JPH07240676A - 駆動回路 - Google Patents
駆動回路Info
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- JPH07240676A JPH07240676A JP6031605A JP3160594A JPH07240676A JP H07240676 A JPH07240676 A JP H07240676A JP 6031605 A JP6031605 A JP 6031605A JP 3160594 A JP3160594 A JP 3160594A JP H07240676 A JPH07240676 A JP H07240676A
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- JP
- Japan
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- time
- switching element
- turn
- drive
- capacitor
- Prior art date
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は駆動回路に関し、ラジオノイズの発
生を防止し、かつターンオフ時のスイッチング損失の増
大を防止することを目的とする。 【構成】 ＭＯＳトランジスタからなるスイッチング素
子（Ｑ1 ）と、スイッチング素子を駆動する駆動素子
（Ｑ2 ）を有し、スイッチング素子から負荷（Ｌ1）に
電流を供給して駆動する。スイッチング時間延長用のコ
ンデンサ（Ｃ1 ）は、スイッチング素子のゲート・ドレ
イン間に接続される。設定回路（Ｒ1 ，Ｒ2，Ｄ1 ）
は、スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時
のスレッショールド電圧近傍におけるコンデンサの両端
電圧の時間変化率を略同一とする。
生を防止し、かつターンオフ時のスイッチング損失の増
大を防止することを目的とする。 【構成】 ＭＯＳトランジスタからなるスイッチング素
子（Ｑ1 ）と、スイッチング素子を駆動する駆動素子
（Ｑ2 ）を有し、スイッチング素子から負荷（Ｌ1）に
電流を供給して駆動する。スイッチング時間延長用のコ
ンデンサ（Ｃ1 ）は、スイッチング素子のゲート・ドレ
イン間に接続される。設定回路（Ｒ1 ，Ｒ2，Ｄ1 ）
は、スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時
のスレッショールド電圧近傍におけるコンデンサの両端
電圧の時間変化率を略同一とする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は駆動回路に関し、負荷に
流す電流のスイッチングを行なう駆動回路に関する。
流す電流のスイッチングを行なう駆動回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来より、スイッチング素子の駆動回路
として特開平２−１２３８１６号公報に記載のものがあ
る。この駆動回路は、容量性の制御入力端子を有するＭ
ＯＳトランジスタ等のスイッチング素子の入力端子に、
インダクタと、ダイオードと、コンデンサと、駆動素子
であるバイポーラトランジスタとを接続し、駆動素子の
オン期間にインダクタに蓄積されたエネルギーを利用
し、駆動素子がオフとなったときのフライバック電圧を
制御素子の駆動電圧としている。
として特開平２−１２３８１６号公報に記載のものがあ
る。この駆動回路は、容量性の制御入力端子を有するＭ
ＯＳトランジスタ等のスイッチング素子の入力端子に、
インダクタと、ダイオードと、コンデンサと、駆動素子
であるバイポーラトランジスタとを接続し、駆動素子の
オン期間にインダクタに蓄積されたエネルギーを利用
し、駆動素子がオフとなったときのフライバック電圧を
制御素子の駆動電圧としている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の駆動回
路では、ＭＯＳトランジスタを高速スイッチング動作さ
せて負荷のオン・オフを行なうと、スイッチング素子出
力電圧波形の高調波成分及び浮遊容量、配線インダクタ
ンスによる寄生振動のためにラジオノイズが発生する。
路では、ＭＯＳトランジスタを高速スイッチング動作さ
せて負荷のオン・オフを行なうと、スイッチング素子出
力電圧波形の高調波成分及び浮遊容量、配線インダクタ
ンスによる寄生振動のためにラジオノイズが発生する。
【０００４】このラジオノイズ対策としてスイッチング
素子出力にローパスフィルタを追加してラジオノイズを
除去することが考えられるが、この場合、ローパスフィ
ルタを構成する部品点数の増加によりコストアップ及び
取付けスペースの増大という問題がある。
素子出力にローパスフィルタを追加してラジオノイズを
除去することが考えられるが、この場合、ローパスフィ
ルタを構成する部品点数の増加によりコストアップ及び
取付けスペースの増大という問題がある。
【０００５】また、負荷のターンオン期間（負荷に電流
が流れ始める過渡期間）及びターンオフ時間（負荷の電
流が停止する過渡期間）を長くしてラジオノイズの発生
を抑えるためにＭＯＳトランジスタのゲート・ドレイン
間にコンデンサを追加してスイッチング素子出力波形を
台形波形とすることが考えられるが、単にコンデンサを
追加しただけではターンオン時間とターンオフ時間が異
なってしまう。このため、ターンオン時のラジオノイズ
を抑えるのに充分なターンオン時間を設定すると、ター
ンオフ時間が過大となり、スイッチング損失が増大して
発熱量が増大するという問題点があった。
が流れ始める過渡期間）及びターンオフ時間（負荷の電
流が停止する過渡期間）を長くしてラジオノイズの発生
を抑えるためにＭＯＳトランジスタのゲート・ドレイン
間にコンデンサを追加してスイッチング素子出力波形を
台形波形とすることが考えられるが、単にコンデンサを
追加しただけではターンオン時間とターンオフ時間が異
なってしまう。このため、ターンオン時のラジオノイズ
を抑えるのに充分なターンオン時間を設定すると、ター
ンオフ時間が過大となり、スイッチング損失が増大して
発熱量が増大するという問題点があった。
【０００６】本発明は上記の点に鑑みなされたもので、
ターンオン時間及びターンオフ時間を所定時間で略同一
とすることにより、ラジオノイズの発生を防止し、かつ
ターンオフ時のスイッチング損失の増大を防止する駆動
回路を提供することを目的とする。
ターンオン時間及びターンオフ時間を所定時間で略同一
とすることにより、ラジオノイズの発生を防止し、かつ
ターンオフ時のスイッチング損失の増大を防止する駆動
回路を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の駆動回路は、Ｍ
ＯＳトランジスタからなるスイッチング素子と、上記ス
イッチング素子を駆動する駆動素子を有し、上記スイッ
チング素子から負荷に電流を供給して駆動する駆動回路
であって、上記スイッチング素子のゲート・ドレイン間
に接続されたスイッチング時間延長用のコンデンサと、
上記スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時
のスレッショールド電圧近傍における上記コンデンサの
両端電圧の時間変化率を略同一とする設定回路とを有す
る。
ＯＳトランジスタからなるスイッチング素子と、上記ス
イッチング素子を駆動する駆動素子を有し、上記スイッ
チング素子から負荷に電流を供給して駆動する駆動回路
であって、上記スイッチング素子のゲート・ドレイン間
に接続されたスイッチング時間延長用のコンデンサと、
上記スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時
のスレッショールド電圧近傍における上記コンデンサの
両端電圧の時間変化率を略同一とする設定回路とを有す
る。
【０００８】また、前記スイッチング素子は、Ｐチャン
ネルＭＯＳトランジスタであり、前記設定回路は、電源
と駆動素子との間に接続された第１の抵抗と、駆動素子
とスイッチング素子のゲートとの間に互いに並列に接続
された第２の抵抗とダイオードとから構成する。
ネルＭＯＳトランジスタであり、前記設定回路は、電源
と駆動素子との間に接続された第１の抵抗と、駆動素子
とスイッチング素子のゲートとの間に互いに並列に接続
された第２の抵抗とダイオードとから構成する。
【０００９】更に、前記スイッチング素子は、Ｎチャン
ネルＭＯＳトランジスタであり、前記設定回路は、電源
と駆動素子との間に接続された第１の抵抗と、駆動素子
とスイッチング素子のゲートとの間に接続された第２の
抵抗とから構成する。
ネルＭＯＳトランジスタであり、前記設定回路は、電源
と駆動素子との間に接続された第１の抵抗と、駆動素子
とスイッチング素子のゲートとの間に接続された第２の
抵抗とから構成する。
【００１０】
【作用】本発明においては、スイッチング時間延長用の
コンデンサのターンオン時及びターンオフ時夫々におけ
る両端電圧の時間変化率を略同一としているため、ター
ンオン時間及びターンオフ時間を所定時間で略同一とで
き、ターンオン時間及びターンオフ時間の延長によりラ
ジオノイズの発生を防止でき、ターンオフ時間が過大に
なることがないため、スイッチング損失の増大が防止さ
れる。
コンデンサのターンオン時及びターンオフ時夫々におけ
る両端電圧の時間変化率を略同一としているため、ター
ンオン時間及びターンオフ時間を所定時間で略同一とで
き、ターンオン時間及びターンオフ時間の延長によりラ
ジオノイズの発生を防止でき、ターンオフ時間が過大に
なることがないため、スイッチング損失の増大が防止さ
れる。
【００１１】また、スイッチング素子がＰチャンネルＭ
ＯＳトランジスタの場合は、第１，第２の抵抗及びダイ
オードによって設定回路を構成できる。
ＯＳトランジスタの場合は、第１，第２の抵抗及びダイ
オードによって設定回路を構成できる。
【００１２】また、スイッチング素子がＮチャンネルＭ
ＯＳトランジスタの場合は第１，第２の抵抗だけで設定
回路を構成でき、ダイオードが不要となる。
ＯＳトランジスタの場合は第１，第２の抵抗だけで設定
回路を構成でき、ダイオードが不要となる。
【００１３】
【実施例】図１は本発明の駆動回路の回路図を示す。こ
の駆動回路は例えば電子制御エアサスペンションシステ
ムの減衰力制御用ステッピングモータの駆動回路として
用いられる。
の駆動回路は例えば電子制御エアサスペンションシステ
ムの減衰力制御用ステッピングモータの駆動回路として
用いられる。
【００１４】同図中、端子１０にはＣＰＵからアクティ
ブ・ハイの制御信号が入来し、駆動素子であるＮＰＮト
ランジスタＱ2 のベースに供給される。
ブ・ハイの制御信号が入来し、駆動素子であるＮＰＮト
ランジスタＱ2 のベースに供給される。
【００１５】トランジスタＱ2 のエミッタは接地され、
コレクタはダイオードＤ1 のアノード及び第１の抵抗Ｒ
1 及び第２の抵抗Ｒ2 夫々の一端に接続されている。ダ
イオードＤ1 のカソード及び抵抗Ｒ2 の他端はスイッチ
ング素子であるＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲー
トに接続され、抵抗Ｒ1 の他端は電圧ＶIG（＝１２Ｖ）
の電源端子に接続されている。
コレクタはダイオードＤ1 のアノード及び第１の抵抗Ｒ
1 及び第２の抵抗Ｒ2 夫々の一端に接続されている。ダ
イオードＤ1 のカソード及び抵抗Ｒ2 の他端はスイッチ
ング素子であるＰチャンネルＭＯＳトランジスタのゲー
トに接続され、抵抗Ｒ1 の他端は電圧ＶIG（＝１２Ｖ）
の電源端子に接続されている。
【００１６】ＭＯＳトランジスタのソースは電源端子に
接続され、ゲートとドレイン間にはスイッチング時間延
長用のコンデンサＣ1 が接続され、ドレインはステッピ
ングモータの励磁コイルＬ1 の一端に接続されている。
励磁コイルＬ1 の他端は接地されている。
接続され、ゲートとドレイン間にはスイッチング時間延
長用のコンデンサＣ1 が接続され、ドレインはステッピ
ングモータの励磁コイルＬ1 の一端に接続されている。
励磁コイルＬ1 の他端は接地されている。
【００１７】ここで、スイッチング時間延長用のコンデ
ンサＣ1 はＭＯＳトランジスタＱ1の帰還容量Ｃrss に
対し１０倍以上の容量チャンネルに選定されているので
Ｃrs s は無視できる。このコンデンサＣ1 のターンオン
（Ｌ1 に電流を流し始める），ターンオフ（Ｌ1 に流す
電流を停止する）時夫々でＭＯＳトランジスタＱ1 のゲ
ート・ソース間電圧ＶGSがスレッショールド電圧Ｖthで
あるときの充放電電流Ｉclu と充放電電流Ｉcld とが同
一となるように設定する。
ンサＣ1 はＭＯＳトランジスタＱ1の帰還容量Ｃrss に
対し１０倍以上の容量チャンネルに選定されているので
Ｃrs s は無視できる。このコンデンサＣ1 のターンオン
（Ｌ1 に電流を流し始める），ターンオフ（Ｌ1 に流す
電流を停止する）時夫々でＭＯＳトランジスタＱ1 のゲ
ート・ソース間電圧ＶGSがスレッショールド電圧Ｖthで
あるときの充放電電流Ｉclu と充放電電流Ｉcld とが同
一となるように設定する。
【００１８】ターンオフ時のＶGS＝Ｖthでの充放電電流
Ｉcld は電源から抵抗Ｒ1 ，ダイオードＤ1 を通るた
め、ダイオードＤ1 の順方向電圧降下をＶF として次式
で表わされる。
Ｉcld は電源から抵抗Ｒ1 ，ダイオードＤ1 を通るた
め、ダイオードＤ1 の順方向電圧降下をＶF として次式
で表わされる。
【００１９】 ＩCld ＝（Ｖth−ＶF ）／Ｒ1 …（１） またターンオン時のＶGS＝Ｖthでの充放電電流ＩClu は
コンデンサＣ1 から抵抗Ｒ2 及びトランジスタＱ2 を通
してアースに流れるため、次式で表わされる。 ＩClu ＝（ＶIG−Ｖth）／Ｒ2 …（２） ここで、ＶIG＝１２Ｖ、Ｖth＝２．５Ｖ、ＶF ＝０．６
Ｖとすると、Ｉcld ＝Ｉclu に（１），（２）式を代入
して次の関係が得られる。
コンデンサＣ1 から抵抗Ｒ2 及びトランジスタＱ2 を通
してアースに流れるため、次式で表わされる。 ＩClu ＝（ＶIG−Ｖth）／Ｒ2 …（２） ここで、ＶIG＝１２Ｖ、Ｖth＝２．５Ｖ、ＶF ＝０．６
Ｖとすると、Ｉcld ＝Ｉclu に（１），（２）式を代入
して次の関係が得られる。
【００２０】Ｒ2 ＝（９．５／１．９）・Ｒ1 従って、例えばＲ1 ＝４．７ｋΩのときＲ2 ＝２４ｋΩ
に選定することで、ターンオン時間とターンオフ時間を
略同一とすることができる。
に選定することで、ターンオン時間とターンオフ時間を
略同一とすることができる。
【００２１】このときの動作波形を図２に示す。ターン
オン時には、端子１０の制御信号が図２（Ａ）に示す如
く時刻ｔ0 で立上がると、トランジスタＱ2 の導通によ
り抵抗Ｒ2 を通してコンデンサＣ1 の両端電圧（コンデ
ンサＣ1 の励磁コイルＬ1 との接続点を基準とする）は
図２（Ｄ）に示す如く低下し、ＭＯＳトランジスタＱ 1
のゲート・ソース間電圧ＶGSは、時点ｔ1 でスレッショ
ールド電圧Ｖth（例えばドレイン電流が１０ｍＡのとき
Ｖth＝２．５Ｖ）となる。この時点でＭＯＳトランジス
タＱ1 が導通を開始し、ＭＯＳトランジスタＱ1 から励
磁コイルＬ1 に印加される電圧Ｖ0 は図２（Ｃ）に示す
如く略直線的に上昇する。
オン時には、端子１０の制御信号が図２（Ａ）に示す如
く時刻ｔ0 で立上がると、トランジスタＱ2 の導通によ
り抵抗Ｒ2 を通してコンデンサＣ1 の両端電圧（コンデ
ンサＣ1 の励磁コイルＬ1 との接続点を基準とする）は
図２（Ｄ）に示す如く低下し、ＭＯＳトランジスタＱ 1
のゲート・ソース間電圧ＶGSは、時点ｔ1 でスレッショ
ールド電圧Ｖth（例えばドレイン電流が１０ｍＡのとき
Ｖth＝２．５Ｖ）となる。この時点でＭＯＳトランジス
タＱ1 が導通を開始し、ＭＯＳトランジスタＱ1 から励
磁コイルＬ1 に印加される電圧Ｖ0 は図２（Ｃ）に示す
如く略直線的に上昇する。
【００２２】時点ｔ2 でＭＯＳトランジスタＱ1 が完全
に導通した後は、コンデンサＣ1 はコンデンサＣ1 と抵
抗Ｒ2 との時定数で、同図（Ｄ）に示す如く負方向に充
電され、これに伴いゲート・ソース間電圧ＶGSは同図
（Ｂ）に示す如く上昇する。しかし、時点ｔ2 以降はコ
イルＬ1 の印加電圧Ｖ0 は同図（Ｃ）に示す如く一定で
ある。
に導通した後は、コンデンサＣ1 はコンデンサＣ1 と抵
抗Ｒ2 との時定数で、同図（Ｄ）に示す如く負方向に充
電され、これに伴いゲート・ソース間電圧ＶGSは同図
（Ｂ）に示す如く上昇する。しかし、時点ｔ2 以降はコ
イルＬ1 の印加電圧Ｖ0 は同図（Ｃ）に示す如く一定で
ある。
【００２３】次にターンオフ時には、時点ｔ3 で端子１
０の制御信号が立下がると、トランジスタＱ2 の遮断に
より、抵抗Ｒ1 及びダイオードＤ1 を通してコンデンサ
Ｃ1の両端電圧は同図（Ｄ）に示す如く上昇し、電圧Ｖ
GSは低下する。時点ｔ4 で電圧ＶGSがスレッショールド
電圧Ｖth（例えばドレイン電流が１ＡのときＶth＝３．
０Ｖ）となると、ＭＯＳトランジスタＱ1 が遮断を開始
し、励磁コイルＬ1 に印加される電圧Ｖ0 は同図（Ｃ）
に示す如く略直線的に低下する。
０の制御信号が立下がると、トランジスタＱ2 の遮断に
より、抵抗Ｒ1 及びダイオードＤ1 を通してコンデンサ
Ｃ1の両端電圧は同図（Ｄ）に示す如く上昇し、電圧Ｖ
GSは低下する。時点ｔ4 で電圧ＶGSがスレッショールド
電圧Ｖth（例えばドレイン電流が１ＡのときＶth＝３．
０Ｖ）となると、ＭＯＳトランジスタＱ1 が遮断を開始
し、励磁コイルＬ1 に印加される電圧Ｖ0 は同図（Ｃ）
に示す如く略直線的に低下する。
【００２４】時点ｔ5 でＭＯＳトランジスタＱ1 が完全
に遮断した後は、コンデンサＣ1 はコンデンサＣ1 と抵
抗Ｒ1 との時定数で正方向に充電され、これに伴い電圧
ＶGSは同図（Ｂ）に示す如く低下する。
に遮断した後は、コンデンサＣ1 はコンデンサＣ1 と抵
抗Ｒ1 との時定数で正方向に充電され、これに伴い電圧
ＶGSは同図（Ｂ）に示す如く低下する。
【００２５】このようにして、図２（Ｃ）に示すターン
オン時間Ｔ1 とターンオフ時間Ｔ2を共に数１００μ秒
の所定時間に設定することができ、これによってターン
オン時及びターンオフ時のラジオノイズの発生を防止で
きる。また、ターンオフ時間Ｔ2 はターンオン時間Ｔ1
と同一であるのでスイッチング損失の増大、及びこれに
よる発熱量の増大を防止できる。
オン時間Ｔ1 とターンオフ時間Ｔ2を共に数１００μ秒
の所定時間に設定することができ、これによってターン
オン時及びターンオフ時のラジオノイズの発生を防止で
きる。また、ターンオフ時間Ｔ2 はターンオン時間Ｔ1
と同一であるのでスイッチング損失の増大、及びこれに
よる発熱量の増大を防止できる。
【００２６】ところで、図３（Ａ）に示すようにダイオ
ードＤ1 を除去し、抵抗Ｒ1 をＭＯＳトランジスタＱ1
のゲート・ソース間に接続することが考えられる。ＭＯ
ＳトランジスタのＶGS・ＩD 特性からＶGS＜Ｖthのとき
ドレイン電流ＩD は１０ｍＡ程度であり、Ｖth＜ＶGS＜
Ｖth＋０．５の範囲でドレイン電流ＩD は１A 程度とな
る。上記の図３（Ａ）の回路ではＭＯＳトランジスタＱ
1 のターンオン時にはコンデンサＣ1 の電荷は抵抗Ｒ1
を通して電流（ＶIG−Ｖth）／Ｒ1 で放電され、ターン
オフ時にはコンデンサＣ1 は電流Ｖth／Ｒ2 で充電され
る。（ＶIG−Ｖ th）／Ｒ1 ＝Ｖth／Ｒ2 とすればターン
オン時間とターンオフ時間を同一とできるがＶIG＝１２
Ｖ，Ｖth＝２．５ＶとしてＲ1 ／Ｒ2 ≒４／１としなけ
ればならず、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン時にはＶIG
が抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 で分圧され、ＭＯＳトランジスタＱ1
のゲート・ソース間電圧ＶGSがスレッショールド電圧Ｖ
th近傍となり、ドレイン・ソース間抵抗が約１０Ωと高
く飽和領域での動作となり、オン時のロスが大きく、発
熱量が大きく実用化は無理である。これに対して図１の
実施例では図２（Ｂ）に示す如くトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 のオン時にＶGSは１２Ｖまで上昇するため、ドレイン
・ソース間抵抗が約０．２Ωと充分に下がり、非飽和領
域での動作となり、発熱量は小さくて済み、実用化でき
る。
ードＤ1 を除去し、抵抗Ｒ1 をＭＯＳトランジスタＱ1
のゲート・ソース間に接続することが考えられる。ＭＯ
ＳトランジスタのＶGS・ＩD 特性からＶGS＜Ｖthのとき
ドレイン電流ＩD は１０ｍＡ程度であり、Ｖth＜ＶGS＜
Ｖth＋０．５の範囲でドレイン電流ＩD は１A 程度とな
る。上記の図３（Ａ）の回路ではＭＯＳトランジスタＱ
1 のターンオン時にはコンデンサＣ1 の電荷は抵抗Ｒ1
を通して電流（ＶIG−Ｖth）／Ｒ1 で放電され、ターン
オフ時にはコンデンサＣ1 は電流Ｖth／Ｒ2 で充電され
る。（ＶIG−Ｖ th）／Ｒ1 ＝Ｖth／Ｒ2 とすればターン
オン時間とターンオフ時間を同一とできるがＶIG＝１２
Ｖ，Ｖth＝２．５ＶとしてＲ1 ／Ｒ2 ≒４／１としなけ
ればならず、トランジスタＱ1 ，Ｑ2 のオン時にはＶIG
が抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 で分圧され、ＭＯＳトランジスタＱ1
のゲート・ソース間電圧ＶGSがスレッショールド電圧Ｖ
th近傍となり、ドレイン・ソース間抵抗が約１０Ωと高
く飽和領域での動作となり、オン時のロスが大きく、発
熱量が大きく実用化は無理である。これに対して図１の
実施例では図２（Ｂ）に示す如くトランジスタＱ1 ，Ｑ
2 のオン時にＶGSは１２Ｖまで上昇するため、ドレイン
・ソース間抵抗が約０．２Ωと充分に下がり、非飽和領
域での動作となり、発熱量は小さくて済み、実用化でき
る。
【００２７】また、ステッピングモータの応答について
考えると、ＭＯＳトランジスタＱ1のターンオフ時に励
磁コイルＬ1 の電磁エネルギーの消弧能力が高い程、モ
ータの応答が向上する。図１に示すダイオードＤ1 を持
たずターンオフ時間を充分に長く設定できない駆動回路
を考えると、ターンオフ後に励磁コイルＬ1 に電磁エネ
ルギーが残るため、ＭＯＳトランジスタＱ1 にキック電
圧が印加され、破壊されるおそれがある。
考えると、ＭＯＳトランジスタＱ1のターンオフ時に励
磁コイルＬ1 の電磁エネルギーの消弧能力が高い程、モ
ータの応答が向上する。図１に示すダイオードＤ1 を持
たずターンオフ時間を充分に長く設定できない駆動回路
を考えると、ターンオフ後に励磁コイルＬ1 に電磁エネ
ルギーが残るため、ＭＯＳトランジスタＱ1 にキック電
圧が印加され、破壊されるおそれがある。
【００２８】この対策として、図３（Ｂ）に示す如く励
磁コイルＬ1 と並列にフライホイールダイオードＤ2 を
設け、キック電圧が印加されたときこのフライホイール
ダイオードをオンさせて消弧したり、図３（Ｃ）に示す
如くダイオードＤ3 とツェナーダイオードＤz とを設
け、キック電圧が印加されたときＭＯＳトランジスタＱ
2 をオンさせて消弧する構成が考えられる。しかしフラ
イホイールダイオードＤ 2 を設けると、ターンオフ後も
オン時と同方向の還流電流が流れる。ダイオードＤ1 の
順方向電圧は０．９Ｖ程度と小さく、消弧のためにター
ンオフ後に還流電流が流れる時間は比較的長くなる。例
えば４相のステッピングモータでは例えばＡ相がターン
オフすると同時に逆Ａ相がターンオンするが上記の理由
でＡ相に還流電流が流れるとモータの動き（回転）が阻
止され、応答が悪化する。また、ダイオードＤ3 及びツ
ェナーダイオードＤz を設けるととＭＯＳトランジスタ
Ｑ2のオンにより高速に消弧が行なわれ応答性が確保で
きるが、部品点数が増加するという問題が生じる。
磁コイルＬ1 と並列にフライホイールダイオードＤ2 を
設け、キック電圧が印加されたときこのフライホイール
ダイオードをオンさせて消弧したり、図３（Ｃ）に示す
如くダイオードＤ3 とツェナーダイオードＤz とを設
け、キック電圧が印加されたときＭＯＳトランジスタＱ
2 をオンさせて消弧する構成が考えられる。しかしフラ
イホイールダイオードＤ 2 を設けると、ターンオフ後も
オン時と同方向の還流電流が流れる。ダイオードＤ1 の
順方向電圧は０．９Ｖ程度と小さく、消弧のためにター
ンオフ後に還流電流が流れる時間は比較的長くなる。例
えば４相のステッピングモータでは例えばＡ相がターン
オフすると同時に逆Ａ相がターンオンするが上記の理由
でＡ相に還流電流が流れるとモータの動き（回転）が阻
止され、応答が悪化する。また、ダイオードＤ3 及びツ
ェナーダイオードＤz を設けるととＭＯＳトランジスタ
Ｑ2のオンにより高速に消弧が行なわれ応答性が確保で
きるが、部品点数が増加するという問題が生じる。
【００２９】これに対して、図１の本願の構成ではター
ンオフ時間を励磁コイルＬ1 が充分に消弧される時間に
設定することにより、部品の追加なくステップモータの
応答性を向上できる。
ンオフ時間を励磁コイルＬ1 が充分に消弧される時間に
設定することにより、部品の追加なくステップモータの
応答性を向上できる。
【００３０】図４は本発明回路の第２実施例の回路図を
示す。この回路はスイッチング素子としてＮチャンネル
ＭＯＳトランジスタＱ3 を用いており、端子１１にはア
クティブ・ローの制御信号が入来してトランジスタＱ2
のベースに供給される。トランジスタＱ2 のエミッタは
接地され、コレクタは抵抗Ｒ1 を介して電圧ＶIGの電源
に接続されると共に、抵抗Ｒ2 を介してＭＯＳトランジ
スタＱ3 のゲートに接続されている。
示す。この回路はスイッチング素子としてＮチャンネル
ＭＯＳトランジスタＱ3 を用いており、端子１１にはア
クティブ・ローの制御信号が入来してトランジスタＱ2
のベースに供給される。トランジスタＱ2 のエミッタは
接地され、コレクタは抵抗Ｒ1 を介して電圧ＶIGの電源
に接続されると共に、抵抗Ｒ2 を介してＭＯＳトランジ
スタＱ3 のゲートに接続されている。
【００３１】ＭＯＳトランジスタＱ3 のソースは接地さ
れ、ドレインは励磁コイルＬ1 を介して電源に接続され
ている。またゲート・ドレイン間にはスイッチング時間
延長用のコンデンサＣ1 が接続されている。
れ、ドレインは励磁コイルＬ1 を介して電源に接続され
ている。またゲート・ドレイン間にはスイッチング時間
延長用のコンデンサＣ1 が接続されている。
【００３２】ここで、ターンオン（トランジスタＱ2 オ
フ）時のＶGS＝ＶthのときのコンデンサＣ1 の充放電電
流Ｉclu を考えると、電流Ｉclu は電源から抵抗Ｒ1 ，
Ｒ2を通るため次式で表わされる。
フ）時のＶGS＝ＶthのときのコンデンサＣ1 の充放電電
流Ｉclu を考えると、電流Ｉclu は電源から抵抗Ｒ1 ，
Ｒ2を通るため次式で表わされる。
【００３３】 ＩClu ＝（ＶIG−Ｖth）／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ） …（３） また、ターンオフ（トランジスタＱ2 オン）時のＶGS＝
ＶthのときのコンデンサＣ1 の充放電電流Ｉcld を考え
ると、電流ＩCld はコンデンサＣ1 から抵抗Ｒ 2 及びト
ランジスタＱ2 を通してアースに流れるため、次式で表
わされる。
ＶthのときのコンデンサＣ1 の充放電電流Ｉcld を考え
ると、電流ＩCld はコンデンサＣ1 から抵抗Ｒ 2 及びト
ランジスタＱ2 を通してアースに流れるため、次式で表
わされる。
【００３４】 Ｉcld ＝Ｖth／Ｒ2 …（４） ここで、ＩClu ＝Ｉcld に（３），（４）式を代入し、
Ｖth＝２．５Ｖ，ＶIG＝１２Ｖを代入して次式の関係が
得られる。
Ｖth＝２．５Ｖ，ＶIG＝１２Ｖを代入して次式の関係が
得られる。
【００３５】Ｒ2 ＝Ｒ1 ・（２．５／７） 従って、例えばＲ1 ＝１０ｋΩのときＲ2 ＝３．６ｋΩ
に選定することでターンオン時間とターンオフ時間を略
同一とすることができる。
に選定することでターンオン時間とターンオフ時間を略
同一とすることができる。
【００３６】この実施例でもターンオン時間及びターン
オフ時間を共に所定時間に設定することができ、ラジオ
ノイズの発生を防止でき、かつターンオフ時のスイッチ
ング損失及び発熱量の増大を防止できることは図１の回
路と同様である。更にこの実施例ではダイオードが不要
であるため、コストを下げることができる。
オフ時間を共に所定時間に設定することができ、ラジオ
ノイズの発生を防止でき、かつターンオフ時のスイッチ
ング損失及び発熱量の増大を防止できることは図１の回
路と同様である。更にこの実施例ではダイオードが不要
であるため、コストを下げることができる。
【００３７】図５は本発明の回路を用いた４相のステッ
ピングモータ駆動回路の回路図を示す。同図中、破線で
囲んだ回路２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄが図１の駆
動回路に対応しており、これらの回路２０ａ〜２０ｄ夫
々は端子２１ａ〜２１ｄ夫々を介して制御信号を供給さ
れ、ステッピングモータ２２の４相の励磁コイルＬａ，
Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄ夫々の通電を行なう。
ピングモータ駆動回路の回路図を示す。同図中、破線で
囲んだ回路２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄが図１の駆
動回路に対応しており、これらの回路２０ａ〜２０ｄ夫
々は端子２１ａ〜２１ｄ夫々を介して制御信号を供給さ
れ、ステッピングモータ２２の４相の励磁コイルＬａ，
Ｌｂ，Ｌｃ，Ｌｄ夫々の通電を行なう。
【００３８】過電流検出回路２３は回路２０ａ，２０ｂ
のＭＯＳトランジスタＱ1 のソース電流が過大となる
と、これを抵抗Ｒ10で検出してＰＮＰトランジスタＱ10
をオンとし、ダイオードＤ11，Ｄ12を通して回路２０
ａ，２０ｂのＭＯＳトランジスタを強制的にオフとす
る。過電流検出回路２４は回路２０ｃ，２０ｄの過電流
を検出するもので、過電流検出回路２３と同一の動作を
行ないダイオードＤ13，Ｄ14を通して回路２０ｃ，２０
ｄを制御している。
のＭＯＳトランジスタＱ1 のソース電流が過大となる
と、これを抵抗Ｒ10で検出してＰＮＰトランジスタＱ10
をオンとし、ダイオードＤ11，Ｄ12を通して回路２０
ａ，２０ｂのＭＯＳトランジスタを強制的にオフとす
る。過電流検出回路２４は回路２０ｃ，２０ｄの過電流
を検出するもので、過電流検出回路２３と同一の動作を
行ないダイオードＤ13，Ｄ14を通して回路２０ｃ，２０
ｄを制御している。
【００３９】過電流検出回路２３，２４で過電流が検出
されると、トランジスタＱ10がオンし、抵抗Ｒ10とコン
デンサＣ10とで構成される遅延回路で所定時間だけ遅延
された後、インバータ２５で反転される。上記過電流検
出に基づきインバータ２５出力がローレベルとなると、
端子２１ａ〜２１ｄは強制的にローレベルとされ、これ
によって回路２０ａ〜２０ｄ全てのトランジスタＱ1 が
オフとされ、消費電力の無駄を防止している。
されると、トランジスタＱ10がオンし、抵抗Ｒ10とコン
デンサＣ10とで構成される遅延回路で所定時間だけ遅延
された後、インバータ２５で反転される。上記過電流検
出に基づきインバータ２５出力がローレベルとなると、
端子２１ａ〜２１ｄは強制的にローレベルとされ、これ
によって回路２０ａ〜２０ｄ全てのトランジスタＱ1 が
オフとされ、消費電力の無駄を防止している。
【００４０】更に、ワイヤーハーネスのショート等によ
り過電流状態が継続した場合、間欠通電モードに移行
し、トランジスタＱ1 の加熱を防止している。
り過電流状態が継続した場合、間欠通電モードに移行
し、トランジスタＱ1 の加熱を防止している。
【００４１】ところで、回路２０ａ〜２０ｄ夫々のＭＯ
ＳトランジスタＱ1 のドレインに接続されたダイオード
Ｄ21〜Ｄ24はコイルＬａ〜Ｌｄ夫々のフライホイール効
果を得ると共に、ステッピングモータ２２の回転停止時
に電磁ブレーキをかけるためのものである。
ＳトランジスタＱ1 のドレインに接続されたダイオード
Ｄ21〜Ｄ24はコイルＬａ〜Ｌｄ夫々のフライホイール効
果を得ると共に、ステッピングモータ２２の回転停止時
に電磁ブレーキをかけるためのものである。
【００４２】また、ツェナーダイオードＤz1は、電源電
圧ＶIGにロードダンプ等のサージ電圧が重畳した際に、
ＭＯＳトランジスタＱ1 のゲート−ソース間にゲート−
ソース耐圧ＶGSS を超える電圧が印加されてＱ1 が破損
してしまうことを防止している。
圧ＶIGにロードダンプ等のサージ電圧が重畳した際に、
ＭＯＳトランジスタＱ1 のゲート−ソース間にゲート−
ソース耐圧ＶGSS を超える電圧が印加されてＱ1 が破損
してしまうことを防止している。
【００４３】
【発明の効果】上述の如く、本発明の駆動回路によれ
ば、スイッチング時間延長用のコンデンサのターンオン
時及びターンオフ時夫々における両端電圧の時間変化率
を略同一としているため、ターンオン時間及びターンオ
フ時間を所定時間で略同一とでき、ターンオン時間及び
ターンオフ時間の延長によりラジオノイズの発生を防止
でき、ターンオフ時間が過大になることがないため、ス
イッチング損失が増大して発熱量が増大することを防止
でき、実用上きわめて有用である。
ば、スイッチング時間延長用のコンデンサのターンオン
時及びターンオフ時夫々における両端電圧の時間変化率
を略同一としているため、ターンオン時間及びターンオ
フ時間を所定時間で略同一とでき、ターンオン時間及び
ターンオフ時間の延長によりラジオノイズの発生を防止
でき、ターンオフ時間が過大になることがないため、ス
イッチング損失が増大して発熱量が増大することを防止
でき、実用上きわめて有用である。
【図１】本発明回路の回路図である。
【図２】図１の回路各部の信号波形図である。
【図３】従来回路を説明するための図である。
【図４】本発明回路の回路図である。
【図５】本発明回路を適用したステッピングモータ駆動
回路の回路図である。
回路の回路図である。
Ｑ1 ，Ｑ3 ＭＯＳトランジスタ Ｑ2 トランジスタ Ｒ1 第１の抵抗 Ｒ2 第２の抵抗 Ｃ1 コンデンサ
フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｋ 17/04 Ｅ 9184−5Ｊ 17/567 17/695
Claims (3)
- 【請求項１】 ＭＯＳトランジスタからなるスイッチン
グ素子と、上記スイッチング素子を駆動する駆動素子を
有し、 上記スイッチング素子から負荷に電流を供給して駆動す
る駆動回路であって、 上記スイッチング素子のゲート・ドレイン間に接続され
たスイッチング時間延長用のコンデンサと、 上記スイッチング素子のターンオン時及びターンオフ時
のスレッショールド電圧近傍における上記コンデンサの
両端電圧の時間変化率を略同一とする設定回路とを有す
ることを特徴とする駆動回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の駆動回路において、 前記スイッチング素子は、ＰチャンネルＭＯＳトランジ
スタであり、 前記設定回路は、電源と駆動素子との間に接続された第
１の抵抗と、駆動素子とスイッチング素子のゲートとの
間に互いに並列に接続された第２の抵抗とダイオードと
から構成したことを特徴とする駆動回路。 - 【請求項３】 請求項１記載の駆動回路において、 前記スイッチング素子は、ＮチャンネルＭＯＳトランジ
スタであり、 前記設定回路は、電源と駆動素子との間に接続された第
１の抵抗と、駆動素子とスイッチング素子のゲートとの
間に接続された第２の抵抗とから構成したことを特徴と
する駆動回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6031605A JPH07240676A (ja) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | 駆動回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6031605A JPH07240676A (ja) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | 駆動回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07240676A true JPH07240676A (ja) | 1995-09-12 |
Family
ID=12335840
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6031605A Pending JPH07240676A (ja) | 1994-03-01 | 1994-03-01 | 駆動回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07240676A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10032196A1 (de) * | 2000-07-01 | 2002-01-17 | Bosch Gmbh Robert | Schutzbeschaltung für einen Mosfet-Schalter |
| JP2010086872A (ja) * | 2008-10-01 | 2010-04-15 | Nissan Motor Co Ltd | リレー駆動回路 |
| CN103325523A (zh) * | 2013-06-29 | 2013-09-25 | 歌尔声学股份有限公司 | 电磁铁保护电路 |
| CN105094198A (zh) * | 2014-05-23 | 2015-11-25 | 横河电机株式会社 | 电流电压变换电路以及自激振荡电路 |
| JP2021097387A (ja) * | 2019-12-19 | 2021-06-24 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 駆動装置 |
-
1994
- 1994-03-01 JP JP6031605A patent/JPH07240676A/ja active Pending
Cited By (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10032196A1 (de) * | 2000-07-01 | 2002-01-17 | Bosch Gmbh Robert | Schutzbeschaltung für einen Mosfet-Schalter |
| JP2010086872A (ja) * | 2008-10-01 | 2010-04-15 | Nissan Motor Co Ltd | リレー駆動回路 |
| CN103325523A (zh) * | 2013-06-29 | 2013-09-25 | 歌尔声学股份有限公司 | 电磁铁保护电路 |
| CN103325523B (zh) * | 2013-06-29 | 2015-08-26 | 歌尔声学股份有限公司 | 电磁铁保护电路 |
| CN105094198A (zh) * | 2014-05-23 | 2015-11-25 | 横河电机株式会社 | 电流电压变换电路以及自激振荡电路 |
| JP2021097387A (ja) * | 2019-12-19 | 2021-06-24 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 駆動装置 |
| WO2021124893A1 (ja) * | 2019-12-19 | 2021-06-24 | 株式会社オートネットワーク技術研究所 | 駆動装置 |
| US11881850B2 (en) | 2019-12-19 | 2024-01-23 | Autonetworks Technologies, Ltd. | Driving apparatus |
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