／Ｎが決定される。このため、上述のようなＤＳＢ−
ＳＣ変調方式のＦＭステレオではモノラル時に比べ広い
帯域を必要とするためＣ／Ｎが劣化するという問題点が
あった。また、ＦＭ復調時の特性として変調信号周波数
が高いほど復調雑音が増加し、いわゆる三角雑音と呼ば
れる雑音が発生する。このため、メイン信号（５０Hz〜
１５ＫHz）のみ復調するモノラル復調時に比べ、ステレ
オ復調時には２３ＫHz〜５３ＫHzのサブ信号成分まで復
調するため、復調時のＳ／Ｎが低下してしまうという問
題点があった。

【０００４】本発明は上記問題点に鑑みてなされたもの
であり、ステレオ受信時のＣ／Ｎ及びＳ／Ｎを改善し、
ＡＭ−ＦＭ信号（サブ信号）の感度をメイン信号と同程
度に向上し得るＡＭ−ＦＭ変調信号の帯域変換装置の提
供を目的とする。

【０００５】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明のＡＭ−ＦＭ変調信号の帯域変換装置は、Ａ
Ｍ−ＦＭ変調信号から差周波数成分信号を抽出する差周
波数抽出手段と、ＡＭ−ＦＭ変調信号のキャリア成分信
号を生成するキャリア成分信号生成手段と、差周波数成
分信号の振幅を２倍して反転した反転信号を得る反転信
号出力手段と、キャリア成分信号の周波数を周波数とす
るＡＭ−ＦＭ変調信号の同期信号を生成する同期信号生
成手段と、ＡＭ−ＦＭ変調信号の同期信号の２つの状態
のうち、所定の状態のとき反転信号を第１の合成手段に
出力するスイッチ手段と、スイッチ手段からの出力があ
るとき該出力信号と差周波数成分信号を合成し、該スイ
ッチ手段からの出力がないとき該差周波数成分信号のみ
を出力する第１の合成手段と、キャリア信号と第１の合
成手段の出力とからＡＭ−ＦＭ変調信号を半サイクルお
きに反転した偏移信号を得る偏移信号抽出手段と、ＡＭ
−ＦＭ変調信号と偏移信号を合成する第２の合成手段
と、を有し、第２の合成手段の出力からキャリア成分信
号の周波数を中心周波数とする低域成分信号を抽出する
ことを特徴とする。

【０００６】

【作用】上記の構成により本発明のＡＭ−ＦＭ変調信号
の帯域変換装置は、差周波数抽出手段によりＡＭ−ＦＭ
変調信号から差周波数成分信号を抽出し、キャリア成分
信号生成手段によりＡＭ−ＦＭ変調信号のキャリア成分
信号を生成し、反転信号出力手段により差周波数成分信
号の振幅を２倍して反転した反転信号を得る。次に、同
期信号生成手段によりキャリア成分信号の周波数を周波
数とするＡＭ−ＦＭ変調信号の同期信号を生成し、スイ
ッチ手段によりＡＭ−ＦＭ変調信号の同期信号の２つの
状態のうち、所定の状態のとき反転信号を第１の合成手
段に出力する。そして、第１の合成手段によりスイッチ
手段からの出力があるとき該出力信号と差周波数成分信
号を合成し、偏移信号抽出手段により該スイッチ手段か
らの出力がないとき該差周波数成分信号のみを出力し、
キャリア信号と第１の合成手段の出力とからＡＭ−ＦＭ
変調信号を半サイクルおきに反転した偏移信号を得る。
最後に、第２の合成手段の出力からキャリア成分信号の
周波数を中心周波数とする低域成分信号を抽出すること
によりＡＭ−ＦＭ変調帯域を狭帯域化する。

【０００７】

【実施例】ＦＭステレオのサブ信号は、差信号（Ｌ−
Ｒ）でサブキャリア３８ＫHzをＤＳＢ−ＳＣ変調してあ
り、２３ＫHz〜５３ＫHzの周波数成分を持っている。図
２（ａ）はこの信号でサブキャリアをＦＭ変調したとき
の周波数偏移を示す。本発明のＡＭ−ＦＭ信号の帯域変
換装置では、ここで３８ＫHz成分の半サイクル（図２
（ａ）中、Ｔ２，Ｔ４，Ｔ６，…の周期）の偏移を反転
させることにより、図２（ｂ）に示す偏移を作り、ＢＰ
Ｆ（バンドパスフィルタ）で高周波成分を除去して図２
（ｃ）に示す低域成分（５０ＫHz〜１５ＫHz）の周波数
偏移に変換する。

【０００８】ここで、ＦＭ信号をベクトル表示すると図
３（ａ）のように示すことができる。すなわち、無変調
時のキャリアベクトルをベクトルＯＡで表すと、変調が
かかった場合にはベクトルＯＢからベクトルＯＣの間を
往復し、キャリアベクトルＯＡに対し位相（φ）が変化
し、ベクトルＯＢのＦＭ波の位相変化は側波ベクトルＦ
Ｄ及び側波ベクトルＤＢにより発生する（図３（ａ）で
は第２側波まで表示しているが、偏移が大きくなれば第
３側波、第４側波，…と側波も増加する）。本発明のＡ
Ｍ−ＦＭ信号の帯域変換装置では上述の図２（ｂ）に示
すようにサブキャリア３８ＫHzの半サイクルを反転する
ので、この動作を得るためにオーディオ信号の半サイク
ルの期間（図２（ａ）のＴ１〜Ｔ５）において図３
（ｂ）に示すようにＦＭの位相変化がベクトルＯＡ〜ベ
クトルＯＢの間を往復するようにする。なお、次のオー
ディオ信号の半サイクル（図２（ａ）のＴ７〜Ｔ１２）
では逆側（ベクトルＯＡ〜ベクトルＯＣ）で動作させ
る。また、図３（ａ）の偏移を図３（ｂ）の偏移に変換
するにはキャリアと直交する第１側波成分（以下、第３
側波，第５側波，…というように奇数側波成分）の方向
を反転することによって行う。

【０００９】〈実施例１〉図１は上述した本発明のＡＭ
−ＦＭ信号の帯域変換装置の一実施例の構成を示すブロ
ック図であり、１は入力端子、２はミキサー（ＭＩ
Ｘ）、３はＬＰＦ（ローパスフィルタ）、４はＶＣＯ
（Voltage Controlled Oscillator）でありキャリア成
分信号抽出手段に相当し、５は増幅器、６は加算器であ
り第１の合成手段に相当し、７は反転増幅器であり反転
信号出力手段に相当し、８はスイッチ（ＳＷ）、９はサ
ブキャリア同期信号発生器、１０はミキサーであり偏移
信号抽出手段に相当し、１１は増幅器、１２は加算器で
あり第２の合成手段に相当し、１３は出力端子である。
なお、ミキサー２及びＬＰＦ３は本実施例では差周波数
抽出手段を構成する。

【００１０】入力端子１にステレオサブ信号で変調した
ＦＭ信号を入力する。ミキサー２，ＬＰＦ３，及びＶＣ
Ｏ４でＰＬＬ回路を構成し、ＶＣＯ４の出力には入力信
号のキャリアに同期した信号を得る。なお、ＰＬＬでは
入力ＦＭ信号のキャリアにロックさせるので、ロック外
れを防ぐため、ＦＭの偏移は小さい方が望ましい。図１
で、入力信号ｆｉ(ｔ)を

【数２】 ｆｉ(ｔ)＝Ａｃｏｓ［ωｃｔ＋φｍ(ｔ)＋φ１(ｔ)］ （２） とし、ＶＣＯ４の出力ｆｖ(ｔ)を

【数３】 ｆｖ(ｔ)＝Ｋ１ｓｉｎ［ωｃｔ＋φｍ'(ｔ)＋φｏ(ｔ)］ （３）

【００１１】とする。ここで、ＡはＦＭ信号の振幅、Ｋ
１はＶＣＯ４の利得、ωｃはキャリア角周波数、φｍは
ＦＭ瞬時位相、φ１はキャリアの初期位相、φｍ'はＶ
ＣＯ４における周波数変化時の瞬時位相、φｏはＶＣＯ
自走周波数における初期位相である。この時、ミキサー
２の出力ｆ１(ｔ)は、

【数４】 ｆ１(ｔ)＝ＡＫ１｛ｓｉｎ［φｍ(ｔ)−φｍ'(ｔ)＋φｉ(ｔ)−φ０(ｔ)］ ＋ｓｉｎ[２ωｃｔ＋φｍ(ｔ)＋φｍ'(ｔ)＋φｉ(ｔ)＋φ０(ｔ)]} （４）

【００１２】であり、ＬＰＦ３で差周波数成分（式
（４）の第１項）を取り出す。ＬＰＦ３の出力ｆ２(ｔ)
は、

【数５】 ｆ２(ｔ)＝ＡＫ１ｓｉｎ[φｍ(ｔ)−φｍ'(ｔ)＋φｉ(ｔ)−φｏ(ｔ)] （５） となり、ここでＰＬＬをキャリア周波数にのみロックす
るように、ＶＣＯ４の発振周波数を制御すれば、

【数６】 φｍ(ｔ)−φｍ'(ｔ)＋φ１(ｔ)−φｏ(ｔ)≒０ （６） となり、式（３）のＶＣＯ４の出力にはキャリアの直交
成分、すなわち、

【数７】 ｆｖ(ｔ)＝ＡＫ１ｓｉｎωｃｔ （７） が得られ、ミキサー１０に入力される。

【００１３】次に、ＬＰＦ３の出力ｆ２(ｔ)を取り出し
増幅器５に入力する。ｆ２(ｔ)は前述したＦＭ信号のｓ
ｉｎ部分であるが、ミキサー２で変調成分は圧縮される
ため増幅器５により変調分を元の振幅に戻す。増幅器５
の出力（図４（ａ）参照）を２分岐して、一方は加算器
６へ、他の一方は反転増幅器７に入力する。反転増幅器
７では図４（ｂ）に示すように信号の振幅を２倍にして
反転させる。

【００１４】スイッチ８はサブキャリア同期信号発生器
９から出力される３８ＫHzのパルスを制御信号としてＯ
Ｎ／ＯＦＦされる（図４（ｃ）参照）。増幅器５の出力
ｆ２’(ｔ)を

【数８】 ｆ２’(ｔ)＝Ｋｓｉｎ［φｍ(ｔ)−φｍ’(ｔ)＋φｉ(ｔ)−φｏ(ｔ)］ ＝Ｋｓｉｎ（△φ） （８） とする。ここで、△φｍ＝φｍ(ｔ)−φｍ’(ｔ)＋φｉ
(ｔ)−φｏ(ｔ)であり、入力ＦＭ信号ｆｉ(ｔ)とＶＣＯ
４の出力信号ｆｖ(ｔ)の位相差分を表す。また、Ｋ＝Ａ
Ｋ１Ｋ２（但し、Ｋ２は増幅器５の利得）である。

【００１５】一方、反転増幅器７の出力ｆ３(ｔ)は、

【数９】 ｆ３(ｔ)＝−２Ｋｓｉｎ（φｍ(ｔ)−φｍ’(ｔ)＋φｉ(ｔ)−φｏ(ｔ)］ ＝−２Ｋｓｉｎ（△φｍ） （９） となる。

【００１６】次に、反転増幅器７の出力ｆ３(ｔ)と増幅
器５の出力ｆ２’(ｔ)を加算器６で合成する。ここで、
反転増幅器７の出力ｆ３(ｔ)はサブキャリア同期信号発
生器９からのサブキャリア同期信号によりスイッチ８で
ＯＮ／ＯＦＦされる。この場合、パルスがＬＯＷの時ス
イッチはＯＦＦとなる。この結果、パルスがＨＩの時に
反転増幅器７の出力ｆ３(ｔ)と増幅器５の出力ｆ２’
(ｔ)が加算器６で合成され出力ｆ４(ｔ)を得る。加算器
６の出力は、

【数１０】 ｆ４(ｔ)＝ｆ２’(ｔ)＋ｆ３(ｔ) ＝Ｋｓｉｎ（△φｍ）＋（−２）Ｋｓｉｎ（△φｍ） ＝−Ｋｓｉｎ（△φｍ） （１０）

【００１７】となり、もとのｆ２’(ｔ)の位相分（ＦＭ
偏移のｓｉｎ成分）が反転する。また、パルスがＬＯＷ
の時にはスイッチ８がＯＦＦとなるので、ｆ３(ｔ)は出
力されず、加算器６の出力としてｆ２(ｔ)がそのまま出
力される。この結果、図４（ｄ）に示すような変化が得
られる。このｆ４(ｔ)と前述のＶＣＯ４の出力ｆｖ(ｔ)
をミキサー１０で混合することにより、ＦＭ信号のｓｉ
ｎ成分についてサブキャリアの半サイクルが反転した偏
移が得られる。増幅器１１は入力ＦＭ信号との振幅レベ
ルの補正用であり、ミキサー１０の出力に対し適当な利
得調整を行った後、ミキサー１０の出力と入力信号ｆｉ
(ｔ)を加算器１２で合成する。

【００１８】この結果、出力端子１３に得られるＦＭ信
号は図３（ａ）のＦＭ信号の変化が図３（ｂ）の変化に
変換される。このような変換動作によりＦＭサブ信号変
調時のＦＭスペクトラムは図５（ａ）から図５（ｂ）に
示すようにキャリアを中心とする低域成分に変換され
る。この低域成分をＢＰＦ（図示せず）で取り出すこと
により、サブ信号変調帯域を狭帯域化できる。

【００１９】〈実施例２〉図６は上述した本発明のＡＭ
−ＦＭ信号の帯域変換装置の他の実施例の構成を示すブ
ロック図である。本実施例は、加算器１２への入力信号
の位相ずれを考慮しない場合の構成であり、その場合は
ＶＣＯ４を用いてＰＬＬ回路を構成する必要がないの
で、図１の構成からＶＣＯ４を除き、ミキサー２にキャ
リア信号（ｆｖ(ｔ)＝Ｋ１ｓｉｎωｃｔ(ｔ)を加えるＯ
ＳＣ（発振器）４’を加入した構成である。入力端子１
にステレオサブ信号で変調したＦＭ信号を入力し、ミキ
サー２に加えＯＳＣ４’からのキャリアにより出力ｆ１
(ｔ)を得る。この時、ミキサー２の出力ｆ１(ｔ)は、前
述した式（４）で示される。そこで、ＬＰＦ３で差周波
数成分（式（４）の第１項）を取り出す。

【００２０】次に、ＬＰＦ３の出力ｆ２(ｔ)を取り出し
増幅器５に入力する。以下、実施例１の場合と同様にし
て、増幅器５の出力（図４（ａ）参照）を２分岐して、
一方は加算器６へ、他の一方は反転増幅器７、スイッチ
８を介して加算器６に入力する。また、反転増幅器７、
スイッチ８、及びサブキャリア同期信号発生器９の動作
及び信号は実施例１の場合と同様であり、パルスがＨＩ
の時に反転増幅器７の出力ｆ３(ｔ)と増幅器５の出力ｆ
２’(ｔ)が加算器６で合成される。加算器６の出力ｆ４
(ｔ)は、パルスがＬＯＷの時にはスイッチ８がＯＦＦと
なるのでｆ３(ｔ)は出力されず、加算器６の出力として
ｆ２(ｔ)がそのまま出力される。この結果、図４（ｄ）
に示すような変化が得られる。このｆ４(ｔ)とＯＳＣ
４’の出力ｆｖ(ｔ)をミキサー１０で混合ることによ
り、ＦＭ信号のｓｉｎ成分についてサブキャリアの半サ
イクルが反転した偏移が得られる。従って、実施例１の
場合と同様にサブ信号変調帯域を狭帯域化できる。

【００２１】

【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｆ
Ｍサブ信号の変調帯域をメイン信号と同一の帯域に変換
できる。この結果、ステレオ受信時におけるＣ／Ｎ及び
Ｓ／Ｎを改善でき、受信感度が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＡＭ−ＦＭ信号の帯域変換装置の一実
施例の構成を示すブロック図である。

【図２】ＦＭサブ信号の周波数偏移の説明図である。

【図３】ＦＭ信号のベクトル図である。

【図４】図１のＡＭ−ＦＭ信号の帯域変換装置の動作説
明図である。

【図５】ＦＭサブ信号のスペクトラムである。

【図６】本発明のＡＭ−ＦＭ信号の帯域変換装置の他の
実施例の構成を示すブロック図である。

【符号の説明】

２ ミキサー（差周波数抽出手段） ３ ＬＰＦ（ローパスフィルタ；差周波数抽出手段） ４ ＶＣＯ（キャリア成分信号抽出手段） ４’ ＯＳＣ（キャリア成分信号抽出手段） ６ 加算器（第１の合成手段） ７ 反転増幅器（反転信号出力手段） ８ スイッチ ９ サブキャリア同期信号発生器 １０ ミキサー（偏移信号抽出手段） １２ 加算器（第２の合成手段）

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ＡＭ−ＦＭ変調信号から差周波数成分信
   号を抽出する差周波数抽出手段と、 前記ＡＭ−ＦＭ変調信号のキャリア成分信号を生成する
   キャリア成分信号生成手段と、 前記差周波数成分信号の振幅を２倍して反転した反転信
   号を得る反転信号出力手段と、 前記キャリア成分信号の周波数を周波数とする前記ＡＭ
   −ＦＭ変調信号の同期信号を生成する同期信号生成手段
   と、 前記ＡＭ−ＦＭ変調信号の同期信号の２つの状態のう
   ち、所定の状態のとき前記反転信号を第１の合成手段に
   出力するスイッチ手段と、 前記スイッチ手段からの出力があるとき該出力信号と前
   記差周波数成分信号を合成し、該スイッチ手段からの出
   力がないとき該差周波数成分信号のみを出力する第１の
   合成手段と、 前記キャリア信号と前記第１の合成手段の出力とから前
   記ＡＭ−ＦＭ変調信号を半サイクルおきに反転した偏移
   信号を得る偏移信号抽出手段と、 前記ＡＭ−ＦＭ変調信号と前記偏移信号を合成する第２
   の合成手段と、 を有し、前記第２の合成手段の出力から前記キャリア成
   分信号の周波数を中心周波数とする低域成分信号を抽出
   することを特徴とするＡＭ−ＦＭ変調信号の帯域変換装
   置。