JPH07193557A - 直接拡散スペクトル拡散通信方式 - Google Patents
直接拡散スペクトル拡散通信方式Info
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- JPH07193557A JPH07193557A JP5330382A JP33038293A JPH07193557A JP H07193557 A JPH07193557 A JP H07193557A JP 5330382 A JP5330382 A JP 5330382A JP 33038293 A JP33038293 A JP 33038293A JP H07193557 A JPH07193557 A JP H07193557A
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- spread spectrum
- phase
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 １ビット量子化でスペクトル拡散を用いたＤ
ＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ復調を可能とする。 【構成】 キャリア再生部４で搬送波再生を行ない同相
および直交ベースバンド成分を出力し、１ビット量子化
Ａ／Ｄ変換器５，６で量子化を行ない、ディジタルマッ
チドフィルタ７および８で相関をとり、デジタル差動位
相復調器９で情報を復調する。
ＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ復調を可能とする。 【構成】 キャリア再生部４で搬送波再生を行ない同相
および直交ベースバンド成分を出力し、１ビット量子化
Ａ／Ｄ変換器５，６で量子化を行ない、ディジタルマッ
チドフィルタ７および８で相関をとり、デジタル差動位
相復調器９で情報を復調する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、特に受信復調回路を改
良した直接拡散方式のスペクトル拡散通信方式に関する
ものである。
良した直接拡散方式のスペクトル拡散通信方式に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】従来のデータ通信には、ＡＭ（振幅変
調）、ＦＭ（周波数変調）、ＢＰＳＫ（２相位相シフト
キーイング）、ＱＰＳＫ（４相位相シフトキーイング）
等の狭帯域変調方式を用いた通信が一般に使用されてい
る。これらは、受信機における復調を比較的小型の回路
で実現できるが、マルチパスや狭帯域雑音に弱いという
欠点も有している。
調）、ＦＭ（周波数変調）、ＢＰＳＫ（２相位相シフト
キーイング）、ＱＰＳＫ（４相位相シフトキーイング）
等の狭帯域変調方式を用いた通信が一般に使用されてい
る。これらは、受信機における復調を比較的小型の回路
で実現できるが、マルチパスや狭帯域雑音に弱いという
欠点も有している。
【０００３】これに対して、スペクトル拡散通信方式で
は、送信側ではデータ（アナログ、ディジタルどちらで
もかまわない）の周波数スペクトルをＰＮ符号によって
広帯域に拡散し、受信機側では該ＰＮ符号と時間同期を
とることで、マルチパスおよび狭帯域雑音の影響を軽減
するという特徴を有し、重要な技術として注目されてい
る。
は、送信側ではデータ（アナログ、ディジタルどちらで
もかまわない）の周波数スペクトルをＰＮ符号によって
広帯域に拡散し、受信機側では該ＰＮ符号と時間同期を
とることで、マルチパスおよび狭帯域雑音の影響を軽減
するという特徴を有し、重要な技術として注目されてい
る。
【０００４】スペクトル拡散方式の手法には、直接拡
散，周波数ホッピング，時間ホッピングおよびこれらの
うちのいくつかを組合せたハイブリッド方式等があり、
この中で直接拡散方式は、データ速度よりかなり速いチ
ップ速度を持つＰＮ符号とデータとを乗算することでス
ペクトルを拡散する手法で、回路的にも他の手法に比べ
て容易に実現でき、またＰＮ符号の区別によって同じ周
波数帯域での多重通信が可能となる。このような多重方
式をＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access: コー
ド分割多元接続）、またはＳＳＭＡ（Spread Spectrum
Multiple Access: スペクトル拡散多元接続）と呼ぶ。
散，周波数ホッピング，時間ホッピングおよびこれらの
うちのいくつかを組合せたハイブリッド方式等があり、
この中で直接拡散方式は、データ速度よりかなり速いチ
ップ速度を持つＰＮ符号とデータとを乗算することでス
ペクトルを拡散する手法で、回路的にも他の手法に比べ
て容易に実現でき、またＰＮ符号の区別によって同じ周
波数帯域での多重通信が可能となる。このような多重方
式をＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access: コー
ド分割多元接続）、またはＳＳＭＡ（Spread Spectrum
Multiple Access: スペクトル拡散多元接続）と呼ぶ。
【０００５】図７は、従来の直接拡散スペクトル拡散方
式によるディジタル同期ＰＳＫ（位相シフトキーイン
グ）復調器の一例のブロック図である。以下この動作に
ついて説明する。
式によるディジタル同期ＰＳＫ（位相シフトキーイン
グ）復調器の一例のブロック図である。以下この動作に
ついて説明する。
【０００６】受信アンテナ１により受信された受信信号
ｓ（ｔ）は、ＲＦ増幅部２により増幅され、周波数変換
部３でＩＦ帯に周波数変換されｒ（ｔ）となる。ここで
このｒ（ｔ）を、
ｓ（ｔ）は、ＲＦ増幅部２により増幅され、周波数変換
部３でＩＦ帯に周波数変換されｒ（ｔ）となる。ここで
このｒ（ｔ）を、
【０００７】
【数１】
【０００８】とする。ここで、ｄ（ｔ）は＋１，−１で
表されるようなバイナリーデータ、ｐ（ｔ）は＋１，−
１で表され、ｄ（ｔ）よりかなり速いチップレートを持
つようなＰＮ符号、ｎ（ｔ）は通信路で加算される白色
ガウス雑音、ωc はキャリアを表わす。
表されるようなバイナリーデータ、ｐ（ｔ）は＋１，−
１で表され、ｄ（ｔ）よりかなり速いチップレートを持
つようなＰＮ符号、ｎ（ｔ）は通信路で加算される白色
ガウス雑音、ωc はキャリアを表わす。
【０００９】この信号ｒ（ｔ）は分配器６６によって２
分配され、それぞれに互いに直交するキャリアが乗算器
６７，６８において乗算され、高調波を除去するような
ＬＰＦ（低域通過フィルタ）６９，７０によりベースバ
ンド信号に変換される。この信号は、
分配され、それぞれに互いに直交するキャリアが乗算器
６７，６８において乗算され、高調波を除去するような
ＬＰＦ（低域通過フィルタ）６９，７０によりベースバ
ンド信号に変換される。この信号は、
【００１０】
【数２】
【００１１】で表される。ここでΔωは再生搬送波とω
c との周波数差（≒０）、ｎI （ｔ）、ｎQ （ｔ）はそ
れぞれ直交するノイズ成分を表わす。
c との周波数差（≒０）、ｎI （ｔ）、ｎQ （ｔ）はそ
れぞれ直交するノイズ成分を表わす。
【００１２】これら同相（Ｉ）および直交（Ｑ）の２信
号は、それぞれＡ／Ｄ変換器７１，７２によってディジ
タル化されディジタルマッチドフィルタ７３，７４によ
って相関がとられる。ここで相関ピークで理想的に判定
したとすれば、このマッチドフィルタ７３，７４の出力
は一般的な狭帯域通信の復調データと同じと考えられる
から、この両マッチドフィルタ出力を用い、さらに乗算
器７５、ループフィルタ（ＬＦ）７６、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）７７を用い、ＶＣＯ７７の出力の一方は乗算
器７６に送り、他方は９０°移相器７８を介して乗算器
６８に送ることでコスタスループが形成でき、先のΔω
ｔ＝０とするよう搬送波再生同期ループが動作する。同
期すると同相側マッチドフィルタ出力を用いてデータ復
調部７９によりデータ復調され、情報を得る。
号は、それぞれＡ／Ｄ変換器７１，７２によってディジ
タル化されディジタルマッチドフィルタ７３，７４によ
って相関がとられる。ここで相関ピークで理想的に判定
したとすれば、このマッチドフィルタ７３，７４の出力
は一般的な狭帯域通信の復調データと同じと考えられる
から、この両マッチドフィルタ出力を用い、さらに乗算
器７５、ループフィルタ（ＬＦ）７６、電圧制御発振器
（ＶＣＯ）７７を用い、ＶＣＯ７７の出力の一方は乗算
器７６に送り、他方は９０°移相器７８を介して乗算器
６８に送ることでコスタスループが形成でき、先のΔω
ｔ＝０とするよう搬送波再生同期ループが動作する。同
期すると同相側マッチドフィルタ出力を用いてデータ復
調部７９によりデータ復調され、情報を得る。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】前述のような構成の受
信機では、相関出力値を用いて搬送波再生同期ループを
構成するため、ディジタル化の際の量子化ビット数が１
ビットのとき、搬送波帯雑音比（Ｃ／Ｎ）が低い場合は
周波数差によるマッチドフィルタ入力の振幅変動とマッ
チドフィルタ出力がほぼ比例関係と見なされ、マッチド
フィルタ出力を用いたキャリア再生は可能であるが、特
にＣ／Ｎが非常に高い場合にはマッチドフィルタ入力と
出力との比例関係がなくなり搬送波同期が不可能とな
る。そのため多ビット量子化をすることになり、これは
ディジタルマッチドフィルタの大型化につながる。ま
た、多ビット量子化を行なうためには、Ａ／Ｄ変換器の
前段で振幅レベルを一定にしておく必要があり、そのた
めには自動利得制御（ＡＧＣ）ループが必要となってく
る。このため、システムはより大型化、複雑化してくる
という問題点を有している。また、相関をとる前では一
般的にＣ／Ｎが低いため、搬送波再生は大変困難であ
る。
信機では、相関出力値を用いて搬送波再生同期ループを
構成するため、ディジタル化の際の量子化ビット数が１
ビットのとき、搬送波帯雑音比（Ｃ／Ｎ）が低い場合は
周波数差によるマッチドフィルタ入力の振幅変動とマッ
チドフィルタ出力がほぼ比例関係と見なされ、マッチド
フィルタ出力を用いたキャリア再生は可能であるが、特
にＣ／Ｎが非常に高い場合にはマッチドフィルタ入力と
出力との比例関係がなくなり搬送波同期が不可能とな
る。そのため多ビット量子化をすることになり、これは
ディジタルマッチドフィルタの大型化につながる。ま
た、多ビット量子化を行なうためには、Ａ／Ｄ変換器の
前段で振幅レベルを一定にしておく必要があり、そのた
めには自動利得制御（ＡＧＣ）ループが必要となってく
る。このため、システムはより大型化、複雑化してくる
という問題点を有している。また、相関をとる前では一
般的にＣ／Ｎが低いため、搬送波再生は大変困難であ
る。
【００１４】さらに、搬送波再生同期ループを用いず、
１ビット量子化で遅延検波を用いて差動移相シフトキー
イング（ＤＰＳＫ）変調の復調を行なった場合、Ｃ／Ｎ
がある程度高くなってくると、誤り率がある値以上改善
されず、さらに劣化するという特性が見られるようにな
り、実用は大変困難となってくる。
１ビット量子化で遅延検波を用いて差動移相シフトキー
イング（ＤＰＳＫ）変調の復調を行なった場合、Ｃ／Ｎ
がある程度高くなってくると、誤り率がある値以上改善
されず、さらに劣化するという特性が見られるようにな
り、実用は大変困難となってくる。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明に使用される受信
装置は、受信した信号に対し搬送波再生を行ない、同相
および直交ベースバンド成分を出力するキャリア再生部
と、キャリア再生部で再生された各キャリアの１ビット
量子化を行なう１対のＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器で
量子化された各信号の相関をとる１対のディジタルマッ
チドフィルタおよびディジタルマッチドフィルタの出力
を処理するディジタル差動移相復調器によって構成され
る。
装置は、受信した信号に対し搬送波再生を行ない、同相
および直交ベースバンド成分を出力するキャリア再生部
と、キャリア再生部で再生された各キャリアの１ビット
量子化を行なう１対のＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器で
量子化された各信号の相関をとる１対のディジタルマッ
チドフィルタおよびディジタルマッチドフィルタの出力
を処理するディジタル差動移相復調器によって構成され
る。
【００１６】
【作用】本発明によれば、受信された受信信号ｓ（ｔ）
を、増幅し周波数変換する。その後搬送波再生された互
いに直交するようなキャリアが乗算され、同相および直
交ベースバンド成分を生成する。この直交する両ベース
バンド信号ＩおよびＱは、ハードリミッタを有する１対
のＡ／Ｄ変換器によって１ビット量子化され、その後そ
れぞれ対応するディジタルマッチドフィルタに入力され
相関ピークを得る。この両相関出力を用いてディジタル
差動移相復調器により差動位相復調され情報を得る。Ｃ
／Ｎが低い場合には、キャリア非同期で１ビット量子化
の誤り率特性で復調が可能であり、さらにＣ／Ｎが高く
なってくると、キャリア再生ループが同期しキャリア同
期で復調することも可能となる。
を、増幅し周波数変換する。その後搬送波再生された互
いに直交するようなキャリアが乗算され、同相および直
交ベースバンド成分を生成する。この直交する両ベース
バンド信号ＩおよびＱは、ハードリミッタを有する１対
のＡ／Ｄ変換器によって１ビット量子化され、その後そ
れぞれ対応するディジタルマッチドフィルタに入力され
相関ピークを得る。この両相関出力を用いてディジタル
差動移相復調器により差動位相復調され情報を得る。Ｃ
／Ｎが低い場合には、キャリア非同期で１ビット量子化
の誤り率特性で復調が可能であり、さらにＣ／Ｎが高く
なってくると、キャリア再生ループが同期しキャリア同
期で復調することも可能となる。
【００１７】
【実施例】図１は本発明の第１の実施例のブロック図で
ある。以下その動作について説明する。
ある。以下その動作について説明する。
【００１８】図１において、受信用アンテナ１で受信さ
れた受信信号ｓ（ｔ）は、ＲＦ増幅部２によって電力増
幅され、さらに周波数変換部３によってＩＦ帯に周波数
変換されｒ（ｔ）となる。ここで、
れた受信信号ｓ（ｔ）は、ＲＦ増幅部２によって電力増
幅され、さらに周波数変換部３によってＩＦ帯に周波数
変換されｒ（ｔ）となる。ここで、
【００１９】
【数３】
【００２０】となる。これは（数１）と同様である。こ
の信号ｒ（ｔ）はこの後キャリア再生部４に入力され
る。このキャリア再生部４はＱＰＳＫに用いられるコス
タスループのようなもので、たとえば、図２のように構
成される。
の信号ｒ（ｔ）はこの後キャリア再生部４に入力され
る。このキャリア再生部４はＱＰＳＫに用いられるコス
タスループのようなもので、たとえば、図２のように構
成される。
【００２１】図２はキャリア再生部４の一例のブロック
図である。入力信号ｒ（ｔ）は分配器１０で２分配さ
れ、一方は乗算器１１に、他方は乗算器１２に送られ
る。各乗算器１１，１２の出力は２倍波を除去するよう
なＬＰＦ１３，１４を介して、出力端子ＩOUT およびＱ
OUT に送られるとともに、乗算器１５を介してＬＦ１６
を経由しＶＣＯ１７に送られる。ＶＣＯ１７の出力は、
分配器１８により２分配され、一方は乗算器１１に、他
方は９０°移相器８０を介して乗算器１２に送られる。
図である。入力信号ｒ（ｔ）は分配器１０で２分配さ
れ、一方は乗算器１１に、他方は乗算器１２に送られ
る。各乗算器１１，１２の出力は２倍波を除去するよう
なＬＰＦ１３，１４を介して、出力端子ＩOUT およびＱ
OUT に送られるとともに、乗算器１５を介してＬＦ１６
を経由しＶＣＯ１７に送られる。ＶＣＯ１７の出力は、
分配器１８により２分配され、一方は乗算器１１に、他
方は９０°移相器８０を介して乗算器１２に送られる。
【００２２】ここで、ＶＣＯ１７がデータレートに対し
て±数％程度しか動かないように、周波数変換部３のＩ
Ｆを設定する。上述のように、スペクトル拡散通信で
は、逆拡散前ではＣ／Ｎが大変低く、この搬送波再生ル
ープでは同期した搬送波を再生できない。よってこのよ
うな状況では非同期状態で周波数誤差を持ったまま直交
する信号を出力する。ここでこれらの信号はＬＰＦ１
３，１４を通り、
て±数％程度しか動かないように、周波数変換部３のＩ
Ｆを設定する。上述のように、スペクトル拡散通信で
は、逆拡散前ではＣ／Ｎが大変低く、この搬送波再生ル
ープでは同期した搬送波を再生できない。よってこのよ
うな状況では非同期状態で周波数誤差を持ったまま直交
する信号を出力する。ここでこれらの信号はＬＰＦ１
３，１４を通り、
【００２３】
【数４】
【００２４】となる。これは（数２）と同様である。図
１に戻り、これら２信号はそれぞれハードリミッタを有
する１ビット量子化Ａ／Ｄ変換器５，６で１ビット量子
化され、この後ディジタルマッチドフィルタ７，８によ
り相関がとられる。この相関出力のうち相関ピークを理
想的に判定し、この両相関ピークからディジタル差動位
相復調器９で差動位相復調されデータを得る。ここで、
この差動位相復調器９はたとえば図３に示すよう回路で
構成されるものである。
１に戻り、これら２信号はそれぞれハードリミッタを有
する１ビット量子化Ａ／Ｄ変換器５，６で１ビット量子
化され、この後ディジタルマッチドフィルタ７，８によ
り相関がとられる。この相関出力のうち相関ピークを理
想的に判定し、この両相関ピークからディジタル差動位
相復調器９で差動位相復調されデータを得る。ここで、
この差動位相復調器９はたとえば図３に示すよう回路で
構成されるものである。
【００２５】図３は差動位相復調器の一例のブロック図
である。ディジタルマッチドフィルタ７からの信号は、
１ビット遅延器１９，乗算器２１および乗算器２３に送
られる。１ビット遅延器１９の出力は乗算器２１および
乗算器２３に送られる。乗算器２１の出力は加算器２６
に送られ、乗算器２３の出力は減算器２５に送られる。
ディジタルマッチドフィルタ８からの信号は、１ビット
遅延器２０，乗算器２２および乗算器２４に送られる。
１ビット遅延器２０の出力は乗算器２２および乗算器２
４に送られる。乗算器２２の出力は加算器２６に送ら
れ、乗算器２４の出力は減算器２５に送られる。減算器
２５および加算器２６からデータ出力を得る。
である。ディジタルマッチドフィルタ７からの信号は、
１ビット遅延器１９，乗算器２１および乗算器２３に送
られる。１ビット遅延器１９の出力は乗算器２１および
乗算器２３に送られる。乗算器２１の出力は加算器２６
に送られ、乗算器２３の出力は減算器２５に送られる。
ディジタルマッチドフィルタ８からの信号は、１ビット
遅延器２０，乗算器２２および乗算器２４に送られる。
１ビット遅延器２０の出力は乗算器２２および乗算器２
４に送られる。乗算器２２の出力は加算器２６に送ら
れ、乗算器２４の出力は減算器２５に送られる。減算器
２５および加算器２６からデータ出力を得る。
【００２６】このディジタルマッチドフィルタ７および
８の出力は、データ１周期分のチップを加算したもので
あり、相関をとる前のＣ／Ｎが低く誤りが生じるような
条件下では、この加算出力がＩ，Ｑの振幅に比例した値
に近く出力され、ある程度劣化はするが十分復調が可能
である。ただしこの状況でＣ／Ｎが高く（＋数ｄｂ以
上）なった場合、誤り率はある値以上改善せず逆に劣化
するような特性（フロア特性）となる。しかし本方式を
用いると前記のようにＣ／Ｎが高くなってくると、前段
のキャリア再生部４の搬送波再生ループで位相差０rad.
で同期した搬送波を再生できるようになり、前述の誤り
率のフロア特性がなくなる。
８の出力は、データ１周期分のチップを加算したもので
あり、相関をとる前のＣ／Ｎが低く誤りが生じるような
条件下では、この加算出力がＩ，Ｑの振幅に比例した値
に近く出力され、ある程度劣化はするが十分復調が可能
である。ただしこの状況でＣ／Ｎが高く（＋数ｄｂ以
上）なった場合、誤り率はある値以上改善せず逆に劣化
するような特性（フロア特性）となる。しかし本方式を
用いると前記のようにＣ／Ｎが高くなってくると、前段
のキャリア再生部４の搬送波再生ループで位相差０rad.
で同期した搬送波を再生できるようになり、前述の誤り
率のフロア特性がなくなる。
【００２７】また、前述の第１の実施例に用いた復調方
式は、ＤＰＳＫ，ＤＱＰＳＫおよびＤＭＰＳＫのいずれ
に用いても同等の結果が得られるのは明らかである。
式は、ＤＰＳＫ，ＤＱＰＳＫおよびＤＭＰＳＫのいずれ
に用いても同等の結果が得られるのは明らかである。
【００２８】上記第１の実施例に用いたキャリア再生回
路では、Ｉ，Ｑ両出力を用いて復調する場合、位相同期
点によって誤り率が異なる。特にキャリアに対し位相差
がｎ×π／２rad.（ｎ：０、１、２、３…）のときに特
に誤り率が劣化し、ｍ×π／４rad.（ｍ：１、２、３
…）の点で同期すると最もよい誤り率特性となる。
路では、Ｉ，Ｑ両出力を用いて復調する場合、位相同期
点によって誤り率が異なる。特にキャリアに対し位相差
がｎ×π／２rad.（ｎ：０、１、２、３…）のときに特
に誤り率が劣化し、ｍ×π／４rad.（ｍ：１、２、３
…）の点で同期すると最もよい誤り率特性となる。
【００２９】第２の実施例は、π／４rad.の点で同期す
るようにしたキャリア再生部を用いるものである。図４
はこのキャリア再生部のブロック図である。入力信号ｒ
（ｔ）は分配器２７により２分配され、一方は分配器３
３を介してＩ，Ｑ信号に分離する回路に送られ、他方は
４乗器２８を介して乗算器２９，ＬＦ３０，ＶＣＯ３１
よりなるキャリア再生ループに送られる。このループの
出力は４分周器３２を介してＩ，Ｑ分離回路の分配器３
６に送られる。分配器３３で分離された信号の一方は乗
算器３４に送られ、他方は乗算器３５に送られる。乗算
器３４には分配器３６からの信号が送られ、乗算器３５
には分配器３６から９０°位相器３７により９０°移相
された信号が送られる。乗算器３４および３５の出力は
それぞれＬＰＦ３８および３９を介して出力端子ＩOUT
およびＱOUT から取り出される。
るようにしたキャリア再生部を用いるものである。図４
はこのキャリア再生部のブロック図である。入力信号ｒ
（ｔ）は分配器２７により２分配され、一方は分配器３
３を介してＩ，Ｑ信号に分離する回路に送られ、他方は
４乗器２８を介して乗算器２９，ＬＦ３０，ＶＣＯ３１
よりなるキャリア再生ループに送られる。このループの
出力は４分周器３２を介してＩ，Ｑ分離回路の分配器３
６に送られる。分配器３３で分離された信号の一方は乗
算器３４に送られ、他方は乗算器３５に送られる。乗算
器３４には分配器３６からの信号が送られ、乗算器３５
には分配器３６から９０°位相器３７により９０°移相
された信号が送られる。乗算器３４および３５の出力は
それぞれＬＰＦ３８および３９を介して出力端子ＩOUT
およびＱOUT から取り出される。
【００３０】この回路に入力する信号を、
【００３１】
【数５】
【００３２】とする。ただしここでφ（ｔ）はデータに
よって変わる位相で、データ１、−１に対してπrad.、
０rad.を取る。
よって変わる位相で、データ１、−１に対してπrad.、
０rad.を取る。
【００３３】このｒ（ｔ）は分配器２７によって２分配
され、一方はキャリア再生ループに入力される。この信
号はまず４乗器２８によって４乗され、
され、一方はキャリア再生ループに入力される。この信
号はまず４乗器２８によって４乗され、
【００３４】
【数６】
【００３５】となり、ここで振幅項を無視し、ＶＣＯ３
１の出力を、
１の出力を、
【００３６】
【数７】
【００３７】とすると、位相比較器である乗算器２９の
出力は、ＬＦ３０により高周波数成分を除去すると、
出力は、ＬＦ３０により高周波数成分を除去すると、
【００３８】
【数８】
【００３９】となり、このｘ（ｔ）が０となるようにル
ープが動作する。この状況でロック状態であるから、こ
のＶＣＯ３１の出力は４分周器３２により４分周され、
ープが動作する。この状況でロック状態であるから、こ
のＶＣＯ３１の出力は４分周器３２により４分周され、
【００４０】
【数９】
【００４１】となり、これは受信キャリアに対してπ／
４rad.の点で同期することが可能である。
４rad.の点で同期することが可能である。
【００４２】本実施例は、キャリア再生ループの同期点
がπ／４rad.となるように工夫したもので、一般的なＱ
ＰＳＫ，ＭＳＫ等で用いられているものであり、図４の
回路以外にコスタスループを変形したものでもかまわな
い。
がπ／４rad.となるように工夫したもので、一般的なＱ
ＰＳＫ，ＭＳＫ等で用いられているものであり、図４の
回路以外にコスタスループを変形したものでもかまわな
い。
【００４３】第２の実施例のキャリア再生ループも、Ｄ
ＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ変調方式さらにＤＭＰＳＫ変調方式
に用いることができる。
ＰＳＫ，ＤＱＰＳＫ変調方式さらにＤＭＰＳＫ変調方式
に用いることができる。
【００４４】図５は第３の実施例のブロック図である。
図５の回路と図１の回路の異なるところは、ディジタル
差動位相増幅器９に供給されるＱ側のディジタルマッチ
ドフィルタ８の出力を、スイッチ４２によりキャリア再
生部４１の出力と切換えるようにしていることである。
このため図５のキャリア再生部４１は図１のキャリア再
生部４と若干異なり、同期検出信号を出力する回路が付
加される。
図５の回路と図１の回路の異なるところは、ディジタル
差動位相増幅器９に供給されるＱ側のディジタルマッチ
ドフィルタ８の出力を、スイッチ４２によりキャリア再
生部４１の出力と切換えるようにしていることである。
このため図５のキャリア再生部４１は図１のキャリア再
生部４と若干異なり、同期検出信号を出力する回路が付
加される。
【００４５】第１の実施例と同様に、受信アンテナ１に
より受信された受信信号ｓ（ｔ）はＲＦ増幅部２によっ
て電力増幅され、周波数変換部３によってＩＦ帯に周波
数変換されてｒ（ｔ）となる。このｒ（ｔ）はキャリア
再生部４１に入力される。このキャリア再生部４１は第
１の実施例に用いたような位相差０rad.で同期する回路
に同期検出信号を出力する回路が付加されたものであ
る。
より受信された受信信号ｓ（ｔ）はＲＦ増幅部２によっ
て電力増幅され、周波数変換部３によってＩＦ帯に周波
数変換されてｒ（ｔ）となる。このｒ（ｔ）はキャリア
再生部４１に入力される。このキャリア再生部４１は第
１の実施例に用いたような位相差０rad.で同期する回路
に同期検出信号を出力する回路が付加されたものであ
る。
【００４６】図６はキャリア再生部４１の一例のブロッ
ク図である。図６において主な構成は図２と同様である
が、ＬＰＦ１３の出力の一部は２乗器５５，ＬＰＦ５
６，コンパレータ５７により同期検出信号を出力し、こ
れによりスイッチ４２を切換える。
ク図である。図６において主な構成は図２と同様である
が、ＬＰＦ１３の出力の一部は２乗器５５，ＬＰＦ５
６，コンパレータ５７により同期検出信号を出力し、こ
れによりスイッチ４２を切換える。
【００４７】図５において、このキャリア再生部４１は
上述のように、Ｃ／Ｎが低い場合には同期せず、この場
合にはスイッチ４２はディジタルマッチドフィルタ８側
に切換えられ、２つのディジタルマッチドフィルタ７お
よび８の両出力を用いて第１の実施例と同様に復調され
る。もしＣ／Ｎがある程度高く（＋数ｄｂ程度）なる
と、このキャリア再生部４１が同期し、ＩOUT にのみ出
力が得られ、ＱOUT にはノイズ成分のみが出力される。
また同期検出信号も出力され、この信号によりスイッチ
４２が切換えられ、ディジタルマッチドフィルタ８の出
力はディジタル差動位相復調器９には入力されず、Ｉ側
のディジタルマッチドフィルタ７の出力のみを用いて復
調し、よりよい誤り率特性を得ることが可能となる。
上述のように、Ｃ／Ｎが低い場合には同期せず、この場
合にはスイッチ４２はディジタルマッチドフィルタ８側
に切換えられ、２つのディジタルマッチドフィルタ７お
よび８の両出力を用いて第１の実施例と同様に復調され
る。もしＣ／Ｎがある程度高く（＋数ｄｂ程度）なる
と、このキャリア再生部４１が同期し、ＩOUT にのみ出
力が得られ、ＱOUT にはノイズ成分のみが出力される。
また同期検出信号も出力され、この信号によりスイッチ
４２が切換えられ、ディジタルマッチドフィルタ８の出
力はディジタル差動位相復調器９には入力されず、Ｉ側
のディジタルマッチドフィルタ７の出力のみを用いて復
調し、よりよい誤り率特性を得ることが可能となる。
【００４８】また、このスイッチ４２はＱ側のＡ／Ｄ変
換器６前段に設けても同様の結果が得られることは明ら
かであり、この場合はＡ／Ｄ変換器６およびディジタル
マッチドフィルタ８の動作を止めることで消費電力を減
じることができる。
換器６前段に設けても同様の結果が得られることは明ら
かであり、この場合はＡ／Ｄ変換器６およびディジタル
マッチドフィルタ８の動作を止めることで消費電力を減
じることができる。
【００４９】
【発明の効果】本発明によれば、従来不可能であった１
ビット量子化でスペクトル拡散を用いたＤＰＳＫ，ＤＱ
ＰＳＫ復調が可能となり、この結果ＡＧＣループが不要
となり、さらにディジタルマッチドフィルタを１ビット
に対応するように構成すればよいから、小型化，簡素化
が可能となる。
ビット量子化でスペクトル拡散を用いたＤＰＳＫ，ＤＱ
ＰＳＫ復調が可能となり、この結果ＡＧＣループが不要
となり、さらにディジタルマッチドフィルタを１ビット
に対応するように構成すればよいから、小型化，簡素化
が可能となる。
【００５０】また、キャリア再生部において、位相をπ
／４rad.ずれた点で同期するようにすることでよりよい
誤り率特性を得ることができる。
／４rad.ずれた点で同期するようにすることでよりよい
誤り率特性を得ることができる。
【００５１】また、キャリア再生部において、位相が０
rad.で同期するようにし、同相側のマッチドフィルタ出
力のみを用いてディジタル差動位相復調器にて復調する
ことで、よりよい誤り率特性を得ることができる。
rad.で同期するようにし、同相側のマッチドフィルタ出
力のみを用いてディジタル差動位相復調器にて復調する
ことで、よりよい誤り率特性を得ることができる。
【図１】本発明の第１の実施例のブロック図である。
【図２】図１のキャリア再生部の一例のブロック図であ
る。
る。
【図３】図１のディジタル差動位相復調器の一例のブロ
ック図である。
ック図である。
【図４】本発明の第２の実施例のキャリア再生部の一例
のブロック図である。
のブロック図である。
【図５】本発明の第３の実施例のブロック図である。
【図６】第３の実施例に用いるキャリア再生部の一例の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図７】従来の直接拡散スペクトル拡散通信方式の受信
機のブロック図である。
機のブロック図である。
１ 受信アンテナ ２ ＲＦ増幅部 ３ 周波数変換部 ４，４１ キャリア再生部 ５，６ １ビット量子化Ａ／Ｄ変換器 ７１，７２ Ａ／Ｄ変換器 ７，８，７３，７４ ディジタルマッチドフィルタ ９ ディジタル差動位相復調器 １０，１８，２７，３３，３６，６６ 分配器 １１，１２，１５，２１，２２，２３，２４，２９，３
４，３５，６７，６８，７５ 乗算器 １３，１４，３８，３９，５６，６９，７０ 低域通過
フィルタ（ＬＰＦ） １６，３０，７６ ループフィルタ（ＬＦ） １７，３１，７７ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） １９，２０ １ビット遅延器 ２５ 減算器 ２６ 加算器 ２８ ４乗器 ３２ ４分周器 ３７，７８，８０ ９０°位相器 ４２ スイッチ ５５ ２乗器 ５７ コンパレータ ７９ データ復調部
４，３５，６７，６８，７５ 乗算器 １３，１４，３８，３９，５６，６９，７０ 低域通過
フィルタ（ＬＰＦ） １６，３０，７６ ループフィルタ（ＬＦ） １７，３１，７７ 電圧制御発振器（ＶＣＯ） １９，２０ １ビット遅延器 ２５ 減算器 ２６ 加算器 ２８ ４乗器 ３２ ４分周器 ３７，７８，８０ ９０°位相器 ４２ スイッチ ５５ ２乗器 ５７ コンパレータ ７９ データ復調部
Claims (6)
- 【請求項１】 受信した信号に対し搬送波再生を行な
い、同相および直交ベースバンド成分を出力するキャリ
ア再生部と、 キャリア再生部で再生された各成分の１ビット量子化を
行なう１対のＡ／Ｄ変換器と、 Ａ／Ｄ変換器で量子化された各信号の相関をとる１対の
ディジタルマッチドフィルタおよびディジタル差動位相
復調器より構成される受信装置を有することを特徴とす
る直接拡散スペクトル拡散通信方式。 - 【請求項２】 変調にＤＰＳＫ変調を用いることを特徴
とする請求項１記載の直接拡散スペクトル拡散通信方
式。 - 【請求項３】 変調にＤＱＰＳＫ変調を用いることを特
徴とする請求項１記載の直接拡散スペクトル拡散通信方
式。 - 【請求項４】 キャリア再生部が、受信キャリアに対し
位相差がπ／４rad.ずれた点で同期することを特徴とす
る請求項１，２または３記載の直接拡散スペクトル拡散
通信方式。 - 【請求項５】 受信キャリアに対し位相差が０rad.の点
で同期し、同期検出信号を出力するキャリア再生部と、 上記同期検出信号により、同相側マッチドフィルタの出
力のみを用いて復調するよう切換えるスイッチを、ディ
ジタル差動位相復調器の前段に有することを特徴とする
請求項１記載の直接拡散スペクトル拡散通信方式。 - 【請求項６】 受信キャリアに対し位相０rad.の点で同
期し、同期検出信号を出力するキャリア再生部と、 上記同期検出信号を確認し、直交ベースバンド側Ａ／Ｄ
変換器およびディジタルマッチドフィルタを用いず、同
相ベースバンド側のＡ／Ｄ変換器およびディジタルマッ
チドフィルタのみを用いるように切換えるスイッチを有
することを特徴とする請求項５記載の直接拡散スペクト
ル拡散通信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5330382A JPH07193557A (ja) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | 直接拡散スペクトル拡散通信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5330382A JPH07193557A (ja) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | 直接拡散スペクトル拡散通信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07193557A true JPH07193557A (ja) | 1995-07-28 |
Family
ID=18231981
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5330382A Withdrawn JPH07193557A (ja) | 1993-12-27 | 1993-12-27 | 直接拡散スペクトル拡散通信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07193557A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018061293A (ja) * | 2013-09-20 | 2018-04-12 | プロテウス デジタル ヘルス， インコーポレイテッド | スライスおよびワーピングを用いて雑音の存在下で信号を受信しデコードするための方法、デバイスおよびシステム |
-
1993
- 1993-12-27 JP JP5330382A patent/JPH07193557A/ja not_active Withdrawn
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2018061293A (ja) * | 2013-09-20 | 2018-04-12 | プロテウス デジタル ヘルス， インコーポレイテッド | スライスおよびワーピングを用いて雑音の存在下で信号を受信しデコードするための方法、デバイスおよびシステム |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20010306 |