JPH07212423A - データ受信装置 - Google Patents
データ受信装置Info
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- JPH07212423A JPH07212423A JP6015708A JP1570894A JPH07212423A JP H07212423 A JPH07212423 A JP H07212423A JP 6015708 A JP6015708 A JP 6015708A JP 1570894 A JP1570894 A JP 1570894A JP H07212423 A JPH07212423 A JP H07212423A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 変調信号の中心周波数と局部発振周波数との
間の周波数誤差Δｆに起因して、π／４≦｜θｅ｜の位
相誤差θｅが生じる場合でも、それを補償する。 【構成】 π／４シフトＱＰＳＫ変調方式のデータ受信
装置において、ベースバンド遅延検波回路の出力を取込
んで同相、直交成分のθｅの大きさの範囲とその向きと
を判定するゼロクロス判定手段13と、ゼロクロス判定手
段がπ／４≦｜θｅ｜と判定したとき、同相、直交成分
にπＫ／４（Ｋは正または負の整数）の位相回転を加え
る位相回転手段13とを設け、位相回転を加えた同相、直
交成分をＡＦＣ手段14に供給する。θｅがπ／４以上の
ときは、同相、直交成分へのπＫ／４の付加で変調位相
差の信号点が、位相ダイアグラム上で本来の変調位相差
の信号点の象限に引戻され、ＡＦＣ手段は常に正しい位
相補償を行なう。
間の周波数誤差Δｆに起因して、π／４≦｜θｅ｜の位
相誤差θｅが生じる場合でも、それを補償する。 【構成】 π／４シフトＱＰＳＫ変調方式のデータ受信
装置において、ベースバンド遅延検波回路の出力を取込
んで同相、直交成分のθｅの大きさの範囲とその向きと
を判定するゼロクロス判定手段13と、ゼロクロス判定手
段がπ／４≦｜θｅ｜と判定したとき、同相、直交成分
にπＫ／４（Ｋは正または負の整数）の位相回転を加え
る位相回転手段13とを設け、位相回転を加えた同相、直
交成分をＡＦＣ手段14に供給する。θｅがπ／４以上の
ときは、同相、直交成分へのπＫ／４の付加で変調位相
差の信号点が、位相ダイアグラム上で本来の変調位相差
の信号点の象限に引戻され、ＡＦＣ手段は常に正しい位
相補償を行なう。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、位相変調方式のディジ
タル無線通信に用いられるデータ受信装置に関し、特
に、同期検波した受信信号の位相誤差を幅広く自動修正
できるように構成したものである。
タル無線通信に用いられるデータ受信装置に関し、特
に、同期検波した受信信号の位相誤差を幅広く自動修正
できるように構成したものである。
【０００２】
【従来の技術】４値の位相変調方式であるπ／４シフト
ＱＰＳＫでは、送信側は、Ｉ軸およびＱ軸上に信号点配
置された４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に
Ｉ軸およびＱ軸から４５°回転した軸上に信号点配置さ
れた４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に再び
Ｉ軸およびＱ軸上のシンボルの内のいずれかを送信する
という動作を順次繰返す。伝送すべき情報は、シンボル
と次に送信されるシンボルとの間の位相差によって表わ
される。この位相差としては、±π／４および±３π／
４を取ることができ、各位相差の余弦と正弦とがそれぞ
れ０または１の２値情報を表わす。従って、１つの位相
差により、（０，０）（１，０）（０，１）または
（１，１）のいずれかの情報を伝えることができる。
ＱＰＳＫでは、送信側は、Ｉ軸およびＱ軸上に信号点配
置された４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に
Ｉ軸およびＱ軸から４５°回転した軸上に信号点配置さ
れた４つのシンボルの内のいずれかを送信し、次に再び
Ｉ軸およびＱ軸上のシンボルの内のいずれかを送信する
という動作を順次繰返す。伝送すべき情報は、シンボル
と次に送信されるシンボルとの間の位相差によって表わ
される。この位相差としては、±π／４および±３π／
４を取ることができ、各位相差の余弦と正弦とがそれぞ
れ０または１の２値情報を表わす。従って、１つの位相
差により、（０，０）（１，０）（０，１）または
（１，１）のいずれかの情報を伝えることができる。
【０００３】この位相差△φの信号点は、Ｉ軸を横軸、
Ｑ軸を縦軸に表示した位相ダイヤグラムにおいて、図３
の黒丸の位置に表示される。各信号点に付された矢印
は、次の信号の遷移方向を示している。つまり、現在の
位相差△φがπ／４であるときは、次の位相差△φとし
て、より大きい３π／４を取ることもできれば、より小
さい−π／４または−３π／４を取ることもできる。こ
れに対して、現在の位相差△φが３π／４のときは、次
の位相差△φとして、π／４、−π／４または−３π／
４に取ることはできるが、より大きい位相差を取ること
はできず、また、現在の位相差△φが−３π／４のとき
は、次の位相差△φとして、−π／４、π／４または３
π／４を取ることはできるが、さらに小さい位相差を取
ることはできない。
Ｑ軸を縦軸に表示した位相ダイヤグラムにおいて、図３
の黒丸の位置に表示される。各信号点に付された矢印
は、次の信号の遷移方向を示している。つまり、現在の
位相差△φがπ／４であるときは、次の位相差△φとし
て、より大きい３π／４を取ることもできれば、より小
さい−π／４または−３π／４を取ることもできる。こ
れに対して、現在の位相差△φが３π／４のときは、次
の位相差△φとして、π／４、−π／４または−３π／
４に取ることはできるが、より大きい位相差を取ること
はできず、また、現在の位相差△φが−３π／４のとき
は、次の位相差△φとして、−π／４、π／４または３
π／４を取ることはできるが、さらに小さい位相差を取
ることはできない。
【０００４】一方、受信側は、同期検波により受信信号
の変調位相を求め、その変調位相のシンボル間における
位相差△φを検出して、送られた情報を取出す。このと
き、受信した変調信号の中心周波数と同期検波に用いる
局部発振器の発振周波数との間に周波数誤差△ｆが存在
する場合には、検出した位相差に位相誤差θｅが含まれ
る。そのため、データ受信装置には、この位相誤差θｅ
を補償する手段が設けられており、この補償により、復
号における誤り率の改善が図られている。
の変調位相を求め、その変調位相のシンボル間における
位相差△φを検出して、送られた情報を取出す。このと
き、受信した変調信号の中心周波数と同期検波に用いる
局部発振器の発振周波数との間に周波数誤差△ｆが存在
する場合には、検出した位相差に位相誤差θｅが含まれ
る。そのため、データ受信装置には、この位相誤差θｅ
を補償する手段が設けられており、この補償により、復
号における誤り率の改善が図られている。
【０００５】この種の従来のデータ受信装置は、図５に
示すように、π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号を受信す
るアンテナ１と、受信信号を波形整形する受信用ルート
ナイキスト・バンドパス・フィルタ２と、ルートナイキ
スト・バンドパス・フィルタ２の出力の振幅を制限する
リミタアンプ３と、リミタアンプ３の出力からベースバ
ンドの同相成分および直交成分を検出するための直交検
波部を構成する局部発振器４、π／２移相器５および乗
算器６、７と、直交検波部の同相および直交出力に含ま
れる２倍の搬送波成分を除去するローパスフィルタ８、
９と、ローパスフィルタ８、９の出力をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器10、11と、Ａ／Ｄ変換器10、11
の出力を基に受信信号のシンボル間の変調位相差の余弦
と正弦とを求め、各々同相成分Ｉおよび直交成分Ｑとし
て出力するベースバンド遅延検波回路12と、ベースバン
ド遅延検波回路12の出力からビット・タイミングを再生
するタイミング再生回路15と、ベースバンド遅延検波回
路12から出力された変調位相差の同相成分Ｉおよび直交
成分Ｑに含まれている位相誤差θｅの成分を除く自動周
波数制御回路14と、自動周波数制御回路14から出力され
た同相出力Ｉｅまたは直交出力Ｑｅに基づいて２値情報
を判定する判定器16、17と、判定器16、17の出力をシリ
アルデータに変換する並列直列変換器18と、並列直列変
換器18の出力を受信データとして出力する受信データ出
力端子19とを備えている。
示すように、π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号を受信す
るアンテナ１と、受信信号を波形整形する受信用ルート
ナイキスト・バンドパス・フィルタ２と、ルートナイキ
スト・バンドパス・フィルタ２の出力の振幅を制限する
リミタアンプ３と、リミタアンプ３の出力からベースバ
ンドの同相成分および直交成分を検出するための直交検
波部を構成する局部発振器４、π／２移相器５および乗
算器６、７と、直交検波部の同相および直交出力に含ま
れる２倍の搬送波成分を除去するローパスフィルタ８、
９と、ローパスフィルタ８、９の出力をディジタル信号
に変換するＡ／Ｄ変換器10、11と、Ａ／Ｄ変換器10、11
の出力を基に受信信号のシンボル間の変調位相差の余弦
と正弦とを求め、各々同相成分Ｉおよび直交成分Ｑとし
て出力するベースバンド遅延検波回路12と、ベースバン
ド遅延検波回路12の出力からビット・タイミングを再生
するタイミング再生回路15と、ベースバンド遅延検波回
路12から出力された変調位相差の同相成分Ｉおよび直交
成分Ｑに含まれている位相誤差θｅの成分を除く自動周
波数制御回路14と、自動周波数制御回路14から出力され
た同相出力Ｉｅまたは直交出力Ｑｅに基づいて２値情報
を判定する判定器16、17と、判定器16、17の出力をシリ
アルデータに変換する並列直列変換器18と、並列直列変
換器18の出力を受信データとして出力する受信データ出
力端子19とを備えている。
【０００６】Ａ／Ｄ変換器10、11は、ローパスフィルタ
８、９の出力をディジタル信号に変換するため、シンボ
ルレートのＭ倍（Ｍ：正整数）のサンプリング周波数で
動作する。
８、９の出力をディジタル信号に変換するため、シンボ
ルレートのＭ倍（Ｍ：正整数）のサンプリング周波数で
動作する。
【０００７】また、自動周波数制御回路14は、タイミン
グ再生回路15の出力するビット・タイミング信号に同期
してベースバンド遅延検波回路12の同相成分出力Ｉおよ
び直交成分出力Ｑを取込み、判定器18の出力を参照しな
がら、受信した被変調信号の中心周波数と局部発振器４
の発振周波数との周波数誤差△ｆに起因してベースバン
ド遅延検波回路12の各出力に生じている位相誤差θｅを
補償する。
グ再生回路15の出力するビット・タイミング信号に同期
してベースバンド遅延検波回路12の同相成分出力Ｉおよ
び直交成分出力Ｑを取込み、判定器18の出力を参照しな
がら、受信した被変調信号の中心周波数と局部発振器４
の発振周波数との周波数誤差△ｆに起因してベースバン
ド遅延検波回路12の各出力に生じている位相誤差θｅを
補償する。
【０００８】図３は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変
調波信号から求めたシンボル間における変調位相差△φ
を表わす位相ダイアグラムであり、位相誤差θｅがゼロ
の場合を示している。また、図４の位相ダイアグラム
は、受信した被変調信号の中心周波数と直交検波部の局
部発振器４の発振周波数との間に周波数誤差△ｆがある
ために位相誤差θｅが生じているときの変調位相差を表
わしている。
調波信号から求めたシンボル間における変調位相差△φ
を表わす位相ダイアグラムであり、位相誤差θｅがゼロ
の場合を示している。また、図４の位相ダイアグラム
は、受信した被変調信号の中心周波数と直交検波部の局
部発振器４の発振周波数との間に周波数誤差△ｆがある
ために位相誤差θｅが生じているときの変調位相差を表
わしている。
【０００９】このデータ受信装置は、次のように動作す
る。直交検波部は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調
波信号をベースバンド信号に周波数変換する。この時、
変調波信号のシンボルレートをｆR ＝１／Ｔ、Ａ／Ｄ変
換器10、11のサンプリング周波数をｆS ＝１／ＴS ＝Ｍ
ｆR （Ｍ：正整数）とすると、Ａ／Ｄ変換器10、11の出
力Ｘ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS）は次の式（１）、（２）のよ
うになる。 Ｘ(ｋＴS）＝ＣＯＳ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （１） Ｙ(ｋＴS）＝ＳＩＮ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （２） 式（１）、（２）において、φ(ｋＴS）は受信したπ／
４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相であり、Δｆは
この変調信号の中心周波数と局部発振器４の発振周波数
との間の周波数誤差である。
る。直交検波部は、受信したπ／４シフトＱＰＳＫ変調
波信号をベースバンド信号に周波数変換する。この時、
変調波信号のシンボルレートをｆR ＝１／Ｔ、Ａ／Ｄ変
換器10、11のサンプリング周波数をｆS ＝１／ＴS ＝Ｍ
ｆR （Ｍ：正整数）とすると、Ａ／Ｄ変換器10、11の出
力Ｘ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS）は次の式（１）、（２）のよ
うになる。 Ｘ(ｋＴS）＝ＣＯＳ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （１） Ｙ(ｋＴS）＝ＳＩＮ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （２） 式（１）、（２）において、φ(ｋＴS）は受信したπ／
４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相であり、Δｆは
この変調信号の中心周波数と局部発振器４の発振周波数
との間の周波数誤差である。
【００１０】ベースバンド遅延検波回路12は、Ａ／Ｄ変
換器10、11の出力Ｘ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS)と、その１シ
ンボル前の出力Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS）、Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS）と
を用いて、次の式（３）、（４）の演算を行なう。 Ｉ(ｋＴS）＝Ｘ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） ＋Ｙ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （３） Ｑ(ｋＴS）＝Ｙ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） −Ｘ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （４） この式（３）は、変調位相を表わす位相ダイアグラムの
同一円周上に位置する２点、つまり、点（Ｘ(ｋＴS)，
Ｙ(ｋＴS)）および点（Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS），Ｙ((ｋ−Ｍ)
ＴS））、の間の位相差の余弦を演算しており、また、
式（４）は、その位相差の正弦を演算している。
換器10、11の出力Ｘ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS)と、その１シ
ンボル前の出力Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS）、Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS）と
を用いて、次の式（３）、（４）の演算を行なう。 Ｉ(ｋＴS）＝Ｘ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） ＋Ｙ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （３） Ｑ(ｋＴS）＝Ｙ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） −Ｘ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （４） この式（３）は、変調位相を表わす位相ダイアグラムの
同一円周上に位置する２点、つまり、点（Ｘ(ｋＴS)，
Ｙ(ｋＴS)）および点（Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS），Ｙ((ｋ−Ｍ)
ＴS））、の間の位相差の余弦を演算しており、また、
式（４）は、その位相差の正弦を演算している。
【００１１】この演算の結果、ベースバンド遅延検波回
路12は、次の式（５）、（６）で示すように、受信した
π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦お
よび正弦を、それぞれ同相出力Ｉ(ｋＴS）および直交出
力Ｑ(ｋＴS）として出力することになる。
路12は、次の式（５）、（６）で示すように、受信した
π／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦お
よび正弦を、それぞれ同相出力Ｉ(ｋＴS）および直交出
力Ｑ(ｋＴS）として出力することになる。
【００１２】 Ｉ(ｋＴS）＝ＣＯＳ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ） （５） Ｑ(ｋＴS）＝ＳＩＮ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ） （６） このΔφ(ｋＴS）は、式（７）で表される本来の変調位
相差であり、θｅは、式（８）で表されるΔｆに起因す
る位相誤差である。 Δφ(ｋＴS）＝φ(ｋＴS）−φ(（ｋ−Ｍ）ＴS) （７） θｅ＝２πΔｆＭＴS＝２πΔｆＴ （８）
相差であり、θｅは、式（８）で表されるΔｆに起因す
る位相誤差である。 Δφ(ｋＴS）＝φ(ｋＴS）−φ(（ｋ−Ｍ）ＴS) （７） θｅ＝２πΔｆＭＴS＝２πΔｆＴ （８）
【００１３】なお、π／４シフトＱＰＳＫ変調では、送
信側は変調位相差Δφとして±π／４または±３π／４
を送信するので、受信信号の識別時点での変調位相差Δ
φ（ｋＴS)は、式（５）（６）より、θｅ＝０（Δｆ＝
０）の時には、位相ダイヤグラムのＩ，Ｑ平面上で図３
の黒丸の信号点によって表わされる。また、θｅ≠０
（Δｆ≠０）の時は、図４に示すように、位相ダイアグ
ラム上で変調位相差に対して一定の位相誤差θｅが生じ
る。その結果、判定境界（Ｉ軸、Ｑ軸）との間のノイズ
マージンが減少し、ノイズによっては判定境界を乗越え
る場合が生じるため、受信データの誤り率特性が劣化し
てしまう。
信側は変調位相差Δφとして±π／４または±３π／４
を送信するので、受信信号の識別時点での変調位相差Δ
φ（ｋＴS)は、式（５）（６）より、θｅ＝０（Δｆ＝
０）の時には、位相ダイヤグラムのＩ，Ｑ平面上で図３
の黒丸の信号点によって表わされる。また、θｅ≠０
（Δｆ≠０）の時は、図４に示すように、位相ダイアグ
ラム上で変調位相差に対して一定の位相誤差θｅが生じ
る。その結果、判定境界（Ｉ軸、Ｑ軸）との間のノイズ
マージンが減少し、ノイズによっては判定境界を乗越え
る場合が生じるため、受信データの誤り率特性が劣化し
てしまう。
【００１４】自動周波数制御回路14は、このΔｆに起因
する位相誤差θｅを補償する動作を行なう。自動周波数
制御回路14は、先ず、タイミング再生回路15で再生され
たビット・タイミング信号に同期して、識別時点でのベ
ースバンド遅延検波回路12の出力Ｉ(ｎＴ)およびＱ(ｎ
Ｔ)を取込み、自動周波数制御回路14の出力Ｉｅ(ｎ
Ｔ)、Ｑｅ(ｎＴ)と判定器16、17の出力Ｉｄ(ｎＴ)、Ｑ
ｄ(ｎＴ)との間の平均２乗誤差を最小にするための演算
を次式によって行なう。
する位相誤差θｅを補償する動作を行なう。自動周波数
制御回路14は、先ず、タイミング再生回路15で再生され
たビット・タイミング信号に同期して、識別時点でのベ
ースバンド遅延検波回路12の出力Ｉ(ｎＴ)およびＱ(ｎ
Ｔ)を取込み、自動周波数制御回路14の出力Ｉｅ(ｎ
Ｔ)、Ｑｅ(ｎＴ)と判定器16、17の出力Ｉｄ(ｎＴ)、Ｑ
ｄ(ｎＴ)との間の平均２乗誤差を最小にするための演算
を次式によって行なう。
【００１５】 ＷＸ(ｎＴ） ＝Ｅ｛Ｉd(nＴ)Ｉ(nＴ)＋Ｑd(nＴ)Ｑ(nＴ)｝／Ｅ｛Ｉ(nＴ)2＋Ｑ(nＴ)2｝ （９） ＷＹ(ｎＴ） ＝Ｅ｛Ｉd(nＴ)Ｑ(nＴ)−Ｑd(nＴ)Ｉ(nＴ)｝／Ｅ｛Ｉ(nＴ)2＋Ｑ(nＴ)2｝ （１０） Ｉe(nＴ)＝Ｉ(nＴ)ＷＸ(nＴ)＋Ｑ(nＴ)ＷＹ(nＴ) （１１） Ｑe(nＴ)＝Ｑ(nＴ)ＷＸ(nＴ)−Ｉ(nＴ)ＷＹ(nＴ) （１２） 但し、式（９）、（１０）におけるＥ｛・｝は平均値演
算を示す。これらの式におけるＷＸ(ｎＴ)は位相誤差θ
ｅの余弦に、また、ＷＹ(ｎＴ)は位相誤差θｅの正弦に
相当しており、式（１１）（１２）では、位相ダイアグ
ラム上の点（Ｉ(ｎＴ)，Ｑ(ｎＴ)）を位相誤差と逆方向
にθｅだけ回転したときの同相成分および直交成分を求
めていることになる。
算を示す。これらの式におけるＷＸ(ｎＴ)は位相誤差θ
ｅの余弦に、また、ＷＹ(ｎＴ)は位相誤差θｅの正弦に
相当しており、式（１１）（１２）では、位相ダイアグ
ラム上の点（Ｉ(ｎＴ)，Ｑ(ｎＴ)）を位相誤差と逆方向
にθｅだけ回転したときの同相成分および直交成分を求
めていることになる。
【００１６】このとき、受信された変調信号の中心周波
数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが｜
Δｆ｜＜ｆR／８であるならば、位相誤差θｅは式
（８）より｜θｅ｜＜π／４となるので、判定器16、17
は、図４のＩ軸およびＱ軸を判定閾値として、当初から
定常的な判定誤りを侵すことなくＩｄ(ｎＴ)またはＱｄ
(ｎＴ)を出力することができる。そのため、式（９）お
よび（１０）から、適切なＷＸ(ｎＴ)およびＷＹ(ｎＴ)
を求めることができ、自動周波数制御回路14は、式（１
１）および（１２）を用いて、位相誤差θｅを補償した
同相成分Ｉｅ(ｎＴ)および直交成分Ｑｅ(ｎＴ)を出力す
ることができる。また、判定器18は、それを受けて、さ
らに誤りを含まない判定結果を出力することができる。
数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが｜
Δｆ｜＜ｆR／８であるならば、位相誤差θｅは式
（８）より｜θｅ｜＜π／４となるので、判定器16、17
は、図４のＩ軸およびＱ軸を判定閾値として、当初から
定常的な判定誤りを侵すことなくＩｄ(ｎＴ)またはＱｄ
(ｎＴ)を出力することができる。そのため、式（９）お
よび（１０）から、適切なＷＸ(ｎＴ)およびＷＹ(ｎＴ)
を求めることができ、自動周波数制御回路14は、式（１
１）および（１２）を用いて、位相誤差θｅを補償した
同相成分Ｉｅ(ｎＴ)および直交成分Ｑｅ(ｎＴ)を出力す
ることができる。また、判定器18は、それを受けて、さ
らに誤りを含まない判定結果を出力することができる。
【００１７】このように、自動周波数制御回路14を備え
る従来のデータ受信装置は、受信した変調信号の中心周
波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが
｜Δｆ｜＜ｆR ／８であるならば、このΔｆの影響を補
償し、受信データの誤り率特性の劣化を改善することが
できる。
る従来のデータ受信装置は、受信した変調信号の中心周
波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差Δｆが
｜Δｆ｜＜ｆR ／８であるならば、このΔｆの影響を補
償し、受信データの誤り率特性の劣化を改善することが
できる。
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来のデータ
受信装置では、受信された変調信号の中心周波数と局部
発振器４の周波数との間の周波数誤差ΔｆがｆR／８≦
｜Δｆ｜＜ｆR／４（ｆR：シンボルレート）である場合
には、ベースバンド遅延検波回路12の出力における位相
誤差θｅがπ／４≦｜θｅ｜＜π／２となるので、図４
のＩ，Ｑ平面上において、識別時点の信号点の存在する
象限が、本来の信号点のある象限から移ってしまい、Ｉ
軸およびＱ軸を判定閾値とする判定器16、17は、当初か
ら定常的な判定誤りを生じることになる。そのため、自
動周波数制御回路14は、位相誤差θｅの余弦に相当する
ＷＸ(ｎＴ)や正弦に相当するＷＹ(ｎＴ)を正しく得るこ
とができず、誤った方向への位相補償を行なってしま
う。その結果、受信データの誤り率特性が著しく劣化す
るという問題点がある。
受信装置では、受信された変調信号の中心周波数と局部
発振器４の周波数との間の周波数誤差ΔｆがｆR／８≦
｜Δｆ｜＜ｆR／４（ｆR：シンボルレート）である場合
には、ベースバンド遅延検波回路12の出力における位相
誤差θｅがπ／４≦｜θｅ｜＜π／２となるので、図４
のＩ，Ｑ平面上において、識別時点の信号点の存在する
象限が、本来の信号点のある象限から移ってしまい、Ｉ
軸およびＱ軸を判定閾値とする判定器16、17は、当初か
ら定常的な判定誤りを生じることになる。そのため、自
動周波数制御回路14は、位相誤差θｅの余弦に相当する
ＷＸ(ｎＴ)や正弦に相当するＷＹ(ｎＴ)を正しく得るこ
とができず、誤った方向への位相補償を行なってしま
う。その結果、受信データの誤り率特性が著しく劣化す
るという問題点がある。
【００１９】本発明は、こうした従来の問題点を解決す
るものであり、変調信号の中心周波数と局部発振器４の
周波数との間の周波数誤差Δｆに起因して、ベースバン
ド遅延検波回路の出力にπ／４≦｜θｅ｜の位相誤差θ
ｅが生じる場合でも、それを補償することができる、広
い自動周波数制御範囲を備えたデータ受信装置を提供す
ることを目的としている。
るものであり、変調信号の中心周波数と局部発振器４の
周波数との間の周波数誤差Δｆに起因して、ベースバン
ド遅延検波回路の出力にπ／４≦｜θｅ｜の位相誤差θ
ｅが生じる場合でも、それを補償することができる、広
い自動周波数制御範囲を備えたデータ受信装置を提供す
ることを目的としている。
【００２０】
【課題を解決するための手段】そこで、本発明では、受
信した被変調信号の直交検波に使用する局部発振器と、
被変調信号の変調位相差における余弦および正弦を同相
成分および直交成分として出力するベースバンド遅延検
波回路と、被変調信号の中心周波数と局部発振器の発振
周波数との間の周波数差に起因して前記同相成分および
直交成分に生じる位相誤差θｅを補償する自動周波数制
御手段とを備えるπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式のデー
タ受信装置において、ベースバンド遅延検波回路の出力
に生じている位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きと
を判定するゼロクロス判定手段と、このゼロクロス判定
手段が位相誤差θｅの大きさをπ／４≦｜θｅ｜と判定
したとき、同相成分および直交成分にπＫ／４（Ｋは正
または負の整数）の位相回転を加える位相回転手段とを
設け、この位相回転手段によって位相回転が加えられた
後の同相成分および直交成分を自動周波数制御手段に入
力するように構成している。
信した被変調信号の直交検波に使用する局部発振器と、
被変調信号の変調位相差における余弦および正弦を同相
成分および直交成分として出力するベースバンド遅延検
波回路と、被変調信号の中心周波数と局部発振器の発振
周波数との間の周波数差に起因して前記同相成分および
直交成分に生じる位相誤差θｅを補償する自動周波数制
御手段とを備えるπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式のデー
タ受信装置において、ベースバンド遅延検波回路の出力
に生じている位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きと
を判定するゼロクロス判定手段と、このゼロクロス判定
手段が位相誤差θｅの大きさをπ／４≦｜θｅ｜と判定
したとき、同相成分および直交成分にπＫ／４（Ｋは正
または負の整数）の位相回転を加える位相回転手段とを
設け、この位相回転手段によって位相回転が加えられた
後の同相成分および直交成分を自動周波数制御手段に入
力するように構成している。
【００２１】また、ゼロクロス判定手段が、位相ダイア
グラムのＩ軸またはＱ軸を横切る信号の数に基づいて、
位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを判定するよ
うに構成している。
グラムのＩ軸またはＱ軸を横切る信号の数に基づいて、
位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを判定するよ
うに構成している。
【００２２】
【作用】そのため、位相誤差θｅがπ／４以上のときに
は、位相回転手段が、ゼロクロス判定手段の判定結果に
基づいて、ベースバンド遅延検波回路の出力する同相成
分および直交成分にπＫ／４（Ｋは正または負の整数）
の位相回転を付加し、それらの成分で表わされる変調位
相差の位相ダイアグラム上における信号点を、本来の送
信変調位相差の信号点が存在する象限にまで引戻す。従
って、自動周波数制御手段は、従来の位相補償方式をそ
のまま実行することにより、常に正しい位相補償を行な
うことができる。
は、位相回転手段が、ゼロクロス判定手段の判定結果に
基づいて、ベースバンド遅延検波回路の出力する同相成
分および直交成分にπＫ／４（Ｋは正または負の整数）
の位相回転を付加し、それらの成分で表わされる変調位
相差の位相ダイアグラム上における信号点を、本来の送
信変調位相差の信号点が存在する象限にまで引戻す。従
って、自動周波数制御手段は、従来の位相補償方式をそ
のまま実行することにより、常に正しい位相補償を行な
うことができる。
【００２３】ゼロクロス判定手段は、π／４シフトＱＰ
ＳＫ変調方式の信号点の遷移方向における性質を利用し
て、位相誤差の大きさや向きを判定する。つまり、位相
誤差が生じたことによって、位相ダイアグラムの正また
は負のＩ軸やＱ軸を横切る信号の頻度が変化するので、
それを検出することにより、位相誤差の大きさや向きを
判定する。
ＳＫ変調方式の信号点の遷移方向における性質を利用し
て、位相誤差の大きさや向きを判定する。つまり、位相
誤差が生じたことによって、位相ダイアグラムの正また
は負のＩ軸やＱ軸を横切る信号の頻度が変化するので、
それを検出することにより、位相誤差の大きさや向きを
判定する。
【００２４】
【実施例】本発明の実施例におけるデータ受信装置は、
図１に示すように、被変調信号の中心周波数と局部発振
器４の発振周波数との間の周波数誤差によって変調位相
差にπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じて
いるとき、その誤差を｜θｅ｜＜π／４に低減する位相
補償回路13を備えている。その他の構成は、従来の装置
（図５）と変わりがない。
図１に示すように、被変調信号の中心周波数と局部発振
器４の発振周波数との間の周波数誤差によって変調位相
差にπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じて
いるとき、その誤差を｜θｅ｜＜π／４に低減する位相
補償回路13を備えている。その他の構成は、従来の装置
（図５）と変わりがない。
【００２５】この位相補償回路13は、図２に示すよう
に、ベースバンド遅延検波回路12から出力された同相成
分Ｉおよび直交成分Ｑを取込み、それらの成分で表わさ
れる変調位相差に含まれている位相誤差θｅの大きさお
よびその正負を判定し、判定結果に従って制御信号を出
力するゼロクロス判定回路20と、ゼロクロス判定回路20
の制御信号に応じて、入力した同相成分Ｉおよび直交成
分Ｑに０、π／４または−π／４の位相回転を加える位
相回転回路21とから成る。
に、ベースバンド遅延検波回路12から出力された同相成
分Ｉおよび直交成分Ｑを取込み、それらの成分で表わさ
れる変調位相差に含まれている位相誤差θｅの大きさお
よびその正負を判定し、判定結果に従って制御信号を出
力するゼロクロス判定回路20と、ゼロクロス判定回路20
の制御信号に応じて、入力した同相成分Ｉおよび直交成
分Ｑに０、π／４または−π／４の位相回転を加える位
相回転回路21とから成る。
【００２６】ゼロクロス判定回路20は、位相ダイアグラ
ムのＩ，Ｑ平面上において変調位相差を表わす信号点が
負のＩ軸を横切る回数、正のＱ軸を横切る回数および負
のＱ軸を横切る回数をそれぞれカウントすることによ
り、位相誤差θｅの大きさとその正負とを判定する。
ムのＩ，Ｑ平面上において変調位相差を表わす信号点が
負のＩ軸を横切る回数、正のＱ軸を横切る回数および負
のＱ軸を横切る回数をそれぞれカウントすることによ
り、位相誤差θｅの大きさとその正負とを判定する。
【００２７】このデータ受信装置は、次のように動作す
る。直交検波部およびベースバンド遅延検波回路12の動
作は従来の装置と同じである。いま、受信したπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調波信号のシンボルレートをｆR ＝１／
Ｔ、Ａ／Ｄ変換器10、11のサンプリング周波数をｆS ＝
１／ＴS ＝ＭｆR （Ｍ：正整数）、Ａ／Ｄ変換器10、11
の出力をそれぞれＸ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS）とすると、 Ｘ(ｋＴS）＝ＣＯＳ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （１） Ｙ(ｋＴS）＝ＳＩＮ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （２） となる。ここで、φ(ｋＴS）は受信されたπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調波信号の変調位相、Δｆはこの変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差
を表わす。
る。直交検波部およびベースバンド遅延検波回路12の動
作は従来の装置と同じである。いま、受信したπ／４シ
フトＱＰＳＫ変調波信号のシンボルレートをｆR ＝１／
Ｔ、Ａ／Ｄ変換器10、11のサンプリング周波数をｆS ＝
１／ＴS ＝ＭｆR （Ｍ：正整数）、Ａ／Ｄ変換器10、11
の出力をそれぞれＸ(ｋＴS）、Ｙ(ｋＴS）とすると、 Ｘ(ｋＴS）＝ＣＯＳ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （１） Ｙ(ｋＴS）＝ＳＩＮ（φ(ｋＴS）−２πΔｆｋＴS） （２） となる。ここで、φ(ｋＴS）は受信されたπ／４シフト
ＱＰＳＫ変調波信号の変調位相、Δｆはこの変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差
を表わす。
【００２８】ベースバンド遅延検波回路12は、Ａ／Ｄ変
換器10、11の出力から、 Ｉ(ｋＴS）＝Ｘ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） ＋Ｙ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （３） Ｑ(ｋＴS）＝Ｙ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） −Ｘ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （４） を演算し、同相出力Ｉ(ｋＴS）および直交出力Ｑ(ｋ
ＴS）として出力する。このＩ(ｋＴS）およびＱ(ｋ
ＴS）は、式（５）、（６）に示すように、受信したπ
／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦およ
び正弦を表わしている。
換器10、11の出力から、 Ｉ(ｋＴS）＝Ｘ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） ＋Ｙ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （３） Ｑ(ｋＴS）＝Ｙ(ｋＴS）Ｘ((ｋ−Ｍ)ＴS） −Ｘ(ｋＴS）Ｙ((ｋ−Ｍ)ＴS） （４） を演算し、同相出力Ｉ(ｋＴS）および直交出力Ｑ(ｋ
ＴS）として出力する。このＩ(ｋＴS）およびＱ(ｋ
ＴS）は、式（５）、（６）に示すように、受信したπ
／４シフトＱＰＳＫ変調波信号の変調位相差の余弦およ
び正弦を表わしている。
【００２９】 Ｉ(ｋＴS）＝ＣＯＳ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ) （５） Ｑ(ｋＴS）＝ＳＩＮ（Δφ(ｋＴS)＋θｅ) （６） このΔφ(ｋＴS）は、式（７）で表される本来の変調位
相差であり、θｅは、式（８）で表されるΔｆに起因す
る位相誤差である。 Δφ(ｋＴS）＝φ(ｋＴS）−φ(（ｋ−Ｍ）ＴS） （７） θｅ＝２πΔｆＭＴS ＝２πΔｆＴ （８）
相差であり、θｅは、式（８）で表されるΔｆに起因す
る位相誤差である。 Δφ(ｋＴS）＝φ(ｋＴS）−φ(（ｋ−Ｍ）ＴS） （７） θｅ＝２πΔｆＭＴS ＝２πΔｆＴ （８）
【００３０】さて、π／４シフトＱＰＳＫ変調における
受信信号の識別時点での変調位相差Δφ(ｋＴS）は、θ
ｅ＝０（Δｆ＝０）の時には、位相ダイヤグラムのＩ，
Ｑ平面上で図３の黒丸の信号点によって表わされる。こ
の図３から明らかなように、θｅ＝０（Δｆ＝０）の場
合では、位相ダイアグラムの第２象限および第３象限に
おける信号点の遷移方向は、負のＩ軸から離れる方向だ
けに限られている。そのため、リミタアンプ３等のＲＦ
受信部によるノイズの影響を除いては、位相差の信号点
が負のＩ軸を横切ることはない。
受信信号の識別時点での変調位相差Δφ(ｋＴS）は、θ
ｅ＝０（Δｆ＝０）の時には、位相ダイヤグラムのＩ，
Ｑ平面上で図３の黒丸の信号点によって表わされる。こ
の図３から明らかなように、θｅ＝０（Δｆ＝０）の場
合では、位相ダイアグラムの第２象限および第３象限に
おける信号点の遷移方向は、負のＩ軸から離れる方向だ
けに限られている。そのため、リミタアンプ３等のＲＦ
受信部によるノイズの影響を除いては、位相差の信号点
が負のＩ軸を横切ることはない。
【００３１】また、θｅ≠０（Δｆ≠０）の時は、図４
に示すように、位相ダイアグラム上で変調位相差に対し
て一定の位相誤差θｅが生じ、その結果、判定閾値（Ｉ
軸、Ｑ軸）との間のノイズマージンが減少する。ただ、
この場合にも、｜θｅ｜＜π／４のときは、ノイズの影
響を除いては、位相差の信号点が負のＩ軸を定常的に横
切ることはない。
に示すように、位相ダイアグラム上で変調位相差に対し
て一定の位相誤差θｅが生じ、その結果、判定閾値（Ｉ
軸、Ｑ軸）との間のノイズマージンが減少する。ただ、
この場合にも、｜θｅ｜＜π／４のときは、ノイズの影
響を除いては、位相差の信号点が負のＩ軸を定常的に横
切ることはない。
【００３２】しかし、周波数誤差ΔｆがｆR／８≦｜Δ
ｆ｜＜ｆR／４の場合には、Δｆに起因してπ／４≦｜
θｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じるが、この時に
は、図４におけるθｅをこの大きさにまで広げることに
よって分かるように、信号点の遷移経路が定常的に負の
Ｉ軸を横切るようになる。また、この時には、π／４≦
θｅ＜π／２であるならば、信号点の遷移経路が負のＱ
軸を横切る回数に比べて、正のＱ軸を横切る回数の方が
多くなる。一方、−π／２＜θｅ≦−π／４の場合に
は、逆に、信号点の遷移経路が負のＱ軸を横切る回数に
比べて、正のＱ軸を横切る回数の方が少なくなる。
ｆ｜＜ｆR／４の場合には、Δｆに起因してπ／４≦｜
θｅ｜＜π／２の位相誤差θｅが生じるが、この時に
は、図４におけるθｅをこの大きさにまで広げることに
よって分かるように、信号点の遷移経路が定常的に負の
Ｉ軸を横切るようになる。また、この時には、π／４≦
θｅ＜π／２であるならば、信号点の遷移経路が負のＱ
軸を横切る回数に比べて、正のＱ軸を横切る回数の方が
多くなる。一方、−π／２＜θｅ≦−π／４の場合に
は、逆に、信号点の遷移経路が負のＱ軸を横切る回数に
比べて、正のＱ軸を横切る回数の方が少なくなる。
【００３３】位相補償回路13では、ゼロクロス判定回路
20がベースバンド遅延検波回路12の同相成分出力信号Ｉ
(ｋＴS）および直交成分出力信号Ｑ(ｋＴS）を取込み、
これらの信号によって表わされる位相ダイヤグラムの
Ｉ，Ｑ平面上での信号点が、負のＩ軸を横切る回数、正
のＱ軸を横切る回数および負のＱ軸を横切る回数をそれ
ぞれカウントし、その結果に従って３種類の制御信号Ｓ
ＥＬ(ｉ)（ｉ＝１，２，３）を出力する。
20がベースバンド遅延検波回路12の同相成分出力信号Ｉ
(ｋＴS）および直交成分出力信号Ｑ(ｋＴS）を取込み、
これらの信号によって表わされる位相ダイヤグラムの
Ｉ，Ｑ平面上での信号点が、負のＩ軸を横切る回数、正
のＱ軸を横切る回数および負のＱ軸を横切る回数をそれ
ぞれカウントし、その結果に従って３種類の制御信号Ｓ
ＥＬ(ｉ)（ｉ＝１，２，３）を出力する。
【００３４】このゼロクロス判定回路20は、この処理を
具体的に次の手順で行なう。まず、Ｉ(ｋＴS）およびＱ
(ｋＴS）のサンプル値をＮ0 個（Ｎ0 ：正整数）取込
み、信号点がＩ，Ｑ軸を横切る場合には、各サンプル値
の間でその軸に応じた符号反転が生じることを利用し
て、負のＩ軸を横切る回数ＣＴ１、正のＱ軸を横切る回
数ＣＴ２および負のＱ軸を横切る回数ＣＴ３をそれぞれ
式（１３）〜（１５）によって求める。ただし、サンプ
リング周波数ｆS ＝１／ＴS はシンボルレートｆRに比
べて十分高いものとする。
具体的に次の手順で行なう。まず、Ｉ(ｋＴS）およびＱ
(ｋＴS）のサンプル値をＮ0 個（Ｎ0 ：正整数）取込
み、信号点がＩ，Ｑ軸を横切る場合には、各サンプル値
の間でその軸に応じた符号反転が生じることを利用し
て、負のＩ軸を横切る回数ＣＴ１、正のＱ軸を横切る回
数ＣＴ２および負のＱ軸を横切る回数ＣＴ３をそれぞれ
式（１３）〜（１５）によって求める。ただし、サンプ
リング周波数ｆS ＝１／ＴS はシンボルレートｆRに比
べて十分高いものとする。
【００３５】 ＣＴ１＝｛Ｉ(ｋＴS)＜０：Ｑ(ｋＴS）Ｑ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数｝ （１３） このＣＴ１は、Ｉ(ｋＴS）が負であり、且つ、Ｑ(ｋ
ＴS）の符号が反転する回数を表わしている。同様に、 ＣＴ２＝｛Ｑ(ｋＴS)＞０：Ｉ(ｋＴS）Ｉ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数｝ （１４） ＣＴ３＝｛Ｑ(ｋＴS)＜０：Ｉ(ｋＴS）Ｉ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数｝ （１５） を求める。この時、Ｎ1＜Ｎ0なる正整数Ｎ1 を閾値とし
て設定し、 ＣＴ１＜Ｎ1 （１６） であるならば、ゼロクロス判定回路20は、位相誤差θｅ
が｜θｅ｜＜π／４であると判定し、判定信号ＳＥＬ
（１）を出力する。
ＴS）の符号が反転する回数を表わしている。同様に、 ＣＴ２＝｛Ｑ(ｋＴS)＞０：Ｉ(ｋＴS）Ｉ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数｝ （１４） ＣＴ３＝｛Ｑ(ｋＴS)＜０：Ｉ(ｋＴS）Ｉ((ｋ−１)ＴS)＜０である回数｝ （１５） を求める。この時、Ｎ1＜Ｎ0なる正整数Ｎ1 を閾値とし
て設定し、 ＣＴ１＜Ｎ1 （１６） であるならば、ゼロクロス判定回路20は、位相誤差θｅ
が｜θｅ｜＜π／４であると判定し、判定信号ＳＥＬ
（１）を出力する。
【００３６】また、 ｛ＣＴ１≧Ｎ1｝∩｛ＣＴ２＞ＣＴ３} （１７） であるならば、つまり、信号点が負のＩ軸を横切る回数
がＮ1 以上で、且つ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より少ないならば、ゼロクロス判定回路20
は、位相誤差θｅがπ／４≦θｅ＜π／２であると判定
し、判定信号ＳＥＬ（２）を出力する。
がＮ1 以上で、且つ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より少ないならば、ゼロクロス判定回路20
は、位相誤差θｅがπ／４≦θｅ＜π／２であると判定
し、判定信号ＳＥＬ（２）を出力する。
【００３７】また、 ｛ＣＴ１≧Ｎ1｝∩｛ＣＴ２＜ＣＴ３｝ （１８） であるならば、つまり、信号点が負のＩ軸を横切る回数
がＮ1 以上で、且つ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より多いならば、ゼロクロス判定回路20
は、位相誤差θｅが−π／２＜θｅ≦−π／４であると
判定し、判定信号ＳＥＬ（３）を出力する。
がＮ1 以上で、且つ、負のＱ軸を横切る回数が正のＱ軸
を横切る回数より多いならば、ゼロクロス判定回路20
は、位相誤差θｅが−π／２＜θｅ≦−π／４であると
判定し、判定信号ＳＥＬ（３）を出力する。
【００３８】次に位相回転回路21は、ゼロクロス判定回
路20からの制御信号に従って、式（１９）に示す演算を
行ない、ベースバンド遅延検波回路12の出力Ｉ(ｋ
ＴS）、Ｑ(ｋＴS）に対してψの位相回転を加える。
路20からの制御信号に従って、式（１９）に示す演算を
行ない、ベースバンド遅延検波回路12の出力Ｉ(ｋ
ＴS）、Ｑ(ｋＴS）に対してψの位相回転を加える。
【数１９】 この結果、周波数誤差ΔｆがｆR／８≦｜Δｆ｜＜ｆR／
４の場合でも、位相補償回路13の出力Ｉｃ(ｋＴS）およ
びＱｃ(ｋＴS）における位相誤差θｅは｜θｅ｜＜π／
４となる。
４の場合でも、位相補償回路13の出力Ｉｃ(ｋＴS）およ
びＱｃ(ｋＴS）における位相誤差θｅは｜θｅ｜＜π／
４となる。
【００３９】自動周波数制御回路14は、位相補償回路13
の出力Ｉｃ(ｋＴS）、Ｑｃ(ｋＴS）に残留する｜θｅ｜
＜π／４の位相誤差θｅを補償する。この動作は、従来
の装置の自動周波数制御回路の動作と基本的に同じであ
り、タイミング再生回路15の再生したビットタイミング
信号に同期して識別時点での位相補償回路13の出力Ｉｃ
(ｎＴ)およびＱｃ(ｎＴ)を取込み、自動周波数制御回路
14の出力Ｉｅ(ｎＴ)、Ｑｅ(ｎＴ)と判定器16、17の出力
Ｉｄ(ｎＴ)、Ｑｄ(ｎＴ)との間の平均２乗誤差を最小に
するための演算を次式によって行なう。
の出力Ｉｃ(ｋＴS）、Ｑｃ(ｋＴS）に残留する｜θｅ｜
＜π／４の位相誤差θｅを補償する。この動作は、従来
の装置の自動周波数制御回路の動作と基本的に同じであ
り、タイミング再生回路15の再生したビットタイミング
信号に同期して識別時点での位相補償回路13の出力Ｉｃ
(ｎＴ)およびＱｃ(ｎＴ)を取込み、自動周波数制御回路
14の出力Ｉｅ(ｎＴ)、Ｑｅ(ｎＴ)と判定器16、17の出力
Ｉｄ(ｎＴ)、Ｑｄ(ｎＴ)との間の平均２乗誤差を最小に
するための演算を次式によって行なう。
【００４０】 ＷＸ(ｎＴ） ＝Ｅ{Ｉd(nＴ)Ｉc(nＴ)＋Ｑd(nＴ)Ｑc(nＴ)}／Ｅ{Ｉc(nＴ)2＋Ｑc(nＴ)2} （２０） ＷＹ(ｎＴ） ＝Ｅ{Ｉd(nＴ)Ｑc(nＴ)−Ｑd(nＴ)Ｉc(nＴ)}／Ｅ{Ｉc(nＴ)2＋Ｑc(nＴ)2} （２１） Ｉe(nＴ)＝Ｉc(nＴ)ＷＸ(nＴ)＋Ｑc(nＴ)ＷＹ(nＴ) （２２） Ｑe(nＴ)＝Ｑc(nＴ)ＷＸ(nＴ)−Ｉc(nＴ)ＷＹ(nＴ) （２３） 但し、式（２０）、（２１）におけるＥ｛・｝は平均値
演算を示す。
演算を示す。
【００４１】この時、受信された変調信号の中心周波数
と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差ΔｆがｆR
／８≦｜Δｆ｜＜ｆR／４である場合でも、位相補償回
路13によってＩｃ(ｎＴ)およびＱｃ(ｎＴ)の位相誤差θ
ｅが｜θｅ｜＜π／４に低減されているため、判定器1
6、17は、図４のＩ軸およびＱ軸を判定閾値として、当
初から定常的な判定誤りを侵すことなくＩｄ(ｎＴ)また
はＱｄ(ｎＴ)を出力することができる。そのため、式
（２０）および（２１）から、適切なＷＸ(ｎＴ)および
ＷＹ(ｎＴ)を求めることができ、自動周波数制御回路14
は、式（２２）および式（２３）を用いて、位相誤差θ
ｅを補償した同相成分Ｉｅ(ｎＴ)および直交成分Ｑｅ
(ｎＴ)を出力することができる。また、判定器18は、そ
れを受けて、さらに誤りを含まない判定結果を出力する
ことができる。
と局部発振器４の周波数との間の周波数誤差ΔｆがｆR
／８≦｜Δｆ｜＜ｆR／４である場合でも、位相補償回
路13によってＩｃ(ｎＴ)およびＱｃ(ｎＴ)の位相誤差θ
ｅが｜θｅ｜＜π／４に低減されているため、判定器1
6、17は、図４のＩ軸およびＱ軸を判定閾値として、当
初から定常的な判定誤りを侵すことなくＩｄ(ｎＴ)また
はＱｄ(ｎＴ)を出力することができる。そのため、式
（２０）および（２１）から、適切なＷＸ(ｎＴ)および
ＷＹ(ｎＴ)を求めることができ、自動周波数制御回路14
は、式（２２）および式（２３）を用いて、位相誤差θ
ｅを補償した同相成分Ｉｅ(ｎＴ)および直交成分Ｑｅ
(ｎＴ)を出力することができる。また、判定器18は、そ
れを受けて、さらに誤りを含まない判定結果を出力する
ことができる。
【００４２】このように、実施例の装置では、受信され
た変調信号の中心周波数と局部発振器４の周波数との間
にｆR／８≦｜Δｆ｜＜ｆR／４の周波数誤差Δｆが存在
し、ベースバンド遅延検波回路12の出力する同相成分
Ｉ、直交成分Ｑにπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の位相誤差
θｅが生じているときでも、自動周波数制御回路14の前
に設けた位相補償回路13が位相誤差θｅをπ／４以下に
低減するため、自動周波数制御回路14は自動周波数制御
を正常に行なうことができ、その結果、正しい受信デー
タが復号される。この装置は、等価的に従来の装置の２
倍の周波数範囲において自動周波数制御が可能である。
た変調信号の中心周波数と局部発振器４の周波数との間
にｆR／８≦｜Δｆ｜＜ｆR／４の周波数誤差Δｆが存在
し、ベースバンド遅延検波回路12の出力する同相成分
Ｉ、直交成分Ｑにπ／４≦｜θｅ｜＜π／２の位相誤差
θｅが生じているときでも、自動周波数制御回路14の前
に設けた位相補償回路13が位相誤差θｅをπ／４以下に
低減するため、自動周波数制御回路14は自動周波数制御
を正常に行なうことができ、その結果、正しい受信デー
タが復号される。この装置は、等価的に従来の装置の２
倍の周波数範囲において自動周波数制御が可能である。
【００４３】なお、実施例では位相誤差θｅがπ／４≦
｜θｅ｜＜π／２の場合について詳しく説明したが、こ
の考え方を位相誤差θｅがさらに大きい場合にまで拡張
することが可能である。そのときの位相誤差θｅの大き
さの範囲とその向きとは、位相ダイアグラムの正または
負のＩ軸またはＱ軸のいずれかを横切る信号の数に着目
して求めることができ、この位相誤差θｅの大きさの範
囲とその向きとの判定を位相補償回路13のゼロクロス判
定回路20で行ない、位相回転回路21で、ゼロクロス判定
回路20の判定結果に基づいて、ベースバンド遅延検波回
路12の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを式（１９）によっ
て変換する。但し、ψの値は、πＫ／４（Ｋは正または
負の整数）とし、Ｋは、位相誤差θｅの大きさの範囲お
よび向きに応じて設定する。こうすることにより、位相
誤差θｅを含む変調位相差の位相ダイアグラムにおける
信号点は、本来の変調位相差の信号点の象限に引戻さ
れ、その結果、自動周波数制御回路14での正しい自動周
波数制御が可能となる。
｜θｅ｜＜π／２の場合について詳しく説明したが、こ
の考え方を位相誤差θｅがさらに大きい場合にまで拡張
することが可能である。そのときの位相誤差θｅの大き
さの範囲とその向きとは、位相ダイアグラムの正または
負のＩ軸またはＱ軸のいずれかを横切る信号の数に着目
して求めることができ、この位相誤差θｅの大きさの範
囲とその向きとの判定を位相補償回路13のゼロクロス判
定回路20で行ない、位相回転回路21で、ゼロクロス判定
回路20の判定結果に基づいて、ベースバンド遅延検波回
路12の同相成分Ｉおよび直交成分Ｑを式（１９）によっ
て変換する。但し、ψの値は、πＫ／４（Ｋは正または
負の整数）とし、Ｋは、位相誤差θｅの大きさの範囲お
よび向きに応じて設定する。こうすることにより、位相
誤差θｅを含む変調位相差の位相ダイアグラムにおける
信号点は、本来の変調位相差の信号点の象限に引戻さ
れ、その結果、自動周波数制御回路14での正しい自動周
波数制御が可能となる。
【００４４】
【発明の効果】以上の実施例の説明から明らかなよう
に、本発明のデータ受信装置は、受信された変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との周波数誤差Δｆ
により、ベースバンド遅延検波回路12の出力にπ／４≦
｜θｅ｜の位相誤差θｅが生じる場合でも、的確に自動
周波数制御を行なうことができ、Δｆに起因する誤り率
特性の劣化を幅広く改善することができる。
に、本発明のデータ受信装置は、受信された変調信号の
中心周波数と局部発振器４の周波数との周波数誤差Δｆ
により、ベースバンド遅延検波回路12の出力にπ／４≦
｜θｅ｜の位相誤差θｅが生じる場合でも、的確に自動
周波数制御を行なうことができ、Δｆに起因する誤り率
特性の劣化を幅広く改善することができる。
【図１】本発明のデータ受信装置における一実施例の構
成を示すブロック図、
成を示すブロック図、
【図２】実施例のデータ受信装置における位相補償回路
の構成を示すブロック図、
の構成を示すブロック図、
【図３】ベースバンド遅延検波回路の出力する信号の信
号点を表わす位相ダイアグラム（θｅ＝０の場合）、
号点を表わす位相ダイアグラム（θｅ＝０の場合）、
【図４】ベースバンド遅延検波回路の出力する信号の信
号点を表わす位相ダイアグラム（θｅ≠０の場合）、
号点を表わす位相ダイアグラム（θｅ≠０の場合）、
【図５】従来のデータ受信装置の構成を示すブロック図
である。
である。
１ アンテナ ２ 受信用ルートナイキスト・バンドパス・フィルタ ３ リミタアンプ ４ 局部発振器 ５ π／２移相器 ６、７ 乗算器 ８、９ ローパスフィルタ 10、11 Ａ／Ｄ変換器 12 ベースバンド遅延検波回路 13 位相補償回路 14 自動周波数制御回路 15 タイミング再生回路 16、17 判定器 18 並列直列変換器 19 受信データ出力端子 20 ゼロクロス判定回路 21 位相回転回路
Claims (2)
- 【請求項１】 受信した被変調信号の直交検波に使用す
る局部発振器と、前記被変調信号の変調位相差における
余弦および正弦を同相成分および直交成分として出力す
るベースバンド遅延検波回路と、前記被変調信号の中心
周波数と前記局部発振器の発振周波数との間の周波数差
に起因して前記同相成分および直交成分に生じる位相誤
差θｅを補償する自動周波数制御手段とを備えるπ／４
シフトＱＰＳＫ変調方式のデータ受信装置において、 前記ベースバンド遅延検波回路の出力に生じている前記
位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを判定するゼ
ロクロス判定手段と、 前記ゼロクロス判定手段が前記位相誤差θｅの大きさを
π／４≦｜θｅ｜と判定したとき、前記同相成分および
直交成分にπＫ／４（Ｋは正または負の整数）の位相回
転を加える位相回転手段とを設け、前記位相回転手段に
より位相回転が加えられた後の同相成分および直交成分
を前記自動周波数制御手段に入力することを特徴とする
データ受信装置。 - 【請求項２】 前記ゼロクロス判定手段が、位相ダイア
グラムのＩ軸またはＱ軸を横切る信号の数に基づいて、
前記位相誤差θｅの大きさの範囲とその向きとを判定す
ることを特徴とする請求項１に記載のデータ受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06015708A JP3088892B2 (ja) | 1994-01-17 | 1994-01-17 | データ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06015708A JP3088892B2 (ja) | 1994-01-17 | 1994-01-17 | データ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07212423A true JPH07212423A (ja) | 1995-08-11 |
| JP3088892B2 JP3088892B2 (ja) | 2000-09-18 |
Family
ID=11896276
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06015708A Expired - Fee Related JP3088892B2 (ja) | 1994-01-17 | 1994-01-17 | データ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3088892B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4889895A (en) * | 1986-05-28 | 1989-12-26 | Minnesota Mining And Manufacturing Company | Electron beam curable copolymer useful in recording media |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08503975A (ja) | 1992-06-03 | 1996-04-30 | ヘンケル・コーポレイション | 冷媒の熱媒液用ポリオールエステル潤滑剤 |
| JPH0711492U (ja) * | 1993-02-26 | 1995-02-21 | 修 長岡 | 自転車用スタンド |
-
1994
- 1994-01-17 JP JP06015708A patent/JP3088892B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4889895A (en) * | 1986-05-28 | 1989-12-26 | Minnesota Mining And Manufacturing Company | Electron beam curable copolymer useful in recording media |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3088892B2 (ja) | 2000-09-18 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |