JPH07264161A - 復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 例えば、無線装置で使する復調回路に関し、
復調回路の小型化とこの回路の構成要素である周波数シ
ンセサイザの安定動作を図ることを目的とする。 【構成】 周波数シンセサイザ手段１と検波部分２と搬
送波再生部分３とを有する復調回路において、入力した
第２の周波数制御信号に対応する周波数の発振出力を該
基準信号として送出する第２の電圧制御発振器15と、差
分データをアナログ化し、Ｋ倍した感度調整信号を位相
検波部分の出力に加えて、第１の周波数制御信号として
第１の電圧制御発振器に送出するが、第２の電圧制御発
振器の応答速度よりも遅い応答速度を持つ該周波数シン
セサイザが同期外れを生じた時、位相検波器の出力側に
現れる第２の電圧制御発振器の周波数変化成分を分周出
力信号で打ち消すことができる様な値をＫに与えた感度
調整・加算手段４を設けるように構成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば、無線装置で使
用する復調回路に関するものである。最近、無線装置の
中間周波数として、L バンド(950MHz 〜1450MHz)等の比
較的周波数が高く、帯域の広い周波数帯を選ぶことが増
えてきている。また、帯域が広い為に帯域内に複数のチ
ャネルがあり( 例えば、25KHz 間隔で約2000チャネ
ル)、これら全てのチャネルを受信する為に周波数シン
セサイザによる受信チャネルの切り換えが必須となる。

【０００２】この時、復調回路の小型化と構成要素であ
る周波数シンセサイザの安定動作を図ることが必要であ
る。

【０００３】

【従来の技術】図６は従来例の構成図、図７は搬送波再
生回路の構成図の一例で、(a) はデイジタル処理で数値
演算を行っている場合、(b) はデイジタル処理で遅れ進
みの2値判定を行っている場合、(c) は(b) の原理説明
図である。

【０００４】以下、図６，図７を説明する。図６におい
て、周波数変換器63は、周波数シンセサイザ62の出力
（周波数f₁)を用いて受信信号の周波数を第１中間周波
数に変換し、帯域通過フィルタ64を介して周波数変換器
65に加える。なお、周波数シンセサイザ62の出力信号は
基準発振器61が送出する基準信号に同期している。

【０００５】さて、周波数変換器65は、電圧制御発振器
( 以下,VCOと省略する)66 が送出する出力信号( 周波数
f₂) を用いて、受信信号の周波数をf₃´に変換し、帯域
通過フイルタ67, ハイブリッド21を介して直交検波器22
a, 22bに加える。

【０００６】直交検波器には発振器24が送出した90度の
位相差を持つ出力信号が印加しているので、この検波器
22a, 22bは受信信号からIch 及びQch のベースバンド信
号を取り出し、対応する識別器25a, 25bに送出する。こ
れにより、復調データが得られるが、変調波が4PSKの場
合には極性ビットのみが再生データとして外部に取り出
される。

【０００７】なお、Ich 及びQch の全復調データは搬送
波再生回路( 以下、CR回路と省略する）３に加えられ
る。次に、CR回路３は、例えば、図７(a),(b) に示す構
成のものがある。

【０００８】図７(a) において、識別器31a, 31bは対応
するベースバンド信号を識別し、MSB を乗算器32a,32b
に送出する。ここには、Qch, Ichの振幅情報も加えらて
いるので、乗算結果を引算器34に加て現在の復調データ
が期待する周波数（位相弁別器の時は位相）に対してど
の程度ずれているかを示す差分データを生成し、D/A変
換器( 図示せず）、低域通過フイルタ35を介して周波数
制御信号として図６のVCO 66に送出する。これにより、
VCO 66は周波数変換器65の出力周波数f₃´がf₃となる様
に発振周波数を制御する。

【０００９】図７(b) において、入力したIch 及びQch
の識別データをコード変換器36a,36b で基本クロックに
乗り替えさせた後、Ich 及びQch の最上位ビットを極性
判定部分37a に、残りのビットを振幅絶対値判定部分37
b に加える。

【００１０】そして、これらの判定部分の出力のEX-OR
を取ったものを位相の遅れ/ 進み信号として送出する
が、これの判定原理は図７(c) に示す様になっている。
即ち、直交するI 軸,Q軸があり、これと45度の角度をな
す点線を位相の遅れ/進み判定線とし、反時計方向を位
相進みの状態とする。そこで、第１, 第３象限では Ich
の振幅＞Qch の振幅で位相進み( 斜線領域にある) 、第
２, ４象限ではI＜Q で位相進みとなる（斜線領域にあ
る）。また、Ich, Qchの極性は、第１,第３象限では同
じ、第２, ４象限では異なる。これから、振幅の大小
と、極性の情報から位相の遅れ/ 進みを検出できる。

【００１１】そこで、この位相の遅れ/ 進み情報をLPF
(図示せず) を介して周波数制御信号として図６のVCO 6
6に送出する。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】図８は課題説明図であ
る。上記の様に、PSK 波を復調する場合、受信機に使用
する局発信号の位相雑音が復調信号の誤り率に影響を与
えるので、PLL 回路により局発信号の位相を固定しなけ
ればならない。

【００１３】しかし、PLL 回路としては、チャネルスペ
ーシングより低い周波数( キャリアスペーシングの1/N)
を基準周波数とする周波数シンセサイザを使用するの
で、逓倍次数が高くなり、ループ利得が逓倍のない場合
に比較して１／（逓倍次数) と下がり、追従性が遅くな
る。

【００１４】加えて、コストの面から無線装置の高周波
部( 無線周波数から中間周波数に周波数変換する回路)
には既存のFM受信機の周波数変換器( 局発信号の周波数
安定度が、例えば、10^-3程度と悪く、１ GHzでは１MHz
程度変動する) を使用することが多く、受信信号の周波
数変動が大きい。

【００１５】この周波数変動を吸収する方法として、AF
C やPLL を用いた位相同期があるがPLL は応答性が良
く、且つ、周波数可変範囲が広いものが必要となるが、
この様なPLL を得ることは難しい。そこで、従来では、
例えば、周波数変換を２回行って、一旦、低い周波数に
変換し、逓倍次数が低くなる様な周波数帯でこの周波数
変動を吸収する構成にしたので、回路規模が大きくなっ
ていた。

【００１６】そこで、これの小型化を図る為、図６に示
す電圧制御発振器66（図８では電圧制御発振器15に対応
する) の出力信号を、図８の位相検波器13に基準信号と
して印加する構成にすれば基準発振器61，帯域通過フィ
ルタ64，周波数変換器65が削除できて小型化は可能とな
る。

【００１７】しかし、図８の構成で動作させた場合、受
信信号の周波数変化に対して、CR回路３が発生する周波
数( 位相) 制御信号に対して点線内の周波数シンセサイ
ザが追従できなくなって、位相同期が外れてしまう場合
が発生した。 これは、上記の様に、周波数シンセサイ
ザのループ利得が1/( 逓倍次数) になり、受信信号の周
波数変動にPLL が追従できなくなる為である。

【００１８】即ち、図８の構成にすれば、従来例の回路
構成よりも小型化することは可能であるが、PLL の位相
同期が外れて不安定な動作状態になる可能性があると云
う課題があった。

【００１９】本発明は、復調回路の小型化とこの回路の
構成要素である周波数シンセサイザの安定動作を図るこ
とを目的とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】図１は第１の本発明の原
理構成図である。図中、１は第１の電圧制御発振器が送
出した第１の出力信号を、分周した分周出力信号と入力
した基準信号を用いて、位相検波器が位相検波出力を送
出する周波数シンセサイザ手段、２は第１の出力信号を
用いて受信信号を復調した後、内部で発生した復調信号
を用いて検波・識別して復調データを取り出す検波部
分、３は復調データを用いて、検波部分に入力する受信
信号と復調用信号との位相差分データを生成した後、ア
ナログ信号に変換して送出する搬送波再生部分である。
４は位相差分データをアナログ信号に変換し、Ｋ倍し
た感度調整信号を位相検波部分の出力に加えて、第１の
周波数制御信号として第１の電圧制御発振器に送出する
が、第２の電圧制御発振器の応答速度よりも遅い応答速
度を持つ周波数シンセサイザが同期外れを生じた時、位
相検波器の出力側に現れる第２の電圧制御発振器の周波
数変化成分を分周出力信号で打ち消すことができる様な
値をＫに与える感度調整・加算手段、15は入力した該ア
ナログ信号に対応して周波数が変化する出力信号を該基
準信号として送出する第２の電圧制御発振器である。

【００２１】

【作用】図２は図１の動作説明図である。ここで、周波
数シンセサイザの応答速度は第２の電圧制御発振器の変
動速度よりも低いとする。また、図中左側の符号は図１
中の同じ符号部分の波形を示す。

【００２２】先ず、図１中の感度調整・加算手段４が設
けられていない場合、上記の搬送波再生部分３が送出し
たアナログ信号( 上記の差分データをD/A 変換、平均化
したもの) を第２の周波数制御信号として、第２の電圧
制御発振器15に加えることにより、この発振器の出力信
号の周波数変動が図２- に示す様になっていたとす
る。

【００２３】また、分周出力信号の周波数変動はPLL の
帯域幅に対応する速度でしか変動しないので図２- の
様になっていたとする。位相検波器13には、図２- ，
に示す様な信号が入力するが、上記の条件でPLL とし
ては追従できないので、検波器出力としては図２- に
示す様な周波数差成分( ほぼ、図２- の周波数変動分
と同じ) を持つ交流成分が現れる。

【００２４】次に、感度調整・加算手段４を設け、搬送
波再生部分３からの差分データをK倍した信号( これを
感度調整信号と云い、図２- 参照) を第１の電圧制御
発振器に加えると、この発振器の出力信号を分周した分
周出力信号の周波数変動は図２- に示す様になる。

【００２５】第２の電圧制御発振器の出力信号の周波数
変動は図２- ( と同じ) に示す様になっているが、
この周波数変動に第１の電圧制御発振器の出力信号の周
波数変動が追従すれば、位相検波器の出力信号には上記
の交流分は現れず、常にPLLループとして同期が取れた
状態となる図２- , , 参照) 。

【００２６】ここで、第２の電圧制御発振器は搬送波再
生部分３により決定されるキャプチャレンジを持ってい
るので、この範囲内であれば入力周波数変動に対して追
従することができる。本発明で行おうとする制御はこの
キャプチャレンジ内で変化する周波数変動に対して第１
の電圧制御発振器を追従できる様にするものである。

【００２７】問題としているのは、シンセサイザ手段の
キャプチャレンジが搬送波再生部分のキャプチャレンジ
より小の場合である。この場合、第２の電圧制御発振器
の出力変動に対して第１の電圧制御発振器が追従しない
場合、位相検波器の出力には、第２の電圧制御発振器の
周波数変動に比例した電圧が出力される。この場合、シ
ンセサイザ手段１は同期外れ状態となる。そこで、第１
の電圧制御発振器の入力に第２の電圧制御発振器の周波
数変動分に想到する電圧（第２の電圧制御発振器の変化
分／Ｎ）を加えることにより、第１の電圧制御発振器の
周波数を第２の電圧制御発振器の周波数変動分に想到す
る量だけ変化させることにより位相検波器の出力に雑音
成分が発生しない様にするものである。

【００２８】また、K は位相検波器の出力側に現れる第
２の電圧制御発振器の周波数変化成分を該分周出力信号
で打ち消すことができる様な値にすればよいが、実際的
には第１の電圧制御発振器の出力信号のスペクトラムの
位相雑音が最小になる様な値に設定するが、この値はほ
ぼ（第１の電圧制御発振器の変調感度／第２の電圧制御
発振器の変調感度) となる。

【００２９】即ち、第２の電圧制御発振器の短期的な周
波数変動（同期外れ時に発生する周波数変動で、上記の
交流成分）に対しては、感度調整信号が印加した第１の
電圧制御発振器の周波数変動で追従するので、PLL とし
ては短期的でない平均的な周波数変動に対しては追従す
ればよいことになり、位相同期外れによる不安定動作は
解消する。

【００３０】

【実施例】図３は第１の本発明の実施例の構成図、図４
は第２の本発明の構成図、図５は第３の本発明の構成図
である。

【００３１】ここで、感度調整部分41, 加算部分42は感
度調整・加算手段４の構成部分である。また、全図を通
じて同一符号は同一対象物を示す。以下、図３〜図５の
動作を説明するが、上記で詳細説明した部分については
概略説明し、本発明の部分について詳細説明する。

【００３２】図３において、例えば、図７(a) に示す様
な構成のCR回路３が、瞬時，瞬時に変化する差分データ
をD/A 変換器17に送出する。D/A 変換器17はアナログ信
号に変換した後、感度調整部分41で予め設定された値を
乗算し、加算部分42を介して第１の周波数制御制御信号
として第１の電圧制御発振器11に加える。

【００３３】そこで、第１の電圧制御発振器11は印加し
た第１の周波数制御信号に対応する周波数の第１の出力
信号を分周器12を介して位相検波器13に加える。また、
上記のアナログ信号を低域通過フイルタ16を介して第２
の周波数制御信号として第２の電圧制御発振器15に加え
る。そこで、第２の電圧制御発振器15は対応する周波数
の第２の出力信号を同じく位相検波器13に加える。

【００３４】これにより、上記で説明した様に、位相検
波器の出力側では第２の電圧制御発振器の交流成分（同
期外れ時に発生する周波数変動）を打ち消すことがで
き、同期外れがなくなる。

【００３５】なお、感度調整部分41はアナログ信号の振
幅を可変する為のもので、例えば、可変利得増幅器や抵
抗による分圧回路でよい。図４において、例えば、図７
(b) に示す様な構成のCR回路３が、遅れ/ 進みの２値信
号( 例えば、遅れの時に＋５Ｖ, 進みの時に０ Vとす
る) を感度調整部分41と低域通過フイルタ16に送出す
る。

【００３６】そこで、感度調整部分は遅れの時だけ出力
を加算部分を介して第１の周波数制御信号として第１の
電圧制御発振器に送出する。また、低域通過フイルタ16
はこの２値信号を平均化して第２の周波数制御信号とし
て第２の電圧制御発振器に送出する。

【００３７】なお、位相同期状態では低域通過フイルタ
の出力電圧は0.25V となり、非同期の時は0.25V よりも
ずれる。図５において、感度調整部分41に入力するCR回
路３の出力は遅れ/ 進みの２値信号であり（図４と同
じ）、第２の電圧制御発振器に入力する第２の周波数制
御信号は差分データをアナログ化し、低域通過フイルタ
を通したもので（図３と同じ）、それぞれの動作は図
３，図４で説明したものと同一であるので、説明を省略
する。

【００３８】即ち、位相検波器の出力には、常に同期状
態にあるので直流分に近い成分のみが現れ、非同期状態
で現れる交流成分はCR回路からのデータを加算すること
により抑圧される( 感度調整部分41の利得K を設定する
必要がある。)この為、周波数シンセサイザは第２の電
圧制御発振器の応答速度に追従する必要がなくなり、周
波数シンセサイザの応答速度は比較的自由に設定でき
る。また、PLL はシンセサイザ化されている為に位相検
波器の入力周波数は常に一定周波数となることから、第
１の電圧制御発振器の出力信号の周波数を変更しても
（分周比を変更しても）、感度調整部分41の利得K を変
更する必要はない。

【００３９】

【発明の効果】以上詳細に説明した様に本発明によれ
ば、復調回路の小型化とこの回路の構成要素である周波
数シンセサイザの安定動作を図ることを目的とする。

【図面の簡単な説明】

【図１】第１の本発明の原理構成図である。

【図２】図１の動作説明図である。

【図３】第１の本発明の実施例の構成図である。

【図４】第２の本発明の構成図である。

【図５】第３の本発明の構成図である。

【図６】従来例の構成図である。

【図７】搬送波再生回路の構成図の一例で、(a) はデイ
ジタル処理で数値演算を行っている場合、(b) はデイジ
タル処理で遅れ進みの２値判定を行っている場合、(c)
は(b) の原理説明図である。

【図８】課題説明図である。

【符号の説明】

１ 周波数シンセサイザ手段 ２ 検波部分 ３ 搬送波再生部分 ４ 感度調整・
加算手段 11 第１の電圧制御発振器 13 位相検波器 15 第２の電圧制御発振器

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１の電圧制御発振器(11)が送出した第
   １の出力信号を、分周した分周出力信号と入力した基準
   信号を用いて、位相検波器(13)が位相検波出力を送出す
   る周波数シンセサイザ手段(1) と、該第１の出力信号を
   用いて受信信号を復調した後、内部で発生した復調信号
   を用いて検波・識別して復調データを取り出す検波部分
   (2) と、該復調データを用いて、検波部分に入力する受
   信信号と該復調用信号との位相差分データを生成した
   後、アナログ信号に変換して送出する搬送波再生部分
   (3) とを有する復調回路において、 入力した該アナログ信号に対応して周波数が変化する出
   力信号を該基準信号として送出する第２の電圧制御発振
   器(15)と、該位相差分データをアナログ信号に変換し、
   Ｋ倍（Ｋは正負の数）した感度調整信号を該位相検波部
   分の出力に加えて、第１の周波数制御信号として第１の
   電圧制御発振器に送出するが、該第２の電圧制御発振器
   の応答速度よりも遅い応答速度を持つ該周波数シンセサ
   イザが同期外れを生じた時、位相検波器の出力側に現れ
   る第２の電圧制御発振器の周波数変化成分を該分周出力
   信号で打ち消すことができる様な値をＫに与える感度調
   整・加算手段(4) を設けたことを特徴とする復調回路。
2. 【請求項２】 上記搬送波再生部分で生成した位相差分
   データが、位相の遅れ／進みの２値信号の場合、該２値
   信号の振幅をＫ倍して感度調整信号とすることを特徴と
   する請求項１の復調回路。