JPH0723256A - 波形等化装置 - Google Patents
波形等化装置Info
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- JPH0723256A JPH0723256A JP5150127A JP15012793A JPH0723256A JP H0723256 A JPH0723256 A JP H0723256A JP 5150127 A JP5150127 A JP 5150127A JP 15012793 A JP15012793 A JP 15012793A JP H0723256 A JPH0723256 A JP H0723256A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明はテレビジョン信号の歪みを補正する波
形等化装置に関し、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信号の双方
に共用化可能な波形等化装置を提供する。 【構成】波形等化用ディジタルフィルタ（１２）により
補正されたテレビジョン信号から歪み検出用基準信号を
波形メモリ（６）に取り込み、信号切り換え回路（８）
では差分回路（７）により差分処理された信号と差分処
理されないそのままの信号をＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ判別信
号により切り換え、歪み検出回路（１０）へ導き、検出
した歪みに応じて係数設定回路（１１）により前記ディ
ジタルフィルタ（１２）のタップ係数を修正する。 【効果】以上の構成により、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信
号で基準信号の検出動作を切り換えることで、基準信号
波形の違いに係らず、波形等化処理が可能となる。
形等化装置に関し、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信号の双方
に共用化可能な波形等化装置を提供する。 【構成】波形等化用ディジタルフィルタ（１２）により
補正されたテレビジョン信号から歪み検出用基準信号を
波形メモリ（６）に取り込み、信号切り換え回路（８）
では差分回路（７）により差分処理された信号と差分処
理されないそのままの信号をＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ判別信
号により切り換え、歪み検出回路（１０）へ導き、検出
した歪みに応じて係数設定回路（１１）により前記ディ
ジタルフィルタ（１２）のタップ係数を修正する。 【効果】以上の構成により、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信
号で基準信号の検出動作を切り換えることで、基準信号
波形の違いに係らず、波形等化処理が可能となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はテレビジョン受像機に係
り、特に伝送路の歪みによって生じるリンギング、ゴー
ストなどの波形歪みを補正する波形等化装置に関する。
り、特に伝送路の歪みによって生じるリンギング、ゴー
ストなどの波形歪みを補正する波形等化装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】テレビジョン信号の伝送において、伝送
路における歪みにより受信画像の劣化が生じるという問
題がある。ハイビジョン信号の伝送方式であるＭＵＳＥ
方式では、アナログのサンプル値伝送を行なっており、
伝送路に歪みがあるとサンプル値間の干渉によるリンギ
ング妨害を生じ画質劣化を招く。これを解決する手段と
して、例えば、信学技報Ｖｏｌ．８８，Ｎｏ．３００
（１９８８年）第１項から第７項に記載されている波形
等化回路が一般に知られている。これによると、伝送レ
ート１６．２ＭＨｚで伝送されるサンプル値を１６．２
ＭＨｚでリサンプリングしディジタル化された本線系の
信号と、これと並列に２倍のサンプリング周波数の３
２．４ＭＨｚでリサンプリングされたディジタル信号か
ら本線系とサンプリング位相の合った補正データを作成
する等化用のトランスバーサルフィルタを設け、このト
ランスバーサルフィルタから得られる補正値を本線系の
信号に遅延量を合わせて加算する。この時、ＶＩＴＳ
（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｉｎｔｅｒｖａｌ Ｔｅｓｔ Ｓ
ｉｇｎａｌ）波形を用いてトランスバーサルフィルタの
タップ係数を求め、検出したＶＩＴＳ波形と理想インパ
ルスレスポンス波形の誤差が最小になるようにタップ係
数を補正することで、波形等化処理を行なっている。
路における歪みにより受信画像の劣化が生じるという問
題がある。ハイビジョン信号の伝送方式であるＭＵＳＥ
方式では、アナログのサンプル値伝送を行なっており、
伝送路に歪みがあるとサンプル値間の干渉によるリンギ
ング妨害を生じ画質劣化を招く。これを解決する手段と
して、例えば、信学技報Ｖｏｌ．８８，Ｎｏ．３００
（１９８８年）第１項から第７項に記載されている波形
等化回路が一般に知られている。これによると、伝送レ
ート１６．２ＭＨｚで伝送されるサンプル値を１６．２
ＭＨｚでリサンプリングしディジタル化された本線系の
信号と、これと並列に２倍のサンプリング周波数の３
２．４ＭＨｚでリサンプリングされたディジタル信号か
ら本線系とサンプリング位相の合った補正データを作成
する等化用のトランスバーサルフィルタを設け、このト
ランスバーサルフィルタから得られる補正値を本線系の
信号に遅延量を合わせて加算する。この時、ＶＩＴＳ
（Ｖｅｒｔｉｃａｌ Ｉｎｔｅｒｖａｌ Ｔｅｓｔ Ｓ
ｉｇｎａｌ）波形を用いてトランスバーサルフィルタの
タップ係数を求め、検出したＶＩＴＳ波形と理想インパ
ルスレスポンス波形の誤差が最小になるようにタップ係
数を補正することで、波形等化処理を行なっている。
【０００３】一方、現行のＮＴＳＣ方式のテレビジョン
信号では、伝送時の歪みとしてゴースト障害が問題とな
っている。このゴースト除去のための波形等化回路とし
ては、例えば、テレビジョン学会技術報告Ｖｏｌ．１
３，Ｎｏ．３２（１９８９年）第３１項から第３６項に
記載の方式が知られている。これによると、伝送された
ＮＴＳＣ信号をＡ／Ｄ変換器によりディジタルのサンプ
ル値に変換し、このサンプル値をトランスバーサルフィ
ルタに入力し、ＧＣＲ（Ｇｈｏｓｔ Ｃａｎｃｅｌｌｏ
ｒ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）信号を検出することにより、
トランスバーサルフィルタの出力の検出誤差が最小にな
るようにタップ係数を補正することでゴースト除去を実
現している。
信号では、伝送時の歪みとしてゴースト障害が問題とな
っている。このゴースト除去のための波形等化回路とし
ては、例えば、テレビジョン学会技術報告Ｖｏｌ．１
３，Ｎｏ．３２（１９８９年）第３１項から第３６項に
記載の方式が知られている。これによると、伝送された
ＮＴＳＣ信号をＡ／Ｄ変換器によりディジタルのサンプ
ル値に変換し、このサンプル値をトランスバーサルフィ
ルタに入力し、ＧＣＲ（Ｇｈｏｓｔ Ｃａｎｃｅｌｌｏ
ｒ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ）信号を検出することにより、
トランスバーサルフィルタの出力の検出誤差が最小にな
るようにタップ係数を補正することでゴースト除去を実
現している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ＭＵＳＥ方式のテレビ
ジョン信号とＮＴＳＣ方式のテレビジョン信号を受信可
能なテレビジョン受像機において、ＭＵＳＥ用波形等化
回路とＮＴＳＣ用波形等化回路を別系統で持つと、回路
規模の大きいトランスバーサルフィルタを複数使用する
こととなり、回路規模削減のためには、波形等化回路の
共用化を図ることが望ましい。しかし、ＭＵＳＥ信号と
ＮＴＳＣ信号では、サンプリング周波数が異なり、さら
に、伝送路での歪みを検出するための基準信号の形式お
よびタイミングがそれぞれ違うため、検出回路の共用化
が困難であった。例えば、ＭＵＳＥ信号では、１１２５
ライン中の１ライン目と２ライン目にｓｉｎＸ／Ｘパル
ス波形がＶＩＴＳとして挿入されおり、このＶＩＴＳ波
形を理想インパルスレスポンス波形と比較することで歪
み成分を検出し、トランスバーサルフィルタのタップ係
数を算出する。一方、ＮＴＳＣ信号では、ＧＣＲ信号と
してｓｉｎＸ／Ｘバー波形が８フィールドで巡回する形
で５２５ライン中の１８ライン目と２８１ライン目に挿
入されており、８フィールドシーケンス処理と差分処理
を施すことで、ｓｉｎＸ／Ｘパルスのインパルスレスポ
ンス波形を得る。このように、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ
信号では基準信号の検出方法、サンプリング周波数に差
があり、同一の波形等化回路で両方に適用することが困
難であった。
ジョン信号とＮＴＳＣ方式のテレビジョン信号を受信可
能なテレビジョン受像機において、ＭＵＳＥ用波形等化
回路とＮＴＳＣ用波形等化回路を別系統で持つと、回路
規模の大きいトランスバーサルフィルタを複数使用する
こととなり、回路規模削減のためには、波形等化回路の
共用化を図ることが望ましい。しかし、ＭＵＳＥ信号と
ＮＴＳＣ信号では、サンプリング周波数が異なり、さら
に、伝送路での歪みを検出するための基準信号の形式お
よびタイミングがそれぞれ違うため、検出回路の共用化
が困難であった。例えば、ＭＵＳＥ信号では、１１２５
ライン中の１ライン目と２ライン目にｓｉｎＸ／Ｘパル
ス波形がＶＩＴＳとして挿入されおり、このＶＩＴＳ波
形を理想インパルスレスポンス波形と比較することで歪
み成分を検出し、トランスバーサルフィルタのタップ係
数を算出する。一方、ＮＴＳＣ信号では、ＧＣＲ信号と
してｓｉｎＸ／Ｘバー波形が８フィールドで巡回する形
で５２５ライン中の１８ライン目と２８１ライン目に挿
入されており、８フィールドシーケンス処理と差分処理
を施すことで、ｓｉｎＸ／Ｘパルスのインパルスレスポ
ンス波形を得る。このように、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ
信号では基準信号の検出方法、サンプリング周波数に差
があり、同一の波形等化回路で両方に適用することが困
難であった。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、テレビジョン信号をディジタルのサンプル値に変
換するＡ／Ｄ変換器と、タップ係数を適応的に可変可能
なトランスバーサルフィルタと、基準信号波形取り込み
用メモリと、ＧＣＲ信号の差分としてインパルスレスポ
ンスを求めるための差分回路と、差分回路からの基準信
号と差分を求めないそのままの基準信号のどちらかを選
択するための信号切り換え手段と、基準信号から伝送路
歪みを検出する歪み検出手段と、前記等化用トランスバ
ーサルフィルタのタップ係数を算出し設定する係数設定
手段とを備えることにより実現される。
めに、テレビジョン信号をディジタルのサンプル値に変
換するＡ／Ｄ変換器と、タップ係数を適応的に可変可能
なトランスバーサルフィルタと、基準信号波形取り込み
用メモリと、ＧＣＲ信号の差分としてインパルスレスポ
ンスを求めるための差分回路と、差分回路からの基準信
号と差分を求めないそのままの基準信号のどちらかを選
択するための信号切り換え手段と、基準信号から伝送路
歪みを検出する歪み検出手段と、前記等化用トランスバ
ーサルフィルタのタップ係数を算出し設定する係数設定
手段とを備えることにより実現される。
【０００６】
【作用】上記構成によると、伝送路歪みを検出するため
の基準信号の取り込みの際に、ＭＵＳＥ信号の波形等化
処理を行なう場合には、前記信号切り換え手段は、伝送
路の歪み検出用の基準信号として差分回路を通らない信
号を選択し、ＶＩＴＳパルスを歪み検出手段に供給す
る。一方、ＮＴＳＣ信号の波形等化処理を行なう場合に
は、信号切り換え手段は差分回路から出力される基準信
号を選択、差分回路においてｓｉｎＸ／Ｘバー信号に微
分処理を施してインパルスレスポンス波形を生成し、歪
み検出に用いる。これにより、ＮＴＳＣ信号にもＭＵＳ
Ｅ信号の歪み検出と同様のアルゴリズムにより、歪みの
検出を行なうことが可能となり、回路の共用化を図るこ
とができる。
の基準信号の取り込みの際に、ＭＵＳＥ信号の波形等化
処理を行なう場合には、前記信号切り換え手段は、伝送
路の歪み検出用の基準信号として差分回路を通らない信
号を選択し、ＶＩＴＳパルスを歪み検出手段に供給す
る。一方、ＮＴＳＣ信号の波形等化処理を行なう場合に
は、信号切り換え手段は差分回路から出力される基準信
号を選択、差分回路においてｓｉｎＸ／Ｘバー信号に微
分処理を施してインパルスレスポンス波形を生成し、歪
み検出に用いる。これにより、ＮＴＳＣ信号にもＭＵＳ
Ｅ信号の歪み検出と同様のアルゴリズムにより、歪みの
検出を行なうことが可能となり、回路の共用化を図るこ
とができる。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。
【０００８】図１は本発明の一実施例を示す図である。
図１において、１は到来テレビジョン信号の入力端子、
２はアナログのテレビジョン信号をサンプリングしディ
ジタルのテレビジョン信号に変換するＡ／Ｄ変換器、３
は等化用の補正データを生成するトランスバーサルフィ
ルタ、４は本線系の信号の遅延量を前記補正信号等化用
トランスバーサルフィルタ３での遅延分に合わせ込む遅
延回路、５は本線系の信号に補正データを加算する加算
回路、６は伝送路の歪みを検出するための基準信号を取
り込み用の波形メモリ、７は差分処理によりｓｉｎＸ／
Ｘバー波形からｓｉｎＸ／Ｘパルス波形を得る差分回
路、８は波形メモリから導かれる信号と差分回路から導
かれる信号のどちらか一方を選択する信号切り換え回
路、９は波形メモリの取り込みタイミングを制御するタ
イミング制御回路、１０は波形メモリに取り込んだ基準
信号から歪み成分を検出する歪み検出回路、１１はトラ
ンスバーサルフィルタのタップ係数を設定する係数設定
回路、破線で囲まれた１２は波形等化用トランスバーサ
ルフィルタ、１３は後段の信号処理回路へ波形等化後の
テレビジョン信号を導く出力端子、１４はＭＵＳＥ信号
とＮＴＳＣ信号の判別信号の入力端子である。
図１において、１は到来テレビジョン信号の入力端子、
２はアナログのテレビジョン信号をサンプリングしディ
ジタルのテレビジョン信号に変換するＡ／Ｄ変換器、３
は等化用の補正データを生成するトランスバーサルフィ
ルタ、４は本線系の信号の遅延量を前記補正信号等化用
トランスバーサルフィルタ３での遅延分に合わせ込む遅
延回路、５は本線系の信号に補正データを加算する加算
回路、６は伝送路の歪みを検出するための基準信号を取
り込み用の波形メモリ、７は差分処理によりｓｉｎＸ／
Ｘバー波形からｓｉｎＸ／Ｘパルス波形を得る差分回
路、８は波形メモリから導かれる信号と差分回路から導
かれる信号のどちらか一方を選択する信号切り換え回
路、９は波形メモリの取り込みタイミングを制御するタ
イミング制御回路、１０は波形メモリに取り込んだ基準
信号から歪み成分を検出する歪み検出回路、１１はトラ
ンスバーサルフィルタのタップ係数を設定する係数設定
回路、破線で囲まれた１２は波形等化用トランスバーサ
ルフィルタ、１３は後段の信号処理回路へ波形等化後の
テレビジョン信号を導く出力端子、１４はＭＵＳＥ信号
とＮＴＳＣ信号の判別信号の入力端子である。
【０００９】本実施例の動作を説明する。先ず、入力端
子１に導かれたテレビジョン信号はＡ／Ｄ変換器２によ
り、ディジタルのテレビジョン信号に変換される。この
時、Ａ／Ｄ変換器２には、到来信号がＭＵＳＥ信号の場
合、例えばＭＵＳＥのサンプリング周波数である１６．
２ＭＨｚまたは２倍のオーバーサンプリングの３２．４
ＭＨｚのクロック信号が供給され、ＮＴＳＣ信号の場
合、例えばサブキャリア周波数の４倍の約１４．３ＭＨ
ｚのクロック信号が供給されて、それぞれのデータレー
トの信号にサンプリングされる。Ａ／Ｄ変換後のテレビ
ジョン信号は本線系の遅延回路４および補正信号生成用
のトランスバーサルフィルタ３で構成される波形等化用
トランスバーサルフィルタ１２へ導かれる。補正信号生
成用トランスバーサルフィルタ３では歪み成分を補正す
るための補正信号を生成し、遅延回路４においてトラン
スバーサルフィルタ３での遅延分と等しくなる様に遅延
させた本線系の信号と補正信号を加算器５により加算し
て、伝送路歪みを補正する。補正後のテレビジョン信号
は波形等化回路の出力端子１３から後段の信号処理回路
へ導かれると共に、基準信号取り込み用の波形メモリ６
に供給される。波形メモリ６ではタイミング制御回路９
からの制御信号により到来信号の種類に合わせて、基準
信号波形の重畳されているラインを選択して取り込みを
行なう。タイミング制御回路９ではＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ
判別信号によりメモリの制御信号を切り換え、例えば、
ＭＵＳＥ信号到来時は１、２ライン目のＶＩＴＳパルス
をフレームごとに検出し、波形メモリ６に取り込む。ま
た、ＮＴＳＣ信号到来時は１８ライン目と２８１ライン
目のＧＣＲ信号を波形メモリ６に取り込み、８フィール
ド分のデータでシーケンス処理を施して、ｓｉｎＸ／Ｘ
バー波形を取り出す。信号切り換え回路１０はＭＵＳＥ
／ＮＴＳＣ判別信号により切り換えられ、ＭＵＳＥ信号
の場合は、波形メモリ６に取り込まれた基準信号は信号
切り換え回路８を通して歪み検出回路１０へ導かれ、到
来信号がＮＴＳＣ信号の場合は、差分回路７で例えば１
クロック差分処理を施し、ｓｉｎＸ／Ｘバー波形を微分
してインパルスレスポンスに変換された後のＧＣＲ信号
を歪み検出回路１０へ導く。歪み検出回路１０では内部
に記憶している理想インパルスレスポンス波形と取り込
んだインパルスレスポンス波形を比較し、伝送路歪みを
検出する。この時、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信号では理
想とする伝送路特性が異なり、インパルスレスポンスも
変化するため、ＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ判別信号によりリフ
ァレンスの理想インパルスレスポンス波形を切り換え、
双方の歪み検出を可能とする。係数設定回路１１では、
歪み成分を補正するためのトランスバーサルフィルタ３
のタップ係数を求め、トランスバーサルフィルタ３へ係
数値を転送する。歪み検出回路１０で検出する伝送路歪
みがゼロに近づくように、トランスバーサルフィルタ３
の係数値を繰返し修正し、波形等化処理を行なう。
子１に導かれたテレビジョン信号はＡ／Ｄ変換器２によ
り、ディジタルのテレビジョン信号に変換される。この
時、Ａ／Ｄ変換器２には、到来信号がＭＵＳＥ信号の場
合、例えばＭＵＳＥのサンプリング周波数である１６．
２ＭＨｚまたは２倍のオーバーサンプリングの３２．４
ＭＨｚのクロック信号が供給され、ＮＴＳＣ信号の場
合、例えばサブキャリア周波数の４倍の約１４．３ＭＨ
ｚのクロック信号が供給されて、それぞれのデータレー
トの信号にサンプリングされる。Ａ／Ｄ変換後のテレビ
ジョン信号は本線系の遅延回路４および補正信号生成用
のトランスバーサルフィルタ３で構成される波形等化用
トランスバーサルフィルタ１２へ導かれる。補正信号生
成用トランスバーサルフィルタ３では歪み成分を補正す
るための補正信号を生成し、遅延回路４においてトラン
スバーサルフィルタ３での遅延分と等しくなる様に遅延
させた本線系の信号と補正信号を加算器５により加算し
て、伝送路歪みを補正する。補正後のテレビジョン信号
は波形等化回路の出力端子１３から後段の信号処理回路
へ導かれると共に、基準信号取り込み用の波形メモリ６
に供給される。波形メモリ６ではタイミング制御回路９
からの制御信号により到来信号の種類に合わせて、基準
信号波形の重畳されているラインを選択して取り込みを
行なう。タイミング制御回路９ではＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ
判別信号によりメモリの制御信号を切り換え、例えば、
ＭＵＳＥ信号到来時は１、２ライン目のＶＩＴＳパルス
をフレームごとに検出し、波形メモリ６に取り込む。ま
た、ＮＴＳＣ信号到来時は１８ライン目と２８１ライン
目のＧＣＲ信号を波形メモリ６に取り込み、８フィール
ド分のデータでシーケンス処理を施して、ｓｉｎＸ／Ｘ
バー波形を取り出す。信号切り換え回路１０はＭＵＳＥ
／ＮＴＳＣ判別信号により切り換えられ、ＭＵＳＥ信号
の場合は、波形メモリ６に取り込まれた基準信号は信号
切り換え回路８を通して歪み検出回路１０へ導かれ、到
来信号がＮＴＳＣ信号の場合は、差分回路７で例えば１
クロック差分処理を施し、ｓｉｎＸ／Ｘバー波形を微分
してインパルスレスポンスに変換された後のＧＣＲ信号
を歪み検出回路１０へ導く。歪み検出回路１０では内部
に記憶している理想インパルスレスポンス波形と取り込
んだインパルスレスポンス波形を比較し、伝送路歪みを
検出する。この時、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信号では理
想とする伝送路特性が異なり、インパルスレスポンスも
変化するため、ＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ判別信号によりリフ
ァレンスの理想インパルスレスポンス波形を切り換え、
双方の歪み検出を可能とする。係数設定回路１１では、
歪み成分を補正するためのトランスバーサルフィルタ３
のタップ係数を求め、トランスバーサルフィルタ３へ係
数値を転送する。歪み検出回路１０で検出する伝送路歪
みがゼロに近づくように、トランスバーサルフィルタ３
の係数値を繰返し修正し、波形等化処理を行なう。
【００１０】以上説明した様に、本実施例によると、Ｍ
ＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信号の基準信号を共に同じインパ
ルスレスポンスとして扱うことができ、歪み検出の共用
化または歪み補正用係数算出の共用化などを図ることが
できる。
ＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信号の基準信号を共に同じインパ
ルスレスポンスとして扱うことができ、歪み検出の共用
化または歪み補正用係数算出の共用化などを図ることが
できる。
【００１１】また、本実施例において、差分検出回路６
を１クロック差分を検出するものとしたが、１クロック
差分に限らず、２クロック差分などでも同様の効果を得
ることができる。
を１クロック差分を検出するものとしたが、１クロック
差分に限らず、２クロック差分などでも同様の効果を得
ることができる。
【００１２】次に、図２を用いて本発明の第２の実施例
を説明する。図２において、１５はマイクロプロセッサ
であり、その他の構成要素は図１と同様であり、図１の
タイミング制御、歪み検出、係数設定処理等を１つのマ
イクロプロセッサに置き換えた構成である。このような
構成とすることで歪み検出処理、係数演算処理をソフト
ウェアで処理する場合にも、ソフトウェア処理の共用化
が図りやすくなり、またＭＵＳＥとＮＴＳＣの処理の切
り換えを容易に行なうことができる。
を説明する。図２において、１５はマイクロプロセッサ
であり、その他の構成要素は図１と同様であり、図１の
タイミング制御、歪み検出、係数設定処理等を１つのマ
イクロプロセッサに置き換えた構成である。このような
構成とすることで歪み検出処理、係数演算処理をソフト
ウェアで処理する場合にも、ソフトウェア処理の共用化
が図りやすくなり、またＭＵＳＥとＮＴＳＣの処理の切
り換えを容易に行なうことができる。
【００１３】次に、図３を用いて本発明の第３の実施例
について説明する。図３において、各構成要素は図１、
図２と同様であり、差分回路７と信号切り換え回路８の
挿入個所が波形メモリ６の前段になっているものであ
る。この場合、ＭＵＳＥ信号到来時は、切り換え回路８
により到来基準信号をそのまま波形メモリ６に取り込
み、通常のＭＵＳＥ信号の波形等化回路と同様の処理を
行ない、ＮＴＳＣ信号到来時は、切り換え回路８を差分
回路７から導かれる信号に切り換え、予め差分を取った
信号を波形メモリ６に取り込む。このような構成として
も、図１の実施例と同様の効果を得ることができる。
について説明する。図３において、各構成要素は図１、
図２と同様であり、差分回路７と信号切り換え回路８の
挿入個所が波形メモリ６の前段になっているものであ
る。この場合、ＭＵＳＥ信号到来時は、切り換え回路８
により到来基準信号をそのまま波形メモリ６に取り込
み、通常のＭＵＳＥ信号の波形等化回路と同様の処理を
行ない、ＮＴＳＣ信号到来時は、切り換え回路８を差分
回路７から導かれる信号に切り換え、予め差分を取った
信号を波形メモリ６に取り込む。このような構成として
も、図１の実施例と同様の効果を得ることができる。
【００１４】次に、図４を用いて本発明の第４の実施例
について説明する。図４の実施例において基本構成は図
１および図２と同様であるが、トランスバーサルフィル
タ３と遅延回路４にＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ判別信号が導か
れており、トランスバーサルフィルタ３の構成を切り換
え可能とし、遅延回路４は可変遅延線として遅延量を切
り換え可能な構成とする。本実施例において、トランス
バーサルフィルタ３の構成として、補正可能範囲を決定
するフィルタタップ数を、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信号
で異なる値に設定する。一般にＭＵＳＥ信号はリンギン
グなどの近接的な妨害を除去する目的で波形等化処理を
行なっており、補正可能範囲は比較的小さくても良い
が、ＮＴＳＣ信号の場合、遅延時間の大きなゴースト障
害にも対応可能な様にフィルタタップ数は大きい方が望
ましい。このように、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信号でト
ランスバーサルフィルタの構成が異なる場合、補正信号
の遅延量に差ができてしまうため、遅延回路４で本線系
の信号の遅延量をＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ判別信号により切
り換えて、加算器５でのタイミングを一致させる。
について説明する。図４の実施例において基本構成は図
１および図２と同様であるが、トランスバーサルフィル
タ３と遅延回路４にＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ判別信号が導か
れており、トランスバーサルフィルタ３の構成を切り換
え可能とし、遅延回路４は可変遅延線として遅延量を切
り換え可能な構成とする。本実施例において、トランス
バーサルフィルタ３の構成として、補正可能範囲を決定
するフィルタタップ数を、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信号
で異なる値に設定する。一般にＭＵＳＥ信号はリンギン
グなどの近接的な妨害を除去する目的で波形等化処理を
行なっており、補正可能範囲は比較的小さくても良い
が、ＮＴＳＣ信号の場合、遅延時間の大きなゴースト障
害にも対応可能な様にフィルタタップ数は大きい方が望
ましい。このように、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳＣ信号でト
ランスバーサルフィルタの構成が異なる場合、補正信号
の遅延量に差ができてしまうため、遅延回路４で本線系
の信号の遅延量をＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ判別信号により切
り換えて、加算器５でのタイミングを一致させる。
【００１５】以上の様に、本実施例によると、ＭＵＳＥ
信号とＮＴＳＣ信号でトランスバーサルフィルタの構成
が異なる場合でも、第１の実施例と同様に波形等化回路
の共用化が可能となる。
信号とＮＴＳＣ信号でトランスバーサルフィルタの構成
が異なる場合でも、第１の実施例と同様に波形等化回路
の共用化が可能となる。
【００１６】次に、図５を用いて本発明の第５の実施例
について説明する。本実施例において各構成要素および
基本動作は先に述べた他の実施例と同様である。本実施
例の特徴としては上記他の実施例では差分回路７および
信号切り換え回路８をハードウェアによる処理で実現し
ていたが、前記差分回路７および信号切り換え回路８に
相当する部分をマイクロプロセッサ１５の内部に取り込
み、ソフトウェアによる処理に置き換え、波形メモリ６
に取り込んだ基準信号をマイクロプロセッサ１５に直接
導くものである。本実施例の構成によると、差分処理な
どの処理時間はハードウェアによる方法よりも遅くなる
が、ＭＵＳＥ処理とＮＴＳＣ処理の切り換えが容易に行
なえ、波形等化回路の共用化を図りやすくなる。
について説明する。本実施例において各構成要素および
基本動作は先に述べた他の実施例と同様である。本実施
例の特徴としては上記他の実施例では差分回路７および
信号切り換え回路８をハードウェアによる処理で実現し
ていたが、前記差分回路７および信号切り換え回路８に
相当する部分をマイクロプロセッサ１５の内部に取り込
み、ソフトウェアによる処理に置き換え、波形メモリ６
に取り込んだ基準信号をマイクロプロセッサ１５に直接
導くものである。本実施例の構成によると、差分処理な
どの処理時間はハードウェアによる方法よりも遅くなる
が、ＭＵＳＥ処理とＮＴＳＣ処理の切り換えが容易に行
なえ、波形等化回路の共用化を図りやすくなる。
【００１７】また、これまで述べた本発明の実施例では
特に説明していないが、波形等化用トランスバーサルフ
ィルタ１２としては、上記第１から第５の実施例のよう
な補正信号生成用トランスバーサルフィルタ３と本線系
の遅延回路４の組合せによる構成に限らず、本線信号に
直接フィルタリング処理するトランスバーサルフィルタ
などの他の構成のフィルタを用いても良い。
特に説明していないが、波形等化用トランスバーサルフ
ィルタ１２としては、上記第１から第５の実施例のよう
な補正信号生成用トランスバーサルフィルタ３と本線系
の遅延回路４の組合せによる構成に限らず、本線信号に
直接フィルタリング処理するトランスバーサルフィルタ
などの他の構成のフィルタを用いても良い。
【００１８】
【発明の効果】本発明によると、ＭＵＳＥ信号とＮＴＳ
Ｃ信号の基準信号波形の形式およびタイミングの違いに
かかわらず、伝送路歪みの検出を行なえ、両信号に対す
る波形等化処理を同一の回路で行なうことができ、波形
等化回路を別個に設ける必要がなくテレビジョン受像機
において回路規模を削減し、高画質化を図ることができ
る。
Ｃ信号の基準信号波形の形式およびタイミングの違いに
かかわらず、伝送路歪みの検出を行なえ、両信号に対す
る波形等化処理を同一の回路で行なうことができ、波形
等化回路を別個に設ける必要がなくテレビジョン受像機
において回路規模を削減し、高画質化を図ることができ
る。
【図１】本発明の第１実施例を示す図である。
【図２】本発明の第２実施例を示す図である。
【図３】本発明の第３実施例を示す図である。
【図４】本発明の第４実施例を示す図である。
【図５】本発明の第５実施例を示す図である。
１…テレビジョン信号入力端子、 ２…Ａ／Ｄ変換器、 ３…補正データ生成用トランスバーサルフィルタ、 ４…本線系信号遅延回路、 ５…加算器、 ６…基準信号波形取り込み用メモリ、 ７…差分回路、 ８…信号切り換え回路、 ９…波形メモリ取り込みタイミング制御回路、 １０…歪み検出回路、 １１…タップ係数設定回路、 １２…波形等化用ディジタルフィルタ、 １３…波形等化回路の出力端子、 １４…ＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ判別信号の入力端子、 １５…マイクロプロセッサ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 永田 辰雄 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式 会社日立製作所映像メディア研究所内 (72)発明者 木村 初司 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式 会社日立製作所映像メディア研究所内 (72)発明者 岡村 巧 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地株式 会社日立製作所映像メディア研究所内
Claims (2)
- 【請求項１】ＭＵＳＥ方式およびＮＴＳＣ方式のテレビ
ジョン信号を受信可能なテレビジョン受像機であって、
テレビジョン信号の伝送路歪みを補正する波形等化回路
において、アナログのテレビジョン信号をディジタルの
サンプル値列に変換するＡ／Ｄ変換器と、テレビジョン
信号の歪みを補正するディジタルフィルタと、テレビジ
ョン信号から歪み検出用基準信号を取り込む波形メモリ
と、基準信号から歪み成分を検出する歪み検出手段と、
歪みに応じて前記ディジタルフィルタの係数を制御する
係数設定手段と、基準信号の時間方向に１サンプルまた
は２サンプル分の差分を抽出する差分処理手段と、前記
歪み検出手段へ導く信号を切り換える信号切り換え手段
を具備し、該信号切り換え手段は、ＭＵＳＥ信号受信時
は前記波形メモリから前記差分処理手段において差分処
理が施されていない基準信号を選択し、ＮＴＳＣ信号受
信時は前記記差分処理手段において差分処理を施された
基準信号を選択する様に判別信号により切り換え、前記
信号切り換え手段の後段に導かれる該基準信号から前記
歪み検出手段を用いて歪み検出を行なうことを特徴とす
る波形等化装置。 - 【請求項２】第１の請求項に記載の波形等化装置におい
て、前記波形メモリを前記信号切り換え手段の後段に配
置し、ＭＵＳＥ信号受信時は前記ディジタルフィルタか
らの差分処理されていない基準信号を選択し、ＮＴＳＣ
信号受信時は前記差分処理手段において差分処理された
基準信号を選択し、前記波形メモリに取り込むことを特
徴とする波形等化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5150127A JPH0723256A (ja) | 1993-06-22 | 1993-06-22 | 波形等化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5150127A JPH0723256A (ja) | 1993-06-22 | 1993-06-22 | 波形等化装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0723256A true JPH0723256A (ja) | 1995-01-24 |
Family
ID=15490078
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5150127A Pending JPH0723256A (ja) | 1993-06-22 | 1993-06-22 | 波形等化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0723256A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010521855A (ja) * | 2007-03-12 | 2010-06-24 | スカイプ・リミテッド | 通信システム |
-
1993
- 1993-06-22 JP JP5150127A patent/JPH0723256A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2010521855A (ja) * | 2007-03-12 | 2010-06-24 | スカイプ・リミテッド | 通信システム |
| US8437386B2 (en) | 2007-03-12 | 2013-05-07 | Skype | Communication system |
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