JPH072011B2 - 多段接続ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 - Google Patents
多段接続ｄｃ／ｄｃコンバータ装置Info
- Publication number
- JPH072011B2 JPH072011B2 JP63001960A JP196088A JPH072011B2 JP H072011 B2 JPH072011 B2 JP H072011B2 JP 63001960 A JP63001960 A JP 63001960A JP 196088 A JP196088 A JP 196088A JP H072011 B2 JPH072011 B2 JP H072011B2
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- voltage
- output voltage
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、電圧変動が大なる直流電源から、これとは
絶縁された定電圧直流を得ることができる多段接続のDC
/DCコンバータ装置に関する。
絶縁された定電圧直流を得ることができる多段接続のDC
/DCコンバータ装置に関する。
スイッチング回路に使用している半導体スイッチ素子の
定格電圧にくらべて直流電源電圧が高い場合には、DC/D
Cコンバータの複数台を多段接続して使用する。
定格電圧にくらべて直流電源電圧が高い場合には、DC/D
Cコンバータの複数台を多段接続して使用する。
第２図は多段接続DC/DCコンバータ装置の従来例を示し
た主回路接続図である。この第２図は２段直列接続形DC
/DCコンバータ装置の例であって、符号11はDC/AC変換用
スイッチング回路であり、半導体スイッチ素子としての
ゲートターンオフサイリスタ11Aと11Bにはそれぞれダイ
オードを逆並列接続し、これらとコンデンサとで単相ブ
リッジ回路を構成している。符号12は絶縁変圧器であ
り、前記スイッチング回路11の出力交流電圧が変圧・絶
縁し、次段の整流回路13へ交流電圧を供給する。また該
整流回路13はダイオードの全波整流ブリッジから成り直
流電圧E3を出力する。前記のスイッチング回路11と絶縁
変圧器12と整流回路13との組合わせはDC/DCコンバータ
の単位回路を構成し、同様に前記各回路に対応するスイ
ッチング回路21と絶縁変圧器22と整流回路23との組合わ
せもまたDC/DCコンバータの単位回路を構成している。
た主回路接続図である。この第２図は２段直列接続形DC
/DCコンバータ装置の例であって、符号11はDC/AC変換用
スイッチング回路であり、半導体スイッチ素子としての
ゲートターンオフサイリスタ11Aと11Bにはそれぞれダイ
オードを逆並列接続し、これらとコンデンサとで単相ブ
リッジ回路を構成している。符号12は絶縁変圧器であ
り、前記スイッチング回路11の出力交流電圧が変圧・絶
縁し、次段の整流回路13へ交流電圧を供給する。また該
整流回路13はダイオードの全波整流ブリッジから成り直
流電圧E3を出力する。前記のスイッチング回路11と絶縁
変圧器12と整流回路13との組合わせはDC/DCコンバータ
の単位回路を構成し、同様に前記各回路に対応するスイ
ッチング回路21と絶縁変圧器22と整流回路23との組合わ
せもまたDC/DCコンバータの単位回路を構成している。
これら２組のDC/DCコンバータは、入力側のスイッチン
グ回路11と21とを直列に接続して、直流電源２からの直
流電圧を入力するものとし、また出力側の整流回路13と
23も直列に接続し、整流回路13の出力電圧E3と整流回路
23の出力電圧E4との合成電圧E5に含まれているリップル
分を、平滑リアクトル３と平滑コンデンサ４とで構成さ
れた平滑回路により吸収・除去し、平滑な直流出力電圧
E0を負荷５へ供給するようにしている。なお符号９はダ
ミー抵抗であって、これの役割りについては後述する。
グ回路11と21とを直列に接続して、直流電源２からの直
流電圧を入力するものとし、また出力側の整流回路13と
23も直列に接続し、整流回路13の出力電圧E3と整流回路
23の出力電圧E4との合成電圧E5に含まれているリップル
分を、平滑リアクトル３と平滑コンデンサ４とで構成さ
れた平滑回路により吸収・除去し、平滑な直流出力電圧
E0を負荷５へ供給するようにしている。なお符号９はダ
ミー抵抗であって、これの役割りについては後述する。
第２図に示す多段接続DC/DCコンバータ装置では、各ス
イッチング回路11と21とを同期してオン・オフ動作させ
るのが通常であるが、このようにすると、出力側の合成
直流電圧E5には多大のリップル分が含有されることにな
り、平滑な直流を得るためには、平滑リアクトル３と平
滑コンデンサ４とに大容量のものを使用しなければなら
ず、装置を大形かつ高価にする不都合がある。
イッチング回路11と21とを同期してオン・オフ動作させ
るのが通常であるが、このようにすると、出力側の合成
直流電圧E5には多大のリップル分が含有されることにな
り、平滑な直流を得るためには、平滑リアクトル３と平
滑コンデンサ４とに大容量のものを使用しなければなら
ず、装置を大形かつ高価にする不都合がある。
そこで両スイッチング回路11と21とを同時ではなく、適
切な位相差をもってスイッチング動作させることによ
り、合成直流出力電圧E5のリップル含有率を低減させ、
従って平滑回路の容量を減少させる制御方法が「特願昭
62-272556号」に提案されている。
切な位相差をもってスイッチング動作させることによ
り、合成直流出力電圧E5のリップル含有率を低減させ、
従って平滑回路の容量を減少させる制御方法が「特願昭
62-272556号」に提案されている。
第３図は第２図に示す多段接続DC/DCコンバータ装置を
制御するために特願昭62-272556号で提案された制御ブ
ロック図であって、発振器31、電圧調節器32、電圧設定
器33、移相器34と35、パルス分配回路36と37、ならびに
ゲート駆動回路38,39,40,41で構成されている。
制御するために特願昭62-272556号で提案された制御ブ
ロック図であって、発振器31、電圧調節器32、電圧設定
器33、移相器34と35、パルス分配回路36と37、ならびに
ゲート駆動回路38,39,40,41で構成されている。
この第３図に示す制御ブロック図の動作の詳細説明は省
略するが、要するに第２図に記載されているゲートター
ンオフサイリスタ11A,21A,11B,21Bをこの順序で、それ
ぞれの基準スイッチング周波数の1/4周期相当の位相差
で動作させるものである。
略するが、要するに第２図に記載されているゲートター
ンオフサイリスタ11A,21A,11B,21Bをこの順序で、それ
ぞれの基準スイッチング周波数の1/4周期相当の位相差
で動作させるものである。
第２図に示す主回路で構成された多段接続DC/DCコンバ
ータ装置を第３図に示す制御装置で制御するのである
が、直流電源２の電圧変動に対しては、スイッチング回
路11,21を構成しているゲートターンオフサイリスタ11
A,11B,21A,21Bの導通率αを変化させることで出力直流
電圧を所定値に維持している。また負荷５への電力の大
小に対応してもこの導通率αを変化させている。
ータ装置を第３図に示す制御装置で制御するのである
が、直流電源２の電圧変動に対しては、スイッチング回
路11,21を構成しているゲートターンオフサイリスタ11
A,11B,21A,21Bの導通率αを変化させることで出力直流
電圧を所定値に維持している。また負荷５への電力の大
小に対応してもこの導通率αを変化させている。
第４図は導通率αが0.5よりも大なる場合の電圧波形を
あらわしたタイムチャートであって、第４図（イ）は一
方の整流回路13の出力電圧E3の波形を、第４図（ロ）は
他方の整流回路23の出力電圧E4の波形を、第４図（ハ）
は両者の合成出力電圧E5の波形をそれぞれがあらわして
いる。ここで図中のＥは直流電源２の電圧を、Ｎは絶縁
変圧器12、22の巻数比であり、E0は平滑回路で平滑され
た直流出力電圧である。
あらわしたタイムチャートであって、第４図（イ）は一
方の整流回路13の出力電圧E3の波形を、第４図（ロ）は
他方の整流回路23の出力電圧E4の波形を、第４図（ハ）
は両者の合成出力電圧E5の波形をそれぞれがあらわして
いる。ここで図中のＥは直流電源２の電圧を、Ｎは絶縁
変圧器12、22の巻数比であり、E0は平滑回路で平滑され
た直流出力電圧である。
この第４図は導通率αが0.5よりも大なる場合、すなわ
ち直流電源２の電圧Ｅが低いか、あるいは負荷５の容量
が大なる場合であって、直流電源２の電圧Ｅが高いか、
あるいは負荷５の容量が小さい場合には、この導通率α
が0.5よりも小さくなることがある。
ち直流電源２の電圧Ｅが低いか、あるいは負荷５の容量
が大なる場合であって、直流電源２の電圧Ｅが高いか、
あるいは負荷５の容量が小さい場合には、この導通率α
が0.5よりも小さくなることがある。
第５図は導通率αが0.5よりも小なる場合の電圧波形を
あらわしたタイムチャートであって、第５図（イ）は整
流回路13の出力電圧E3、第５図（ロ）は整流回路23の出
力電圧E4、第５図（ハ）は合成出力電圧E5のそれぞれの
波形をあらわしているが、この第５図であきらかなよう
に、導通率αが0.5より小となると、合成出力電圧E5の
リップル分含有率が大となる。
あらわしたタイムチャートであって、第５図（イ）は整
流回路13の出力電圧E3、第５図（ロ）は整流回路23の出
力電圧E4、第５図（ハ）は合成出力電圧E5のそれぞれの
波形をあらわしているが、この第５図であきらかなよう
に、導通率αが0.5より小となると、合成出力電圧E5の
リップル分含有率が大となる。
ところで、ゲートターンオフサイリスタやその他の半導
体スイッチ素子には最小オン時間があり、そのために導
通率αをある程度よも小さくすることはできない。その
ために、負荷５が無負荷の場合には導通率αを最小値に
絞っても、平滑コンデンサ４は次の第６図に示すように
Ｎ・E/2なる波高値にピーク充電されることになる。
体スイッチ素子には最小オン時間があり、そのために導
通率αをある程度よも小さくすることはできない。その
ために、負荷５が無負荷の場合には導通率αを最小値に
絞っても、平滑コンデンサ４は次の第６図に示すように
Ｎ・E/2なる波高値にピーク充電されることになる。
第６図は無負荷の場合の電圧波形をあらわしたタイムチ
ャートであって、第６図（イ）は整流回路13の出力電圧
E3、第６図（ロ）は整流回路23の出力電圧E4、第６図
（ハ）は合成出力電圧E5、それぞれの波形をあらわして
いる。
ャートであって、第６図（イ）は整流回路13の出力電圧
E3、第６図（ロ）は整流回路23の出力電圧E4、第６図
（ハ）は合成出力電圧E5、それぞれの波形をあらわして
いる。
負荷５が無負荷の場合、ピーク充電された平滑コンデン
サ４の電圧すなわち合成出力電圧E5の値Ｎ・E/2がその
まま負荷５に印加され、かつこれが無負荷であるため
に、ピーク充電値Ｎ・E/2がそのまま連続して印加され
ることになる。すなわち電圧制御不能の状態となる。
サ４の電圧すなわち合成出力電圧E5の値Ｎ・E/2がその
まま負荷５に印加され、かつこれが無負荷であるため
に、ピーク充電値Ｎ・E/2がそのまま連続して印加され
ることになる。すなわち電圧制御不能の状態となる。
そこで、このピーク充電値が連続して出力されるのを防
止するために、第２図に示す従来回路ではダミー抵抗９
を設置するのであるが、このダミー抵抗９では無駄な電
力を消費しているため、発熱や装置の効率低下などの不
具合を生じ、かつ省エネルギーに逆行する不都合があ
る。
止するために、第２図に示す従来回路ではダミー抵抗９
を設置するのであるが、このダミー抵抗９では無駄な電
力を消費しているため、発熱や装置の効率低下などの不
具合を生じ、かつ省エネルギーに逆行する不都合があ
る。
そこでこの発明の目的は、多段接続DC/DCコンバータ装
置を使用するさいに、負荷の有無に関係なく、当該装置
の出力電圧を所望値に制御できるようにすることにあ
る。
置を使用するさいに、負荷の有無に関係なく、当該装置
の出力電圧を所望値に制御できるようにすることにあ
る。
上記の目的を達成するために、本発明の多段接続DC/DC
コンバータ装置は、入力された直流を交流に変換するス
イッチング回路と、この交流を絶縁する絶縁変圧器と、
この絶縁変圧器２次側交流を直流に変換する整流回路と
で構成されたDC/DCコンバータの複数組を用意し、これ
らのスイッチング回路を直列接続して直流電源に接続し
て各スイッチング回路を相互に適切な位相差でスイッチ
ング動作させ、前記各整流回路を直列接続して、これら
整流回路から出力される直流を、コンデンサを含む平滑
回路により平滑して取出す構成の多段接続DC/DCコンバ
ータ装置において、前記DC/DCコンバータの使用台数を
前記直流電源の最大出力電圧と最小出力電圧との比より
も大なる値とし、かつ前記各絶縁変圧器の巻数比が、前
記平滑回路を介して出力される直流電圧を前記直流電源
の最大出力電圧で割算した値にDC/DCコンバータの使用
台数を乗算した値よりも小となるように選定するものと
する。
コンバータ装置は、入力された直流を交流に変換するス
イッチング回路と、この交流を絶縁する絶縁変圧器と、
この絶縁変圧器２次側交流を直流に変換する整流回路と
で構成されたDC/DCコンバータの複数組を用意し、これ
らのスイッチング回路を直列接続して直流電源に接続し
て各スイッチング回路を相互に適切な位相差でスイッチ
ング動作させ、前記各整流回路を直列接続して、これら
整流回路から出力される直流を、コンデンサを含む平滑
回路により平滑して取出す構成の多段接続DC/DCコンバ
ータ装置において、前記DC/DCコンバータの使用台数を
前記直流電源の最大出力電圧と最小出力電圧との比より
も大なる値とし、かつ前記各絶縁変圧器の巻数比が、前
記平滑回路を介して出力される直流電圧を前記直流電源
の最大出力電圧で割算した値にDC/DCコンバータの使用
台数を乗算した値よりも小となるように選定するものと
する。
この発明は、直流電源が最大電圧を出力した場合と、最
小電圧を出力した場合との電圧比よりもDC/DCコンバー
タの多段直列接続数を大きく選定し、かつ負荷時に電源
電圧が最大のときでも導通率αが0.5よりも大となるよ
うに絶縁変圧器の巻数比Ｎを選定することにより、導通
率αの値が0.5よりも小であるときは、合成出力電圧の
波高値を当該多段接続DC/DCコンバータの定格出力電圧
値よりも低くしているので、無負荷時であっても出力電
圧を所望値に制御できることになる。
小電圧を出力した場合との電圧比よりもDC/DCコンバー
タの多段直列接続数を大きく選定し、かつ負荷時に電源
電圧が最大のときでも導通率αが0.5よりも大となるよ
うに絶縁変圧器の巻数比Ｎを選定することにより、導通
率αの値が0.5よりも小であるときは、合成出力電圧の
波高値を当該多段接続DC/DCコンバータの定格出力電圧
値よりも低くしているので、無負荷時であっても出力電
圧を所望値に制御できることになる。
第１図は本発明の実施例を示した主回路接続図である。
この第１図において、スイッチング回路11、絶縁変圧器
12および整流回路13とにより一方のDC/DCコンバータが
形成され、スイッチング回路21、絶縁変圧器22および整
流回路23とで他方のDC/DCコンバータが形成されるので
あるが、これらのスイッチング回路11と21とを直列にし
て直流電源２に接続していることと、整流回路13と、23
とを直列にして、平滑リアクトル３と平滑コンデンサ４
とでなる平滑回路を介して負荷５に所定電圧の直流を供
給するようにしているので、第２図において既述の従来
例回路の場合と同じである。
12および整流回路13とにより一方のDC/DCコンバータが
形成され、スイッチング回路21、絶縁変圧器22および整
流回路23とで他方のDC/DCコンバータが形成されるので
あるが、これらのスイッチング回路11と21とを直列にし
て直流電源２に接続していることと、整流回路13と、23
とを直列にして、平滑リアクトル３と平滑コンデンサ４
とでなる平滑回路を介して負荷５に所定電圧の直流を供
給するようにしているので、第２図において既述の従来
例回路の場合と同じである。
スイッチング回路の直列数Ｍは、このスイッチング回路
を構成しているゲートターンオフサイリスタ11A,11B,21
A,21Bの定格電圧と、直流電源２の出力電圧Ｅとの兼ね
合いで定めるのが通常であるが、本発明においては、こ
の直流電源２の出力電圧変動が大である場合に、その最
大出力電圧Emaxと最小出力電圧Eminとの電圧比に対して
直列数Ｍを定めるようにしている。
を構成しているゲートターンオフサイリスタ11A,11B,21
A,21Bの定格電圧と、直流電源２の出力電圧Ｅとの兼ね
合いで定めるのが通常であるが、本発明においては、こ
の直流電源２の出力電圧変動が大である場合に、その最
大出力電圧Emaxと最小出力電圧Eminとの電圧比に対して
直列数Ｍを定めるようにしている。
すなわち、直列数ＭのDC/DCコンバータをそれぞれ２π/
Mの位相差をもたせて運転するものとすると、整流後の
合成出力電圧E5の波高値Epは導通率α≦1/Mの時には、 また、負荷時の出力電圧E0は、 Ｅ＝Emaxの時、無負荷時出力電圧はEpに等しい。これを
所定の直流出力電圧E0より小さくするには、 Ｅ＝Eminの時、負荷時の導通率α＝１とすると（２）式
より、 E0＝Emin・Ｎ ……（４） 上記（３），（４）式より、 この（５）式に示すＭは整数であって、この整数Ｍが直
列数となる。ただし半導体素子の定格電圧と直流電源電
圧との関係から、（５）式で得られる値Ｍより大なる直
列数にすることは妨げない。
Mの位相差をもたせて運転するものとすると、整流後の
合成出力電圧E5の波高値Epは導通率α≦1/Mの時には、 また、負荷時の出力電圧E0は、 Ｅ＝Emaxの時、無負荷時出力電圧はEpに等しい。これを
所定の直流出力電圧E0より小さくするには、 Ｅ＝Eminの時、負荷時の導通率α＝１とすると（２）式
より、 E0＝Emin・Ｎ ……（４） 上記（３），（４）式より、 この（５）式に示すＭは整数であって、この整数Ｍが直
列数となる。ただし半導体素子の定格電圧と直流電源電
圧との関係から、（５）式で得られる値Ｍより大なる直
列数にすることは妨げない。
また、上記（３）式より、絶縁変圧器の巻数比Ｎは、 となる。
なお、上記（３）式は、直流電源２が最大出力電圧Emax
のときにそれぞれのDC/DCコンバータの出力電圧が左辺
に示す値となることを意味している。すなわち第１図の
実施例では、Ｍ＝２であることから、 したがって、合成出力電圧E5の波高値Epは、導通率αが
0.5よりも小である場合に定格出力電圧よりも低くな
る。したがって無負荷時に平滑コンデンサ４がピーク充
電されても、このピーク充電値が定格出力電圧を上廻る
ことがないので、無負荷時であっても導通率αを0.5の
付近で変化させることにより出力電圧値を所望値に維持
できることとなる。
のときにそれぞれのDC/DCコンバータの出力電圧が左辺
に示す値となることを意味している。すなわち第１図の
実施例では、Ｍ＝２であることから、 したがって、合成出力電圧E5の波高値Epは、導通率αが
0.5よりも小である場合に定格出力電圧よりも低くな
る。したがって無負荷時に平滑コンデンサ４がピーク充
電されても、このピーク充電値が定格出力電圧を上廻る
ことがないので、無負荷時であっても導通率αを0.5の
付近で変化させることにより出力電圧値を所望値に維持
できることとなる。
この発明によれば、スイッチング回路と絶縁変圧器およ
び整流回路とで構成されているDC/DCコンバータの複数
組を多段接続するのであるが、この多段接続する数は直
流電源の電圧変動の最大値と最小値との比よりも大なる
値とし、さらに絶縁変圧器の巻数比が平滑回路を介して
出力される直流電圧を直流電源の最大出力電圧で割算
し、これにDC/DCコンバータの直列数を乗算した値より
も小となるように選定することで、無負荷時でも平滑コ
ンデンサのピーク充電値が定格出力電圧よりも低くでき
るので、導通率αの制御で、電源電圧に大きな変動があ
っても、かつ負荷が変動しても、直流出力電圧を任意に
制御できるので、ダミー抵抗を省略でき、エネルギーの
無駄な消費を抑制し、装置の効率を向上できる効果を得
る。
び整流回路とで構成されているDC/DCコンバータの複数
組を多段接続するのであるが、この多段接続する数は直
流電源の電圧変動の最大値と最小値との比よりも大なる
値とし、さらに絶縁変圧器の巻数比が平滑回路を介して
出力される直流電圧を直流電源の最大出力電圧で割算
し、これにDC/DCコンバータの直列数を乗算した値より
も小となるように選定することで、無負荷時でも平滑コ
ンデンサのピーク充電値が定格出力電圧よりも低くでき
るので、導通率αの制御で、電源電圧に大きな変動があ
っても、かつ負荷が変動しても、直流出力電圧を任意に
制御できるので、ダミー抵抗を省略でき、エネルギーの
無駄な消費を抑制し、装置の効率を向上できる効果を得
る。
第１図は本発明の実施例を示した主回路接続図であり、
第２図は多段接続DC/DCコンバータ装置の従来例を示し
た主回路接続図、第３図は第２図に示す多段接続DC/DC
コンバータ装置を制御するための制御ブロック図、第４
図は導通率αが0.5よりも大なる場合の電圧波形をあら
わしたタイムチャート、第５図は導通率αが0.5よりも
小なる場合の電圧波形をあらわしたタイムチャート、第
６図は無負荷の場合の電圧波形をあらわしたタイムチャ
ートである。 ２……直流電源、３……平滑リアクトル、４……平滑コ
ンデンサ、５……負荷、９……ダミー抵抗、11,21……
スイッチング回路、11A,11B,21A,21B……ゲートターン
オフサイリスタ、12,22……絶縁変圧器、13,23……整流
回路、31……発振器、32……電圧調節器、33……電圧設
定器、34,35……移相器、36,37……パルス分配器、38,3
9,40,41……ゲート駆動回路。
第２図は多段接続DC/DCコンバータ装置の従来例を示し
た主回路接続図、第３図は第２図に示す多段接続DC/DC
コンバータ装置を制御するための制御ブロック図、第４
図は導通率αが0.5よりも大なる場合の電圧波形をあら
わしたタイムチャート、第５図は導通率αが0.5よりも
小なる場合の電圧波形をあらわしたタイムチャート、第
６図は無負荷の場合の電圧波形をあらわしたタイムチャ
ートである。 ２……直流電源、３……平滑リアクトル、４……平滑コ
ンデンサ、５……負荷、９……ダミー抵抗、11,21……
スイッチング回路、11A,11B,21A,21B……ゲートターン
オフサイリスタ、12,22……絶縁変圧器、13,23……整流
回路、31……発振器、32……電圧調節器、33……電圧設
定器、34,35……移相器、36,37……パルス分配器、38,3
9,40,41……ゲート駆動回路。
Claims (1)
- 【請求項１】入力された直流を交流に変換するスイッチ
ング回路と、この交流を絶縁する絶縁変圧器と、この絶
縁変圧器２次側交流を直流に変換する整流回路とで構成
されたDC/DCコンバータの複数組を用意し、これらのス
イッチング回路を直列接続して直流電源に接続して各ス
イッチング回路を相互に適当な位相差でスイッチング動
作させ、前記各整流回路を直列接続して、これら整流回
路から出力される直流を、コンデサを含む平滑回路によ
り平滑して取出す構成の多段接続DC/DCコンバータ装置
において、前記DC/DCコンバータの使用台数Ｍと、前記
各絶縁変圧器の巻数比Ｎとを、 但し、Emax ：直流電源の最大出力電圧 Emin ：直流電源の最小出力電圧 E0 ：平滑回路の直流出力電圧 となるように選定することを特徴とする多段接続DC/DC
コンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63001960A JPH072011B2 (ja) | 1988-01-08 | 1988-01-08 | 多段接続ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63001960A JPH072011B2 (ja) | 1988-01-08 | 1988-01-08 | 多段接続ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01177871A JPH01177871A (ja) | 1989-07-14 |
| JPH072011B2 true JPH072011B2 (ja) | 1995-01-11 |
Family
ID=11516157
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63001960A Expired - Fee Related JPH072011B2 (ja) | 1988-01-08 | 1988-01-08 | 多段接続ｄｃ／ｄｃコンバータ装置 |
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