JPH07263957A - 電圧制御発振器 - Google Patents
電圧制御発振器Info
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 一定の電圧範囲で広い発振周波数範囲を得る
電圧制御発振器を目的とする。 【構成】 外部からの直流電圧をインピーダンス素子を
介して与え、この直流電圧を変化させることにより可変
容量ダイオードの容量値を変化させて発信周波数を可変
する電圧制御発振器において、上記インピーダンス素子
を少なくとも２つに分割し、これら分割されたインピー
ダンス素子同志の接続点と接地間に容量素子を接続し、
可変容量ダイオード側のインピーダンス素子と上記容量
素子とで構成される第１の低域フィルタの遮断周波数ｆ
１と、当該電圧制御発振器の出力発振周波数ｆ０との関
係が、ｆ０＞ｆ１となるように設定し、また、制御電圧
入力側のインピーダンス素子と上記容量素子とで構成さ
れる第２の低域フィルタ１２の遮断周波数ｆ２と上記第
１の低域フィルタの遮断周波数ｆ１との関係が、ｆ１＞
ｆ２となるように設定する。
電圧制御発振器を目的とする。 【構成】 外部からの直流電圧をインピーダンス素子を
介して与え、この直流電圧を変化させることにより可変
容量ダイオードの容量値を変化させて発信周波数を可変
する電圧制御発振器において、上記インピーダンス素子
を少なくとも２つに分割し、これら分割されたインピー
ダンス素子同志の接続点と接地間に容量素子を接続し、
可変容量ダイオード側のインピーダンス素子と上記容量
素子とで構成される第１の低域フィルタの遮断周波数ｆ
１と、当該電圧制御発振器の出力発振周波数ｆ０との関
係が、ｆ０＞ｆ１となるように設定し、また、制御電圧
入力側のインピーダンス素子と上記容量素子とで構成さ
れる第２の低域フィルタ１２の遮断周波数ｆ２と上記第
１の低域フィルタの遮断周波数ｆ１との関係が、ｆ１＞
ｆ２となるように設定する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、発振回路に係り、さら
に詳しくはＰＬＬ等に用いられる電圧制御発振器に関す
る。
に詳しくはＰＬＬ等に用いられる電圧制御発振器に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】マルチメディアやディジタルオーディオ
などの普及に伴い、高周波での信号同期の必要性はます
ます高くなってきている。
などの普及に伴い、高周波での信号同期の必要性はます
ます高くなってきている。
【０００３】このような要求に対応するために電圧制御
発振器はＰＬＬ（Phase Locked Loop)回路とともに用い
られる。図１３は従来の電圧制御発振器の構成図であ
る。図１３の電圧制御発振器は、たとえば共振子やコイ
ルなどのインダクティブな共振子１とトランジスタやＩ
Ｃなどのアクティブな発振回路２、さらに可変容量ダイ
オード３、この電圧可変容量ダイオード３に流れる電流
を制限するインピーダンス素子４（ここでは抵抗とす
る）、外部から直流の制御電圧が印加される制御電圧入
力端子５ａ，５ｂ（制御電圧入力端子５ｂは接地されて
いる）で構成されている。
発振器はＰＬＬ（Phase Locked Loop)回路とともに用い
られる。図１３は従来の電圧制御発振器の構成図であ
る。図１３の電圧制御発振器は、たとえば共振子やコイ
ルなどのインダクティブな共振子１とトランジスタやＩ
Ｃなどのアクティブな発振回路２、さらに可変容量ダイ
オード３、この電圧可変容量ダイオード３に流れる電流
を制限するインピーダンス素子４（ここでは抵抗とす
る）、外部から直流の制御電圧が印加される制御電圧入
力端子５ａ，５ｂ（制御電圧入力端子５ｂは接地されて
いる）で構成されている。
【０００４】このような構成において、直流の制御電圧
を制御電圧入力端子５ａ，５ｂに与えることにより、そ
の制御電圧はインピーダンス素子４を介して可変容量ダ
イオード３に印加される。この可変容量ダイオード３
は、逆バイアスで印加される制御電圧の大きさにより静
電容量値が変化する。つまり、制御電圧が高くなれば、
静電容量値は小さくなり、これにより、発振周波数は高
くなる。
を制御電圧入力端子５ａ，５ｂに与えることにより、そ
の制御電圧はインピーダンス素子４を介して可変容量ダ
イオード３に印加される。この可変容量ダイオード３
は、逆バイアスで印加される制御電圧の大きさにより静
電容量値が変化する。つまり、制御電圧が高くなれば、
静電容量値は小さくなり、これにより、発振周波数は高
くなる。
【０００５】このように、外部からの制御電圧を所定の
範囲で変化させることにより、発振周波数を可変するこ
とができる。
範囲で変化させることにより、発振周波数を可変するこ
とができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】このような電圧制御発
振器に求められる性能は、高い安定度と広い周波数可変
範囲であり、一定の制御電圧範囲でどれだけ広い周波数
変化を得るかが重要なポイントとなる。
振器に求められる性能は、高い安定度と広い周波数可変
範囲であり、一定の制御電圧範囲でどれだけ広い周波数
変化を得るかが重要なポイントとなる。
【０００７】しかしながら、従来の電圧制御発振器にお
いては、制御電圧を０ｖからたとえば５ｖまで変化させ
た場合の発振周波数変化は、制御電圧が低い部分におい
て、計算上の周波数にまで下がらない事態が生じてく
る。図１４は制御電圧に対する発振周波数の変化を示す
図である。図中、縦軸は正規化した周波数変化（Δｆ／
ｆ：ｆは発振周波数、Δｆは発振周波数の変化分であ
り、ppm で表わしている）を、横軸は制御電圧である。
実線で示すものが実際の周波数変化であり、一点鎖線で
示すものがこの場合の計算上得られる筈の理想的な周波
数変化である。
いては、制御電圧を０ｖからたとえば５ｖまで変化させ
た場合の発振周波数変化は、制御電圧が低い部分におい
て、計算上の周波数にまで下がらない事態が生じてく
る。図１４は制御電圧に対する発振周波数の変化を示す
図である。図中、縦軸は正規化した周波数変化（Δｆ／
ｆ：ｆは発振周波数、Δｆは発振周波数の変化分であ
り、ppm で表わしている）を、横軸は制御電圧である。
実線で示すものが実際の周波数変化であり、一点鎖線で
示すものがこの場合の計算上得られる筈の理想的な周波
数変化である。
【０００８】この図１４では、制御電圧をたとえば０ｖ
から５ｖまで変化させた場合を示しているが、理想的に
は同図の一点鎖線で示すような周波数変化を行う筈であ
る。すなわち、制御電圧が０ｖに対応する周波数から制
御電圧が５ｖに対応する周波数までの範囲の周波数変化
を行う筈である。このように、制御電圧を０ｖから５ｖ
まで変化させた場合には、図示一点鎖線で示す周波数変
化が得られるのが理想的である。
から５ｖまで変化させた場合を示しているが、理想的に
は同図の一点鎖線で示すような周波数変化を行う筈であ
る。すなわち、制御電圧が０ｖに対応する周波数から制
御電圧が５ｖに対応する周波数までの範囲の周波数変化
を行う筈である。このように、制御電圧を０ｖから５ｖ
まで変化させた場合には、図示一点鎖線で示す周波数変
化が得られるのが理想的である。
【０００９】ところが、この例の場合、実際には、制御
電圧が1.48ｖに対応した周波数から制御電圧が５ｖに対
応した周波数の範囲内での周波数変化しか得られない。
すなわち、外部から印加する制御電圧をたとえ０ｖに落
としても、制御電圧が０ｖのときの計算上得られる周波
数にまで低下せず、制御電圧が1.48ｖのときの周波数ま
でにしか低下しない。
電圧が1.48ｖに対応した周波数から制御電圧が５ｖに対
応した周波数の範囲内での周波数変化しか得られない。
すなわち、外部から印加する制御電圧をたとえ０ｖに落
としても、制御電圧が０ｖのときの計算上得られる周波
数にまで低下せず、制御電圧が1.48ｖのときの周波数ま
でにしか低下しない。
【００１０】これは、外部から印加する制御電圧をたと
え０ｖとしても、可変容量ダイオード３のカソード側に
1.48ｖ程度のオフセット電圧が発生しているためであ
る。このように制御電圧が０ｖであっても、可変容量ダ
イオード３のカソード側に1.48ｖ程度のオフセット電圧
が発生してしまう原因は、以下の理由によるものであ
る。
え０ｖとしても、可変容量ダイオード３のカソード側に
1.48ｖ程度のオフセット電圧が発生しているためであ
る。このように制御電圧が０ｖであっても、可変容量ダ
イオード３のカソード側に1.48ｖ程度のオフセット電圧
が発生してしまう原因は、以下の理由によるものであ
る。
【００１１】図１５は図１３における発振動作を行う部
分の等価回路を示したもので、ダイオードＤ、コンデン
サＣ、コイルＬ、負性抵抗Ｒで構成される。この等価回
路において、たとえば今、１０ＭＨｚで発振を行ってい
るとすると、回路に発振電流Ｉが流れ、これにより、ダ
イオードＤは見かけ上の動作として、検波や整流作用を
行い、その結果、ダイオードＤのカソード側に直流電圧
（この例では1.48ｖ程度）が生じてくる。すなわち、図
１６に示すように、たとえば１０ＭＨｚで発振を行って
いる場合の整流作用により、ダイオードＤのカソード側
はグランドレベルＧに対してこの例では1.48ｖ程度の電
位となってしまう。
分の等価回路を示したもので、ダイオードＤ、コンデン
サＣ、コイルＬ、負性抵抗Ｒで構成される。この等価回
路において、たとえば今、１０ＭＨｚで発振を行ってい
るとすると、回路に発振電流Ｉが流れ、これにより、ダ
イオードＤは見かけ上の動作として、検波や整流作用を
行い、その結果、ダイオードＤのカソード側に直流電圧
（この例では1.48ｖ程度）が生じてくる。すなわち、図
１６に示すように、たとえば１０ＭＨｚで発振を行って
いる場合の整流作用により、ダイオードＤのカソード側
はグランドレベルＧに対してこの例では1.48ｖ程度の電
位となってしまう。
【００１２】図１７はこの動作をオシロスコープで得た
実際のデータ例を縦軸にダイオードＤのカソード側の電
位、横軸に時間をとって示すもので、制御電圧を０ｖと
したとき、本来、ダイオードＤのカソード側の電位はグ
ランドレベルＧとなっているべきものが、グランドレベ
ルＧに対して1.48ｖの電圧が発生している様子が示され
ている。
実際のデータ例を縦軸にダイオードＤのカソード側の電
位、横軸に時間をとって示すもので、制御電圧を０ｖと
したとき、本来、ダイオードＤのカソード側の電位はグ
ランドレベルＧとなっているべきものが、グランドレベ
ルＧに対して1.48ｖの電圧が発生している様子が示され
ている。
【００１３】このように、外部から印加する制御電圧を
たとえ０ｖとしても、可変容量ダイオード３のカソード
側には1.48ｖ程度の電圧が逆バイアス電圧として印加さ
れることになる。このため、制御電圧を０ｖから変化さ
せているつもりでも、実際にはこの例の場合には、1.48
ｖが逆バイアス電圧として可変容量ダイオード３に印加
されているため、発振周波数変化の範囲もそれに対応し
たものとなり、理想的な発振周波数変化の範囲より狭く
なる。
たとえ０ｖとしても、可変容量ダイオード３のカソード
側には1.48ｖ程度の電圧が逆バイアス電圧として印加さ
れることになる。このため、制御電圧を０ｖから変化さ
せているつもりでも、実際にはこの例の場合には、1.48
ｖが逆バイアス電圧として可変容量ダイオード３に印加
されているため、発振周波数変化の範囲もそれに対応し
たものとなり、理想的な発振周波数変化の範囲より狭く
なる。
【００１４】電圧制御発振器は、ある一定の電圧範囲で
如何に広い発振周波数範囲を得るかが極めて重要な要素
となる。しかしながら、前述したような従来の電圧制御
発振器では、特に制御電圧の低い部分において意図する
値まで発振周波数を低下させることができず、計算上得
られる発振周波数範囲に対して実際に得ることのできる
発振周波数範囲は小さく押さえられる欠点があった。
如何に広い発振周波数範囲を得るかが極めて重要な要素
となる。しかしながら、前述したような従来の電圧制御
発振器では、特に制御電圧の低い部分において意図する
値まで発振周波数を低下させることができず、計算上得
られる発振周波数範囲に対して実際に得ることのできる
発振周波数範囲は小さく押さえられる欠点があった。
【００１５】本発明は、上記した問題を解決するために
なされたもので、実際に得ることのできる発振周波数範
囲を、計算上得られる発振周波数範囲とほぼ同じとする
ことができ、一定の電圧範囲で広い発振周波数範囲を得
ることを可能とした電圧制御発振器を実現することを目
的とする。
なされたもので、実際に得ることのできる発振周波数範
囲を、計算上得られる発振周波数範囲とほぼ同じとする
ことができ、一定の電圧範囲で広い発振周波数範囲を得
ることを可能とした電圧制御発振器を実現することを目
的とする。
【００１６】
【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理ブロ
ック図である。本発明は、共振子やコイルなどのインダ
クティブな共振子１１とトランジスタやＩＣなどによる
能動素子２と、可変容量ダイオード３とによって発振回
路を構成し、外部５からの直流制御電圧（以下、制御電
圧という）をバイアス回路１０を介して前記可変容量ダ
イオード３に与え、この制御電圧を変化させることによ
り上記可変容量ダイオード３の容量値を変化させて発振
回路９の発信周波数を可変する電圧制御発振器における
ものである。バイアス回路１０は直列接続された少なく
とも２つのインピーダンス素子と前記少なくとも２つの
インピーダンス素子同志の接続点と接地間に設けられた
容量素子より成る。
ック図である。本発明は、共振子やコイルなどのインダ
クティブな共振子１１とトランジスタやＩＣなどによる
能動素子２と、可変容量ダイオード３とによって発振回
路を構成し、外部５からの直流制御電圧（以下、制御電
圧という）をバイアス回路１０を介して前記可変容量ダ
イオード３に与え、この制御電圧を変化させることによ
り上記可変容量ダイオード３の容量値を変化させて発振
回路９の発信周波数を可変する電圧制御発振器における
ものである。バイアス回路１０は直列接続された少なく
とも２つのインピーダンス素子と前記少なくとも２つの
インピーダンス素子同志の接続点と接地間に設けられた
容量素子より成る。
【００１７】可変容量ダイオード側のインピーダンス素
子６と前記容量素子８とで構成される第１の低域フィル
タの遮断周波数ｆ１と、発振回路９の発振周波数ｆ０と
の関係がｆ０＞ｆ１、また、上記第１の低域フィルタの
遮断周波数ｆ１と、制御電圧入力５側のインピーダンス
素子７と上記容量素子８とで構成される第２の低域フィ
ルタの遮断周波数ｆ２との関係が、ｆ１＞ｆ２となるよ
うに、それぞれのインピーダンス素子６，７と容量素子
８の値を設定する。
子６と前記容量素子８とで構成される第１の低域フィル
タの遮断周波数ｆ１と、発振回路９の発振周波数ｆ０と
の関係がｆ０＞ｆ１、また、上記第１の低域フィルタの
遮断周波数ｆ１と、制御電圧入力５側のインピーダンス
素子７と上記容量素子８とで構成される第２の低域フィ
ルタの遮断周波数ｆ２との関係が、ｆ１＞ｆ２となるよ
うに、それぞれのインピーダンス素子６，７と容量素子
８の値を設定する。
【００１８】
【作用】このような構成および設定において、制御電圧
入力端子５に外部から直流の制御電圧を印加することに
より、前記したように、その制御電圧の大きさに応じて
発振周波数を可変することができる。たとえば、制御電
圧が高くなれば可変容量ダイオード３の容量値は小さく
なり、これにより、発振周波数は高くなる。バイアス回
路によって、制御電圧入力端子５と発振回路９とは分離
されているので、発振回路９内の可変容量ダイオード３
の整流による影響を低下させることができる。
入力端子５に外部から直流の制御電圧を印加することに
より、前記したように、その制御電圧の大きさに応じて
発振周波数を可変することができる。たとえば、制御電
圧が高くなれば可変容量ダイオード３の容量値は小さく
なり、これにより、発振周波数は高くなる。バイアス回
路によって、制御電圧入力端子５と発振回路９とは分離
されているので、発振回路９内の可変容量ダイオード３
の整流による影響を低下させることができる。
【００１９】例えば容量素子８と可変容量ダイオード３
側のインピーダンス素子６で構成される第１の低域フィ
ルタの遮断周波数ｆ１と発振回路９の発振周波数ｆ０と
の関係がｆ１＜ｆ０、また、前記第１の低域フィルタの
遮断周波数ｆ１と、制御電圧入力５側のインピーダンス
素子７と上記容量素子８とで構成される第２の低域フィ
ルタの遮断周波数ｆ２との関係が、ｆ１＞ｆ２となるよ
うに、それぞれのインピーダンス素子６，７と容量素子
８の値が設定されているので、発振回路９側から見たと
きに、容量素子のインピーダンスは小さく見え、可変容
量ダイオードにインピーダンス素子６が並列に接続され
たことになり、また、制御電圧入力側から見れば、容量
素子のインピーダンスは大となる。すなわち、発振回路
９側から見れば、可変容量ダイオードにインピーダンス
素子６が並列に接続されたことになることから、可変容
量ダイオードのカソードとアノード間に発生する発振電
圧は低下し、整流作用による直流電圧の発生を低下でき
る。また、制御電圧入力５側から見れば、容量素子のイ
ンピーダンスが大となるため、外部からの制御電圧はほ
ぼそのままの値で可変容量ダイオードに印加される。
側のインピーダンス素子６で構成される第１の低域フィ
ルタの遮断周波数ｆ１と発振回路９の発振周波数ｆ０と
の関係がｆ１＜ｆ０、また、前記第１の低域フィルタの
遮断周波数ｆ１と、制御電圧入力５側のインピーダンス
素子７と上記容量素子８とで構成される第２の低域フィ
ルタの遮断周波数ｆ２との関係が、ｆ１＞ｆ２となるよ
うに、それぞれのインピーダンス素子６，７と容量素子
８の値が設定されているので、発振回路９側から見たと
きに、容量素子のインピーダンスは小さく見え、可変容
量ダイオードにインピーダンス素子６が並列に接続され
たことになり、また、制御電圧入力側から見れば、容量
素子のインピーダンスは大となる。すなわち、発振回路
９側から見れば、可変容量ダイオードにインピーダンス
素子６が並列に接続されたことになることから、可変容
量ダイオードのカソードとアノード間に発生する発振電
圧は低下し、整流作用による直流電圧の発生を低下でき
る。また、制御電圧入力５側から見れば、容量素子のイ
ンピーダンスが大となるため、外部からの制御電圧はほ
ぼそのままの値で可変容量ダイオードに印加される。
【００２０】これにより、制御電圧を０としたとき、可
変容量ダイオードのカソードとアノード間には前述した
ように整流作用などによる直流電圧が生じても、その電
圧を小さくしてほぼ０とすることができるので、制御電
圧が０に近い部分において、意図する値まで発振周波数
を低下させることができ、理論上得られる発振周波数範
囲に対して実際に得ることのできる発振周波数範囲をほ
ぼ同じとすることができる。
変容量ダイオードのカソードとアノード間には前述した
ように整流作用などによる直流電圧が生じても、その電
圧を小さくしてほぼ０とすることができるので、制御電
圧が０に近い部分において、意図する値まで発振周波数
を低下させることができ、理論上得られる発振周波数範
囲に対して実際に得ることのできる発振周波数範囲をほ
ぼ同じとすることができる。
【００２１】
【実施例】以下、本発明の実施例を説明する。図２は本
発明の第一の実施例を説明する図である。発振回路９は
能動素子２と共振子１１と可変容量ダイオード３とより
成っている。可変容量ダイオード３のアノードは接地さ
れ、カソードは共振子１１の一端に接続している。そし
て、共振子１１の他端子は能動素子２に接続している。
図示しないが能動素子２はトランジスタやＩＣ等によっ
て構成された等価的な負性抵抗素子であり、可変容量ダ
イオード３、共振子１１、能動素子２とで直列共振回路
を構成している。尚、本発明は直列共振回路に限るもの
ではなく、並列共振でも可能である。
発明の第一の実施例を説明する図である。発振回路９は
能動素子２と共振子１１と可変容量ダイオード３とより
成っている。可変容量ダイオード３のアノードは接地さ
れ、カソードは共振子１１の一端に接続している。そし
て、共振子１１の他端子は能動素子２に接続している。
図示しないが能動素子２はトランジスタやＩＣ等によっ
て構成された等価的な負性抵抗素子であり、可変容量ダ
イオード３、共振子１１、能動素子２とで直列共振回路
を構成している。尚、本発明は直列共振回路に限るもの
ではなく、並列共振でも可能である。
【００２２】可変容量ダイオード３は等価的な可変コン
デンサであり、共振子１１がこの可変コンデンサの容量
と逆相のインダクタンス性を有する周波数で発振回路９
は発振する。
デンサであり、共振子１１がこの可変コンデンサの容量
と逆相のインダクタンス性を有する周波数で発振回路９
は発振する。
【００２３】この実施例では、インダクティブな共振子
１１としてリチウム・タンタレートあるいは水晶等の共
振子を用いている。またバイアス回路１０は可変容量ダ
イオード３に直流の制御電圧を印加するためのインピー
ダンス素子として直列接続された２つの抵抗４１，４２
を用い、これら２つの抵抗４１，４２の互いの接続点と
接地間には、容量素子としてコンデンサ５１が接続され
る。
１１としてリチウム・タンタレートあるいは水晶等の共
振子を用いている。またバイアス回路１０は可変容量ダ
イオード３に直流の制御電圧を印加するためのインピー
ダンス素子として直列接続された２つの抵抗４１，４２
を用い、これら２つの抵抗４１，４２の互いの接続点と
接地間には、容量素子としてコンデンサ５１が接続され
る。
【００２４】上記直列接続された２つの抵抗４１，４２
は、可変容量ダイオード３に対する電流制限を行う働き
をするものであり、この実施例の場合は、それぞれの抵
抗値（抵抗４１の抵抗値をＲ1 、抵抗４２の抵抗値をＲ
2 とする）を合計した値が数１０ＫΩ〜数１００ＫΩ程
度とする。換言すれば、数１０ＫΩ〜数１００ＫΩ程度
の抵抗を、遮断周波数の関係を満たすように抵抗値Ｒ1
と抵抗値Ｒ2 とに分割した構成としている。具体例とし
ては、Ｒ1 ＝１ＫΩ，Ｒ2 ＝３０ＫΩである。
は、可変容量ダイオード３に対する電流制限を行う働き
をするものであり、この実施例の場合は、それぞれの抵
抗値（抵抗４１の抵抗値をＲ1 、抵抗４２の抵抗値をＲ
2 とする）を合計した値が数１０ＫΩ〜数１００ＫΩ程
度とする。換言すれば、数１０ＫΩ〜数１００ＫΩ程度
の抵抗を、遮断周波数の関係を満たすように抵抗値Ｒ1
と抵抗値Ｒ2 とに分割した構成としている。具体例とし
ては、Ｒ1 ＝１ＫΩ，Ｒ2 ＝３０ＫΩである。
【００２５】上記コンデンサ５１は、抵抗４１を介して
可変容量ダイオード３に並列に接続された構成となって
いる。このようにインピーダンス素子である抵抗を介し
て接続する構成としたのは、もし、インピーダンス素子
を介さないで直接可変容量ダイオード３に並列に接続す
ると、可変容量ダイオード３が可変容量ダイオードとし
ての動作を行えなくなるためであり、必ずインピーダン
ス素子（この実施例では抵抗４１）を介在させる必要が
ある。この為に以下の様な条件でその値を決定する。
可変容量ダイオード３に並列に接続された構成となって
いる。このようにインピーダンス素子である抵抗を介し
て接続する構成としたのは、もし、インピーダンス素子
を介さないで直接可変容量ダイオード３に並列に接続す
ると、可変容量ダイオード３が可変容量ダイオードとし
ての動作を行えなくなるためであり、必ずインピーダン
ス素子（この実施例では抵抗４１）を介在させる必要が
ある。この為に以下の様な条件でその値を決定する。
【００２６】可変容量ダイオード３側の抵抗４１と上記
コンデンサ５１とで構成される第１の低域フィルタ２１
の遮断周波数ｆ１と、制御電圧入力側（制御電圧入力端
子５ａ側）の抵抗４２と上記コンデンサ５１とで構成さ
れる第２の低域フィルタ２２の遮断周波数ｆ２との関係
が、ｆ１＞ｆ２となるように設定する。
コンデンサ５１とで構成される第１の低域フィルタ２１
の遮断周波数ｆ１と、制御電圧入力側（制御電圧入力端
子５ａ側）の抵抗４２と上記コンデンサ５１とで構成さ
れる第２の低域フィルタ２２の遮断周波数ｆ２との関係
が、ｆ１＞ｆ２となるように設定する。
【００２７】ここで、遮断周波数ｆ１は、コンデンサ５
１の容量をＣとすれば
１の容量をＣとすれば
【００２８】
【数１】
【００２９】で表され、また遮断周波数ｆ２は
【００３０】
【数２】
【００３１】で表される。さらにまた、上記第１の低域
フィルタ２１の遮断周波数ｆ１と、この電圧制御発振器
の発振周波数ｆ０との関係が、ｆ１＜ｆ０、つまり、次
式のような関係となるように設定する。
フィルタ２１の遮断周波数ｆ１と、この電圧制御発振器
の発振周波数ｆ０との関係が、ｆ１＜ｆ０、つまり、次
式のような関係となるように設定する。
【００３２】
【数３】
【００３３】これらの関係を満たすように、抵抗４１、
４２の抵抗値およびコンデンサ５１の容量を選ぶ。ここ
では一例として、抵抗４１の抵抗値Ｒ1 と抵抗４２の抵
抗値Ｒ2 を前記したようにＲ1 ＝１ＫΩ、Ｒ2 ＝３０Ｋ
Ωに選び、コンデンサの容量Ｃを１０００ｐＦに選ぶ。
尚、発振周波数ｆ０は１０ＭＨｚであるこのような構成
および設定において、次にその動作を説明する。
４２の抵抗値およびコンデンサ５１の容量を選ぶ。ここ
では一例として、抵抗４１の抵抗値Ｒ1 と抵抗４２の抵
抗値Ｒ2 を前記したようにＲ1 ＝１ＫΩ、Ｒ2 ＝３０Ｋ
Ωに選び、コンデンサの容量Ｃを１０００ｐＦに選ぶ。
尚、発振周波数ｆ０は１０ＭＨｚであるこのような構成
および設定において、次にその動作を説明する。
【００３４】外部からの直流の制御電圧が制御電圧入力
端子５ａ，５ｂに印加されることにより、その制御電圧
の大きさに応じて発振周波数を可変することができる。
たとえば、制御電圧を０ｖから５ｖの範囲で変化させた
場合、制御電圧が大きくなれば可変容量ダイオード３の
容量値は小さくなり、これにより、発振周波数は高くな
る。
端子５ａ，５ｂに印加されることにより、その制御電圧
の大きさに応じて発振周波数を可変することができる。
たとえば、制御電圧を０ｖから５ｖの範囲で変化させた
場合、制御電圧が大きくなれば可変容量ダイオード３の
容量値は小さくなり、これにより、発振周波数は高くな
る。
【００３５】一方、上記制御電圧が０であった場合で
も、コンデンサ５１と抵抗４１で構成される第１の低域
フィルタ２１の遮断周波数ｆ１と、制御電圧入力側（制
御電圧入力端子５ａ側）の抵抗４２と上記コンデンサ５
１とで構成される第２の低域フィルタ２２の遮断周波数
ｆ２との関係が、ｆ１＞ｆ２に設定され、また、上記第
１の低域フィルタ２１の遮断周波数ｆ１と電圧制御発振
器の発振周波数ｆ０との関係が、ｆ１＜ｆ０となるよう
に設定されているので、発振回路側から見たときに、コ
ンデンサ５１のインピーダンスは小さく見え、可変容量
ダイオード３にインピーダンスの小さい素子すなわち抵
抗４１が並列に接続されたことと等価となり、整流作用
の影響を小さくできる。すなわち、上述した状態とする
ことにより、整流作用による電圧が低下するので制御電
圧に対応した発振周波数を得ることができる。
も、コンデンサ５１と抵抗４１で構成される第１の低域
フィルタ２１の遮断周波数ｆ１と、制御電圧入力側（制
御電圧入力端子５ａ側）の抵抗４２と上記コンデンサ５
１とで構成される第２の低域フィルタ２２の遮断周波数
ｆ２との関係が、ｆ１＞ｆ２に設定され、また、上記第
１の低域フィルタ２１の遮断周波数ｆ１と電圧制御発振
器の発振周波数ｆ０との関係が、ｆ１＜ｆ０となるよう
に設定されているので、発振回路側から見たときに、コ
ンデンサ５１のインピーダンスは小さく見え、可変容量
ダイオード３にインピーダンスの小さい素子すなわち抵
抗４１が並列に接続されたことと等価となり、整流作用
の影響を小さくできる。すなわち、上述した状態とする
ことにより、整流作用による電圧が低下するので制御電
圧に対応した発振周波数を得ることができる。
【００３６】上記したように可変容量ダイオード３のカ
ソードとアノード間に発生する電圧の影響を軽減させる
具体例を図３を参照しながら説明する。ここでは前記し
たように、Ｃを１０００ｐＦ、Ｒ1 を１ＫΩ，Ｒ2 を３
０ＫΩに選ぶと、コンデンサ５１のインピーダンスＺｃ
は、周波数をｆとすると、
ソードとアノード間に発生する電圧の影響を軽減させる
具体例を図３を参照しながら説明する。ここでは前記し
たように、Ｃを１０００ｐＦ、Ｒ1 を１ＫΩ，Ｒ2 を３
０ＫΩに選ぶと、コンデンサ５１のインピーダンスＺｃ
は、周波数をｆとすると、
【００３７】
【数４】
【００３８】で表される。そして、発振回路側から見た
場合は、電圧制御発振器の発振周波数ｆ０が１０ＭＨｚ
とすると、上記（４）式のｆに１０ＭＨｚ、Ｃに１００
０ｐＦを代入すると、Ｚｃ≒１６Ωとなる。ここで、図
３におけるＶｃ（コンデンサ５１の両端電圧）は、
場合は、電圧制御発振器の発振周波数ｆ０が１０ＭＨｚ
とすると、上記（４）式のｆに１０ＭＨｚ、Ｃに１００
０ｐＦを代入すると、Ｚｃ≒１６Ωとなる。ここで、図
３におけるＶｃ（コンデンサ５１の両端電圧）は、
【００３９】
【数５】
【００４０】で表されるから、（５）式にＲ1 ＝１Ｋ
Ω、Ｚｃ＝１６Ωを代入すると、Ｖｃ＝０．０２・Ｖ１
となり（Ｖ１は可変容量ダイオード３のカソードとアノ
ード間に発生する発振電圧）、可変容量ダイオード３の
整流作用などによりカソードとアノード間に発生する電
圧は大幅に低減される。
Ω、Ｚｃ＝１６Ωを代入すると、Ｖｃ＝０．０２・Ｖ１
となり（Ｖ１は可変容量ダイオード３のカソードとアノ
ード間に発生する発振電圧）、可変容量ダイオード３の
整流作用などによりカソードとアノード間に発生する電
圧は大幅に低減される。
【００４１】一方、制御電圧入力端子５ａ，５ｂ側から
見た場合には、この場合、制御電圧入力端子５ａ，５ｂ
に入力される制御電圧は直流であることが多く、直流の
場合には、周波数ｆは０Ｈｚである。したがって、この
場合、上記（４）式にｆ＝０Ｈｚを代入すると、コンデ
ンサ５１のインピーダンスＺｃは、Ｚｃ＝∞となる。こ
こで、制御入力端子５ａ，５ｂ側から見た場合の図３に
おけるＶｃ（コンデンサ５１の両端電圧）は、制御電圧
入力端子５ａ，５ｂに入力される直流の制御電圧をＶ２
とすると、
見た場合には、この場合、制御電圧入力端子５ａ，５ｂ
に入力される制御電圧は直流であることが多く、直流の
場合には、周波数ｆは０Ｈｚである。したがって、この
場合、上記（４）式にｆ＝０Ｈｚを代入すると、コンデ
ンサ５１のインピーダンスＺｃは、Ｚｃ＝∞となる。こ
こで、制御入力端子５ａ，５ｂ側から見た場合の図３に
おけるＶｃ（コンデンサ５１の両端電圧）は、制御電圧
入力端子５ａ，５ｂに入力される直流の制御電圧をＶ２
とすると、
【００４２】
【数６】
【００４３】で表されるから、この（６）式にＲ2 ＝３
０ＫΩ、Ｚｃ＝∞を代入すると、Ｖｃ＝Ｖ２となり、可
変容量ダイオード３には制御電圧入力端子５ａ，５ｂに
入力される直流の制御電圧がそのまま印加されることに
なる。
０ＫΩ、Ｚｃ＝∞を代入すると、Ｖｃ＝Ｖ２となり、可
変容量ダイオード３には制御電圧入力端子５ａ，５ｂに
入力される直流の制御電圧がそのまま印加されることに
なる。
【００４４】また、制御電圧入力端子５ａ，５ｂに入力
される制御電圧の周波数が、例えばｆ＝１ＫＨｚ（変調
などに用いられる場合）の場合であっても、制御電圧入
力端子５ａ，５ｂに入力される直流の制御電圧は殆ど下
がることなく可変容量ダイオード３に印加される。すな
わち、この場合、上記（４）式にｆ＝１ＫＨｚを代入す
ると、コンデンサ５１のインピーダンスＺｃは、Ｚｃ≒
１５９ＫΩとなり、上記（６）式にＲ2 ＝３０ＫΩ、Ｚ
ｃ＝１５９ＫΩを代入すると、Ｖｃ＝０．８４・Ｖ２と
なる。したがって、可変容量ダイオード３には制御入力
端子５ａ，５ｂに入力される直流の制御電圧がそれほど
小さくならずに印加されることになる。
される制御電圧の周波数が、例えばｆ＝１ＫＨｚ（変調
などに用いられる場合）の場合であっても、制御電圧入
力端子５ａ，５ｂに入力される直流の制御電圧は殆ど下
がることなく可変容量ダイオード３に印加される。すな
わち、この場合、上記（４）式にｆ＝１ＫＨｚを代入す
ると、コンデンサ５１のインピーダンスＺｃは、Ｚｃ≒
１５９ＫΩとなり、上記（６）式にＲ2 ＝３０ＫΩ、Ｚ
ｃ＝１５９ＫΩを代入すると、Ｖｃ＝０．８４・Ｖ２と
なる。したがって、可変容量ダイオード３には制御入力
端子５ａ，５ｂに入力される直流の制御電圧がそれほど
小さくならずに印加されることになる。
【００４５】このように、発振回路側から見たときに
は、コンデンサのインピーダンスは極めて小さくなり、
制御電圧入力端子５ａ，５ｂから見たときには、コンデ
ンサのインピーダンスは極めて大きくすることができ
る。したがって、可変容量ダイオード３のカソードとア
ノード間に発生する直流電圧はコンデンサ５１の働きに
より、実用上問題の無い程度の極めて小さなものとする
ことができ、一方、制御電圧入力端子５ａ，５ｂ側から
入力される制御電圧は、コンデンサ５１の影響を受けず
に、可変容量ダイオード３にほぼそのままの値で印加す
ることができる。
は、コンデンサのインピーダンスは極めて小さくなり、
制御電圧入力端子５ａ，５ｂから見たときには、コンデ
ンサのインピーダンスは極めて大きくすることができ
る。したがって、可変容量ダイオード３のカソードとア
ノード間に発生する直流電圧はコンデンサ５１の働きに
より、実用上問題の無い程度の極めて小さなものとする
ことができ、一方、制御電圧入力端子５ａ，５ｂ側から
入力される制御電圧は、コンデンサ５１の影響を受けず
に、可変容量ダイオード３にほぼそのままの値で印加す
ることができる。
【００４６】図４、図５はこの動作をオシロスコープで
得た実際のデータ例である。縦軸にコンデンサ５１の電
圧すなわち、可変容量ダイオード３のカソード側に印加
される電位、横軸に時間をとって示すもので、図４は抵
抗４１の抵抗値Ｒ1 ＝３００Ω，抵抗４２の抵抗値Ｒ2
＝３０ＫΩとし、コンデンサ５１の容量Ｃ＝１０００ｐ
Ｆとしたときのデータ例を示し、図５は抵抗４１の抵抗
値Ｒ1 ＝２００Ω，抵抗４２の抵抗値Ｒ2 ＝３０ＫΩと
し、コンデンサ５１の容量Ｃ＝１０００ｐＦとしたとき
のデータ例を示している。これによれば、制御電圧を０
ｖとしたとき、たとえ可変容量ダイオード３のカソード
とアノード間には前述したように整流作用などによる直
流電圧が生じたとしても、図４の場合は、可変容量ダイ
オード３のカソード側の電位はほぼグランドレベルＧ
（最大１２０ｍｖ）、図５の場合も、可変容量ダイオー
ド３のカソード側の電位はほぼグランドレベルＧ（最大
６７．０６ｎｖ）にそれぞれ低下していることが判る。
得た実際のデータ例である。縦軸にコンデンサ５１の電
圧すなわち、可変容量ダイオード３のカソード側に印加
される電位、横軸に時間をとって示すもので、図４は抵
抗４１の抵抗値Ｒ1 ＝３００Ω，抵抗４２の抵抗値Ｒ2
＝３０ＫΩとし、コンデンサ５１の容量Ｃ＝１０００ｐ
Ｆとしたときのデータ例を示し、図５は抵抗４１の抵抗
値Ｒ1 ＝２００Ω，抵抗４２の抵抗値Ｒ2 ＝３０ＫΩと
し、コンデンサ５１の容量Ｃ＝１０００ｐＦとしたとき
のデータ例を示している。これによれば、制御電圧を０
ｖとしたとき、たとえ可変容量ダイオード３のカソード
とアノード間には前述したように整流作用などによる直
流電圧が生じたとしても、図４の場合は、可変容量ダイ
オード３のカソード側の電位はほぼグランドレベルＧ
（最大１２０ｍｖ）、図５の場合も、可変容量ダイオー
ド３のカソード側の電位はほぼグランドレベルＧ（最大
６７．０６ｎｖ）にそれぞれ低下していることが判る。
【００４７】これにより、制御電圧を０ｖから５ｖの範
囲で変化させるような場合、たとえば制御電圧を０ｖと
したときは、０ｖの制御電圧に対応する発振周波数が得
られる。したがって、制御電圧が低い場合においても、
意図する値まで発振周波数を低下させることができ、理
論上得られる発振周波数範囲に対して実際に得ることの
できる発振周波数範囲をほぼ同じとすることができる。
つまり、図１４において、制御電圧の変化に対する発振
周波数を図示一点鎖線で示すような理想的な範囲で変化
させることが可能となる。
囲で変化させるような場合、たとえば制御電圧を０ｖと
したときは、０ｖの制御電圧に対応する発振周波数が得
られる。したがって、制御電圧が低い場合においても、
意図する値まで発振周波数を低下させることができ、理
論上得られる発振周波数範囲に対して実際に得ることの
できる発振周波数範囲をほぼ同じとすることができる。
つまり、図１４において、制御電圧の変化に対する発振
周波数を図示一点鎖線で示すような理想的な範囲で変化
させることが可能となる。
【００４８】さらに、本発明の動作原理を別の面から説
明する。可変容量ダイオードから制御電圧入力側を見た
場合、発振周波数ｆ０においてはインピーダンス素子
６、例えば抵抗４１が存在する。なぜならば、コンデン
サ５１は抵抗４１に比較してそのインピーダンスが小さ
いからである。結果的にはこの抵抗４１は可変容量ダイ
オード３に並列に接続されており、発振回路９の負荷と
なる。この負荷により、発振振幅が低下する。例えば、
可変容量ダイオードがシリコンダイオードであるなら
ば、そのジャンクション電圧は 0.7Ｖであるので、発振
振幅（Ｐ−Ｐ電圧）が 1.4Ｖ以下であった時には整流動
作はほぼなくなる（実際にはほんの僅かであるが、整流
動作はあるが、抵抗４１，４２を介して電化が流れ、発
生する電圧は０に近い）。
明する。可変容量ダイオードから制御電圧入力側を見た
場合、発振周波数ｆ０においてはインピーダンス素子
６、例えば抵抗４１が存在する。なぜならば、コンデン
サ５１は抵抗４１に比較してそのインピーダンスが小さ
いからである。結果的にはこの抵抗４１は可変容量ダイ
オード３に並列に接続されており、発振回路９の負荷と
なる。この負荷により、発振振幅が低下する。例えば、
可変容量ダイオードがシリコンダイオードであるなら
ば、そのジャンクション電圧は 0.7Ｖであるので、発振
振幅（Ｐ−Ｐ電圧）が 1.4Ｖ以下であった時には整流動
作はほぼなくなる（実際にはほんの僅かであるが、整流
動作はあるが、抵抗４１，４２を介して電化が流れ、発
生する電圧は０に近い）。
【００４９】よって、抵抗４１を発振振幅が前述の可変
容量ダイオードが整流動作をする以下の電圧となるよう
に設定することによって、直流電圧の発生を防止でき
る。前述した本発明の実施例では、抵抗Ｒ１とコンデン
サ５１とによってフィルタを構成しており、制御電圧入
力側への発振の影響を少なくしている。本発明はこれに
限るものではなく、図６の如く構成して発振振幅のみを
低下させて制御電圧に対する発振周波数の変化の直線性
のみを改良してもよい。
容量ダイオードが整流動作をする以下の電圧となるよう
に設定することによって、直流電圧の発生を防止でき
る。前述した本発明の実施例では、抵抗Ｒ１とコンデン
サ５１とによってフィルタを構成しており、制御電圧入
力側への発振の影響を少なくしている。本発明はこれに
限るものではなく、図６の如く構成して発振振幅のみを
低下させて制御電圧に対する発振周波数の変化の直線性
のみを改良してもよい。
【００５０】なお、上記実施例では、インピーダンス素
子として抵抗を用い、この抵抗を２つに分割した例を示
したが、これに限られるものではなく、たとえば、図
７、図８に示すような構成としてもよい。図７は抵抗４
１，４２に代わりにコイル６１，６２を用いた例、図８
は可変容量ダイオード３側の抵抗４１をコイル６１とし
た例を示している。
子として抵抗を用い、この抵抗を２つに分割した例を示
したが、これに限られるものではなく、たとえば、図
７、図８に示すような構成としてもよい。図７は抵抗４
１，４２に代わりにコイル６１，６２を用いた例、図８
は可変容量ダイオード３側の抵抗４１をコイル６１とし
た例を示している。
【００５１】上記図７の場合、直列接続された２つのコ
イル６１，６２のうち、可変容量ダイオード３側のコイ
ル６１と上記コンデンサ５１とで構成される第１の低域
フィルタ２１の遮断周波数ｆ１と、上記直列接続された
２つのコイル６１，６２のうち、制御電圧入力側（制御
電圧入力端子５ａ側）のコイル６２と上記コンデンサ５
１とで構成される第２の低域フィルタ２２の遮断周波数
ｆ２との関係が、前記同様、ｆ１＞ｆ２となるように設
定する。
イル６１，６２のうち、可変容量ダイオード３側のコイ
ル６１と上記コンデンサ５１とで構成される第１の低域
フィルタ２１の遮断周波数ｆ１と、上記直列接続された
２つのコイル６１，６２のうち、制御電圧入力側（制御
電圧入力端子５ａ側）のコイル６２と上記コンデンサ５
１とで構成される第２の低域フィルタ２２の遮断周波数
ｆ２との関係が、前記同様、ｆ１＞ｆ２となるように設
定する。
【００５２】ここで、この図７の例における遮断周波数
ｆ１は、コイル６１のインダクタンスをＬ1 、コンデン
サ５１の容量をＣとすれば
ｆ１は、コイル６１のインダクタンスをＬ1 、コンデン
サ５１の容量をＣとすれば
【００５３】
【数７】
【００５４】で表され、また、この図７の例における遮
断周波数ｆ２は、コイル６２のインダクタンスをＬ2 、
コンデンサ５１の容量をＣとすれば
断周波数ｆ２は、コイル６２のインダクタンスをＬ2 、
コンデンサ５１の容量をＣとすれば
【００５５】
【数８】
【００５６】で表される。さらにまた、上記第１の低域
フィルタ２１の遮断周波数ｆ１と、この電圧制御発振器
の発振周波数ｆ０との関係が、ｆ１＜ｆ０、つまり、次
式のような関係となるように設定する。
フィルタ２１の遮断周波数ｆ１と、この電圧制御発振器
の発振周波数ｆ０との関係が、ｆ１＜ｆ０、つまり、次
式のような関係となるように設定する。
【００５７】
【数９】
【００５８】また図８の場合、抵抗４２と上記コンデン
サ５１とで構成される第２の低域フィルタ２２の遮断周
波数ｆ２と、コイル６１と上記コンデンサ５１とで構成
される第１の低域フィルタ２１の遮断周波数ｆ１との関
係が、ｆ１＞ｆ２となるように設定する。
サ５１とで構成される第２の低域フィルタ２２の遮断周
波数ｆ２と、コイル６１と上記コンデンサ５１とで構成
される第１の低域フィルタ２１の遮断周波数ｆ１との関
係が、ｆ１＞ｆ２となるように設定する。
【００５９】ここで、この図８の例における遮断周波数
ｆ２は前記（２）式と同様に表され、また、この図８の
例における遮断周波数ｆ１は前記（７）式と同様に表さ
れる。
ｆ２は前記（２）式と同様に表され、また、この図８の
例における遮断周波数ｆ１は前記（７）式と同様に表さ
れる。
【００６０】この場合も前記同様、上記第１の低域フィ
ルタ２１の遮断周波数ｆ１と、この電圧制御発振器の発
振周波数ｆ０との関係が、ｆ１＜ｆ０、つまり、上記
（９）式と同様な関係となるように設定する。
ルタ２１の遮断周波数ｆ１と、この電圧制御発振器の発
振周波数ｆ０との関係が、ｆ１＜ｆ０、つまり、上記
（９）式と同様な関係となるように設定する。
【００６１】また、上記実施例では、可変容量ダイオー
ド３のアノード側を直接接地した例を示したが、これに
限られることなく、たとえば、図９に示すように抵抗７
１とコンデンサ７２の並列回路を介して接地するように
したものにも適用できる。この構成は可変容量ダイオー
ド３のアノード側に音声変調などを加えるような場合に
用いられる。また、図１０に示すように可変容量ダイオ
ード３のカソード側にプラスの電位を与えるような場合
にも適用できる。
ド３のアノード側を直接接地した例を示したが、これに
限られることなく、たとえば、図９に示すように抵抗７
１とコンデンサ７２の並列回路を介して接地するように
したものにも適用できる。この構成は可変容量ダイオー
ド３のアノード側に音声変調などを加えるような場合に
用いられる。また、図１０に示すように可変容量ダイオ
ード３のカソード側にプラスの電位を与えるような場合
にも適用できる。
【００６２】さらに、本発明は前述した回路に限るもの
ではなく、能動素子への直流電圧の印加を防止するコン
デンサを図１１の如く挿入してもその動作は同様であ
る。また、図１２の如く、能動素子をインバータＩＮ
Ｖ、抵抗ＲＬで構成した発振回路でもその動作は同様で
ある。尚、この回路においては、図１１に示したコンデ
ンサＣX は必要である。
ではなく、能動素子への直流電圧の印加を防止するコン
デンサを図１１の如く挿入してもその動作は同様であ
る。また、図１２の如く、能動素子をインバータＩＮ
Ｖ、抵抗ＲＬで構成した発振回路でもその動作は同様で
ある。尚、この回路においては、図１１に示したコンデ
ンサＣX は必要である。
【００６３】さらにまた、上記実施例においては、イン
ダクティブな発振素子としてリチウム・タンタレートや
水晶などの共振子を用いた例を示したが、これに限られ
るものではなく、コイルやストリップラインなどをイン
ダクティブな共振子として用いた場合にも適用できる。
ダクティブな発振素子としてリチウム・タンタレートや
水晶などの共振子を用いた例を示したが、これに限られ
るものではなく、コイルやストリップラインなどをイン
ダクティブな共振子として用いた場合にも適用できる。
【００６４】
【発明の効果】以上のように本発明によれば、発振周波
数を変化させるための制御電圧を０ｖとしたときもそれ
に対応する発振周波数を得ることができ、計算上得られ
る範囲とほぼ同じ発信周波数範囲を得ることができ、一
定の制御電圧範囲で広い発振周波数範囲を得ることが可
能となる。また、図１４の如く制御電圧に対する発振周
波数の変化は直線的になり、さらにこれによって、ＰＬ
Ｌを構成した際に安定した動作をさせることができる。
数を変化させるための制御電圧を０ｖとしたときもそれ
に対応する発振周波数を得ることができ、計算上得られ
る範囲とほぼ同じ発信周波数範囲を得ることができ、一
定の制御電圧範囲で広い発振周波数範囲を得ることが可
能となる。また、図１４の如く制御電圧に対する発振周
波数の変化は直線的になり、さらにこれによって、ＰＬ
Ｌを構成した際に安定した動作をさせることができる。
【図１】本発明の原理ブロック図である。
【図２】本発明の一実施例を説明する構成図である。
【図３】同実施例の動作を具体例を用いて説明する回路
図である。
図である。
【図４】同実施例による可変容量ダイオードの両端に発
生した電圧の低減例を説明する図（その１）である。
生した電圧の低減例を説明する図（その１）である。
【図５】同実施例による可変容量ダイオードの両端に発
生した電圧の低減例を説明する図（その２）である。
生した電圧の低減例を説明する図（その２）である。
【図６】本発明の他の実施例の回路図である。
【図７】同実施例の変形例（その１）を示す図である。
【図８】同実施例の変形例（その２）を示す図である。
【図９】同実施例の変形例（その３）を示す図である。
【図１０】同実施例の変形例（その４）を示す図であ
る。
る。
【図１１】本発明の他の実施例の回路図である。
【図１２】本発明の他の実施例の回路図である。
【図１３】従来の電圧制御発振器の構成図である。
【図１４】従来の電圧制御発振器で得られる発信周波数
範囲を説明する図である。
範囲を説明する図である。
【図１５】従来の電圧制御発振器の動作を説明するため
に発信回路部分を等価回路で示す図である。
に発信回路部分を等価回路で示す図である。
【図１６】可変容量ダイオードの整流作用により発生す
る電圧を説明する図である。
る電圧を説明する図である。
【図１７】可変容量ダイオードの整流作用により発生し
た電圧の一例を具体的に示す図である。
た電圧の一例を具体的に示す図である。
２ 能動素子 ３ 可変容量ダイオード ５ 外部 ６ インピーダンス素子 ７ インピーダンス素子 ８ 容量素子 ９ 発振回路 １０ バイアス回路 １１ 共振子
Claims (11)
- 【請求項１】 少なくともインダクティブな共振子（１
１）と能動素子（２）と可変容量ダイオード（３）とに
よって発振回路（９）を構成し、 外部（５）からの直流制御電圧をバイアス回路（１０）
を介して前記可変容量ダイオード（３）に与え、この直
流制御電圧を変化させることにより上記可変容量ダイオ
ード（３）の容量値を変化させて発信周波数を可変する
電圧制御発振器において、 上記バイアス回路（１０）は直列接続された少なくとも
２個のインピーダンス素子（６，７）と該直列接続され
た少なくとも２つのインピーダンス素子同志の接続点と
接地間に設けられた容量素子（８）とより成ることを特
徴とする電圧制御発振器。 - 【請求項２】 前記可変容量ダイオード（３）側のイン
ピーダンス素子（６）は、該インピーダンス素子（６）
と前記容量素子（８）とで構成される第１の低域フィル
タの遮断周波数ｆ１より前記発振回路（９）の発振周波
数ｆ０が高くなるように設定されることを特徴とする請
求項１記載の電圧制御発振器。 - 【請求項３】 前記直流制御電圧入力（５）側のインピ
ーダンス素子（７）は該インピーダンス素子（７）と上
記容量素子（８）とで構成される第２の低域フィルタの
遮断周波数（ｆ２）より、前記可変容量ダイオード
（３）側のインピーダンス素子（６）と前記容量素子
（３）とで構成される第１の低域フィルタの上記遮断周
波数（ｆ１）が高くなるように設定されることを特徴と
する請求項１記載の電圧制御発振器。 - 【請求項４】 上記少なくとも２つで構成されるインピ
ーダンス素子（６，７）の合計のインピーダンス値は数
１０ＫΩ〜数１００ＫΩであることを特徴とする請求項
１記載の電圧制御発振器。 - 【請求項５】 前記少なくとも２つで構成されるインピ
ーダンス素子の一方は抵抗（４１，４２）であることを
特徴とする請求項１記載の電圧制御発振器。 - 【請求項６】 前記少なくとも２つで構成されるインピ
ーダンス素子は抵抗（４１）とコイル（６１）の組み合
わせでなることを特徴とする請求項１記載の電圧制御発
振器。 - 【請求項７】 前記少なくとも２つで構成されるインピ
ーダンス素子の一方はコイル（６１，６２）であること
を特徴とする請求項１記載の電圧制御発振器。 - 【請求項８】 前記容量素子（８）は、並列接続された
抵抗（７１）とコンデンサ（７２）を介して接地される
ことを特徴とする請求項１記載の電圧制御発振器。 - 【請求項９】 前記インダクティブな共振子（１１）
は、リチウム・タンタレートあるいは水晶の少なくとも
一方の共振子であることを特徴とする請求項１記載の電
圧制御発振器。 - 【請求項１０】 前記インダクティブな共振子（１１）
は、コイルであることを特徴とする請求項１記載の電圧
制御発振器。 - 【請求項１１】 前記インダクティブな共振子（１１）
は、基板上に形成されたストリップラインであることを
特徴とする請求項１記載の電圧制御発振器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6047548A JPH07263957A (ja) | 1994-03-17 | 1994-03-17 | 電圧制御発振器 |
| US08/404,728 US5559479A (en) | 1994-03-17 | 1995-03-15 | Voltage control oscillator variable capacitance diode biasing circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6047548A JPH07263957A (ja) | 1994-03-17 | 1994-03-17 | 電圧制御発振器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07263957A true JPH07263957A (ja) | 1995-10-13 |
Family
ID=12778214
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6047548A Pending JPH07263957A (ja) | 1994-03-17 | 1994-03-17 | 電圧制御発振器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5559479A (ja) |
| JP (1) | JPH07263957A (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2758919B1 (fr) * | 1997-01-24 | 1999-04-16 | Sgs Thomson Microelectronics | Circuit de modulation de frequence d'un oscillateur a quartz |
| JP2000022442A (ja) * | 1998-06-29 | 2000-01-21 | Murata Mfg Co Ltd | 電圧制御発振回路 |
| KR100414924B1 (ko) * | 1998-12-22 | 2004-02-14 | 서창전기통신 주식회사 | 전압제어 다이오드를 이용한 무선 주파수 송수신 시스템 |
| TW457688B (en) * | 1999-12-20 | 2001-10-01 | Winbond Electronics Corp | Input/output port with high voltage tolerance |
| GB2378330B (en) * | 2001-08-02 | 2005-08-10 | C Mac Quartz Crystals Ltd | A variable reactance tuning circuit |
| KR100720965B1 (ko) * | 2006-06-27 | 2007-05-23 | 박영진 | 차단 주파수 조절이 가능한 전자파 차폐 필터 |
| RU2354037C2 (ru) * | 2007-02-14 | 2009-04-27 | Федеральное государственное унитарное предприятие Омский научно-исследовательский институт приборостроения | Кварцевый генератор |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3723906A (en) * | 1971-02-26 | 1973-03-27 | Zenith Radio Corp | Uhf oscillator |
| DE2524171C2 (de) * | 1975-05-31 | 1984-11-08 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Abstimmschaltung |
| CH595721A5 (ja) * | 1975-08-26 | 1978-02-28 | Siemens Ag Albis | |
| JPS5275211A (en) * | 1975-12-19 | 1977-06-24 | Seiko Epson Corp | Delta tune circuit |
| JPS5313330A (en) * | 1976-07-22 | 1978-02-06 | Sony Corp | Broad band resonance circuit |
| US4550293A (en) * | 1984-01-27 | 1985-10-29 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Narrow deviation voltage controlled crystal oscillator |
| JPH0349458Y2 (ja) * | 1985-03-14 | 1991-10-22 | ||
| US4748425A (en) * | 1987-02-18 | 1988-05-31 | Motorola, Inc. | VCO range shift and modulation device |
-
1994
- 1994-03-17 JP JP6047548A patent/JPH07263957A/ja active Pending
-
1995
- 1995-03-15 US US08/404,728 patent/US5559479A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5559479A (en) | 1996-09-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20020820 |