JPH07297748A - 送受信方式 - Google Patents
送受信方式Info
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- JPH07297748A JPH07297748A JP6110502A JP11050294A JPH07297748A JP H07297748 A JPH07297748 A JP H07297748A JP 6110502 A JP6110502 A JP 6110502A JP 11050294 A JP11050294 A JP 11050294A JP H07297748 A JPH07297748 A JP H07297748A
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- Japan
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- signal
- digital
- filter
- demodulation
- modulated signal
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 アナログＦＭ信号に妨害を与えないでディジ
タル信号による付加的なサービスを可能にして周波数効
率を向上させる。 【構成】 アナログ変調信号ｖ（ｔ）をＦＭ変調器１に
入力してＩＦ帯のＦＭ信号ｆ（ｔ）を得る。トラッキン
グフィルタ回路２によりＦＭ信号の瞬時周波数を追尾
し、逆フィルタ回路３で逆フィルタ特性の出力が作ら
れ、周波数分析器４で分析し、ディジタルキャリア選択
回路５に入力することによってアナログＦＭ信号に妨害
を与えないディジタルキャリアが選択されてＯＦＤＭ変
調器７に与えられる。ディジタル変調データｄ（ｔ）は
入力データ配列変換器６によって配列変換が行われ、Ｏ
ＦＤＭ変調器７によって変調され、ディジタル変調信号
ｓ（ｔ）を得る。この信号ｓ（ｔ）は逆フィルタ３’で
フィルタリングされ、不要なスペクトラム成分を除去し
たディジタル変調信号ｓ1（ｔ）が得られ、加算器８で
ＦＭ信号と重畳し送信する。
タル信号による付加的なサービスを可能にして周波数効
率を向上させる。 【構成】 アナログ変調信号ｖ（ｔ）をＦＭ変調器１に
入力してＩＦ帯のＦＭ信号ｆ（ｔ）を得る。トラッキン
グフィルタ回路２によりＦＭ信号の瞬時周波数を追尾
し、逆フィルタ回路３で逆フィルタ特性の出力が作ら
れ、周波数分析器４で分析し、ディジタルキャリア選択
回路５に入力することによってアナログＦＭ信号に妨害
を与えないディジタルキャリアが選択されてＯＦＤＭ変
調器７に与えられる。ディジタル変調データｄ（ｔ）は
入力データ配列変換器６によって配列変換が行われ、Ｏ
ＦＤＭ変調器７によって変調され、ディジタル変調信号
ｓ（ｔ）を得る。この信号ｓ（ｔ）は逆フィルタ３’で
フィルタリングされ、不要なスペクトラム成分を除去し
たディジタル変調信号ｓ1（ｔ）が得られ、加算器８で
ＦＭ信号と重畳し送信する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は送受信方式、特にアナロ
グＦＭ信号とディジタルデータ信号との重畳伝送システ
ムに好適な送受信方式に関する。
グＦＭ信号とディジタルデータ信号との重畳伝送システ
ムに好適な送受信方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＦＭ送受信方式、特にＦＭ復調方
式の一つとして、例えば、定期刊行物「ラジオ技術、１
９７８年１月号第２８４頁〜第２８９頁」に開示された
ＰＴＬ（フェイズ・トラッキング・ループ）復調回路を
用いた方式がある。
式の一つとして、例えば、定期刊行物「ラジオ技術、１
９７８年１月号第２８４頁〜第２８９頁」に開示された
ＰＴＬ（フェイズ・トラッキング・ループ）復調回路を
用いた方式がある。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】而してＦＭ放送は帯域
幅２００ｋHzを使用して、ＦＭ信号を伝送するものであ
るが、瞬時的にある時刻ｔ1でのＦＭ信号のスペクトラ
ムを見ると、帯域幅２００ｋHzの中に瞬時周波数ｆ1の
スペクトラム成分が存在するだけであり、従って従来の
ＦＭ放送の周波数利用効率は悪かった。また従来のＦＭ
多重方式では図６に示すような帯域を用いて多重データ
の伝送を行っている。同図から明らかなように従来のＦ
Ｍ多重方式によると、１本のディジタルキャリアを用い
るのみであるため、そのキャリア周波数においてフェー
ジングやマルチパス等の妨害が生じると、データを完全
な形で復調することは困難となる。
幅２００ｋHzを使用して、ＦＭ信号を伝送するものであ
るが、瞬時的にある時刻ｔ1でのＦＭ信号のスペクトラ
ムを見ると、帯域幅２００ｋHzの中に瞬時周波数ｆ1の
スペクトラム成分が存在するだけであり、従って従来の
ＦＭ放送の周波数利用効率は悪かった。また従来のＦＭ
多重方式では図６に示すような帯域を用いて多重データ
の伝送を行っている。同図から明らかなように従来のＦ
Ｍ多重方式によると、１本のディジタルキャリアを用い
るのみであるため、そのキャリア周波数においてフェー
ジングやマルチパス等の妨害が生じると、データを完全
な形で復調することは困難となる。
【０００４】本発明の目的はアナログＦＭ信号とディジ
タル信号の新規な重畳システムの構成を提案することに
より周波数の有効利用を図って従来の課題を解決するこ
とにある。
タル信号の新規な重畳システムの構成を提案することに
より周波数の有効利用を図って従来の課題を解決するこ
とにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、第１の発明の送信方式は、第１の入力信号をＦＭ変
調してＦＭ変調信号を出力するＦＭ変調手段と、可変同
調フィルタによって上記ＦＭ変調信号の瞬時周波数を追
尾すると共に上記可変同調フィルタの逆フィルタにより
所定のディジタルキャリアを選択するディジタルキャリ
ア選択手段と、第２の入力信号を上記ディジタルキャリ
アに応じてディジタル変調してディジタル変調信号を出
力するディジタル変調手段と、上記ＦＭ変調信号にディ
ジタル変調信号を重畳して送信する加算手段と、から成
ることを特徴とする。
め、第１の発明の送信方式は、第１の入力信号をＦＭ変
調してＦＭ変調信号を出力するＦＭ変調手段と、可変同
調フィルタによって上記ＦＭ変調信号の瞬時周波数を追
尾すると共に上記可変同調フィルタの逆フィルタにより
所定のディジタルキャリアを選択するディジタルキャリ
ア選択手段と、第２の入力信号を上記ディジタルキャリ
アに応じてディジタル変調してディジタル変調信号を出
力するディジタル変調手段と、上記ＦＭ変調信号にディ
ジタル変調信号を重畳して送信する加算手段と、から成
ることを特徴とする。
【０００６】第２の発明の送信方式は、第１の発明にお
いて、前記ディジタルキャリア選択手段は、前記可変同
調フィルタと、その逆フィルタと、逆フィルタ出力を周
波数分析する周波数分析器と、その分析出力から所定の
ディジタルキャリアを選択するディジタルキャリア選択
回路とを含み、かつ前記ディジタル変調手段は、第２の
入力信号を上記所定のディジタルキャリアに基づいて配
列変換する配列変換器と、配列変換された第２の入力信
号をディジタル変調するＯＦＤＭ変調器と、そのディジ
タル変調信号から不要なスペクトラム成分を除去する逆
フィルタと、を含むことを特徴する。
いて、前記ディジタルキャリア選択手段は、前記可変同
調フィルタと、その逆フィルタと、逆フィルタ出力を周
波数分析する周波数分析器と、その分析出力から所定の
ディジタルキャリアを選択するディジタルキャリア選択
回路とを含み、かつ前記ディジタル変調手段は、第２の
入力信号を上記所定のディジタルキャリアに基づいて配
列変換する配列変換器と、配列変換された第２の入力信
号をディジタル変調するＯＦＤＭ変調器と、そのディジ
タル変調信号から不要なスペクトラム成分を除去する逆
フィルタと、を含むことを特徴する。
【０００７】第３の発明の送信方式は、第１又は第２の
発明において、第１の入力信号がアナログ変調信号で、
第２の入力信号がディジタル変調データであることを特
徴とする。
発明において、第１の入力信号がアナログ変調信号で、
第２の入力信号がディジタル変調データであることを特
徴とする。
【０００８】第４の発明の受信方式は、受信された送信
信号から可変同調フィルタによりＦＭ変調信号を抽出し
ＦＭ復調するＦＭ復調手段と、上記送信信号から上記可
変同調フィルタの逆フィルタによりディジタル変調信号
を抽出しディジタル復調するディジタル復調手段と、か
ら成ることを特徴とする。
信号から可変同調フィルタによりＦＭ変調信号を抽出し
ＦＭ復調するＦＭ復調手段と、上記送信信号から上記可
変同調フィルタの逆フィルタによりディジタル変調信号
を抽出しディジタル復調するディジタル復調手段と、か
ら成ることを特徴とする。
【０００９】第５の発明の受信方式は、第４の発明にお
いて、前記ＦＭ復調手段は、前記可変同調フィルタを有
するＰＴＬ復調回路を含み、前記ディジタル復調手段は
前記逆フィルタ及びＯＦＤＭ復調回路を含むことを特徴
とする。
いて、前記ＦＭ復調手段は、前記可変同調フィルタを有
するＰＴＬ復調回路を含み、前記ディジタル復調手段は
前記逆フィルタ及びＯＦＤＭ復調回路を含むことを特徴
とする。
【００１０】第６の発明の送受信方式は、送信方式が、
第１の入力信号をＦＭ変調してＦＭ変調信号を出力する
ＦＭ変調手段と、可変同調フィルタによって上記ＦＭ変
調信号の瞬時周波数を追尾すると共に上記可変同調フィ
ルタの逆フィルタにより所定のディジタルキャリアを選
択するディジタルキャリア選択手段と、第２の入力信号
を上記ディジタルキャリアに応じてディジタル変調して
ディジタル変調信号を出力するディジタル変調手段と、
上記ＦＭ変調信号にディジタル変調信号を重畳して送信
する加算手段と、から成り、受信方式が、受信された送
信信号から可変同調フィルタによりＦＭ変調信号を抽出
しＦＭ復調するＦＭ復調手段と、上記送信信号から上記
可変同調フィルタの逆フィルタによりディジタル変調信
号を抽出しディジタル復調するディジタル復調手段と、
から成ることを特徴とする。
第１の入力信号をＦＭ変調してＦＭ変調信号を出力する
ＦＭ変調手段と、可変同調フィルタによって上記ＦＭ変
調信号の瞬時周波数を追尾すると共に上記可変同調フィ
ルタの逆フィルタにより所定のディジタルキャリアを選
択するディジタルキャリア選択手段と、第２の入力信号
を上記ディジタルキャリアに応じてディジタル変調して
ディジタル変調信号を出力するディジタル変調手段と、
上記ＦＭ変調信号にディジタル変調信号を重畳して送信
する加算手段と、から成り、受信方式が、受信された送
信信号から可変同調フィルタによりＦＭ変調信号を抽出
しＦＭ復調するＦＭ復調手段と、上記送信信号から上記
可変同調フィルタの逆フィルタによりディジタル変調信
号を抽出しディジタル復調するディジタル復調手段と、
から成ることを特徴とする。
【００１１】
【作用】本発明の送信方式においては、可変同調フィル
タ（トラッキング・フィルタ）により第１の入力信号を
ＦＭ変調したＦＭ変調信号の瞬時周波数が追尾されると
共に上記可変同調フィルタの逆フィルタにより選択され
るディジタルキャリアを用いて第２の入力信号をディジ
タル変調して得られたディジタル変調信号を上記ＦＭ変
調信号に重畳して送信する。また本発明の受信方式にお
いては、送信信号から可変同調フィルタによりＦＭ変調
信号を抽出してＦＭ復調すると共に上記可変同調フィル
タの逆フィルタにより上記ディジタル変調信号を抽出し
ディジタル復調する。
タ（トラッキング・フィルタ）により第１の入力信号を
ＦＭ変調したＦＭ変調信号の瞬時周波数が追尾されると
共に上記可変同調フィルタの逆フィルタにより選択され
るディジタルキャリアを用いて第２の入力信号をディジ
タル変調して得られたディジタル変調信号を上記ＦＭ変
調信号に重畳して送信する。また本発明の受信方式にお
いては、送信信号から可変同調フィルタによりＦＭ変調
信号を抽出してＦＭ復調すると共に上記可変同調フィル
タの逆フィルタにより上記ディジタル変調信号を抽出し
ディジタル復調する。
【００１２】
【実施例】以下図面に示す本発明の実施例を説明する。
図１は本発明の送信方式の一実施例で、１はＦＭ変調
器、２は可変同調フィルタ回路（トラッキング・フィル
タ）、３，３’はその逆フィルタ回路、４は周波数分析
器、５はディジタルキャリア選択回路、６は入力データ
配列変換器、７はＯＦＤＭ変調器（ＩＦＦＴ）、８は加
算器、９は周波数変換回路、１０はバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）、１１は送信アンテナである。
図１は本発明の送信方式の一実施例で、１はＦＭ変調
器、２は可変同調フィルタ回路（トラッキング・フィル
タ）、３，３’はその逆フィルタ回路、４は周波数分析
器、５はディジタルキャリア選択回路、６は入力データ
配列変換器、７はＯＦＤＭ変調器（ＩＦＦＴ）、８は加
算器、９は周波数変換回路、１０はバンドパスフィルタ
（ＢＰＦ）、１１は送信アンテナである。
【００１３】図１において、アナログ変調信号ｖ（ｔ）
をＦＭ変調器１に入力してＩＦ帯（搬送波周波数１０．
７ＭHz）のＦＭ信号ｆ（ｔ）を得る。トラッキングフィ
ルタ回路２により前記ＦＭ信号ｆ（ｔ）の瞬時周波数を
追尾し、その結果として図４に示すように逆フィルタ回
路３で実線のトラッキング・フィルタ特性出力に対し点
線の逆フィルタ特性出力が作られる。この逆フィルタ特
性出力を周波数分析器４で分析し、その結果その分析出
力をディジタルキャリア選択回路５に入力することによ
って、アナログＦＭ信号に妨害を与えないディジタルキ
ャリアが２n本選択されてＯＦＤＭ変調器７に与えられ
る。ただし、ディジタルキャリア選択回路５の内部では
帯域幅２００ｋHzに対して予め（２n＋ｍ）本のキャリ
ア周波数が等間隔に決められている。２n＋ｍは図５で
示すように、ディジタル変調でのシンボル長Ｔｓから２
００ｋHz帯域幅に等間隔に立てることが可能なキャリア
数である。従ってｍは、逆フィルタの特性に対してＯＦ
ＤＭ変調に使用されるディジタルキャリアが２n本確保
されるように設定される。なお図５において点線のキャ
リアはＦＭ信号に妨害を与えるために使用しない。
をＦＭ変調器１に入力してＩＦ帯（搬送波周波数１０．
７ＭHz）のＦＭ信号ｆ（ｔ）を得る。トラッキングフィ
ルタ回路２により前記ＦＭ信号ｆ（ｔ）の瞬時周波数を
追尾し、その結果として図４に示すように逆フィルタ回
路３で実線のトラッキング・フィルタ特性出力に対し点
線の逆フィルタ特性出力が作られる。この逆フィルタ特
性出力を周波数分析器４で分析し、その結果その分析出
力をディジタルキャリア選択回路５に入力することによ
って、アナログＦＭ信号に妨害を与えないディジタルキ
ャリアが２n本選択されてＯＦＤＭ変調器７に与えられ
る。ただし、ディジタルキャリア選択回路５の内部では
帯域幅２００ｋHzに対して予め（２n＋ｍ）本のキャリ
ア周波数が等間隔に決められている。２n＋ｍは図５で
示すように、ディジタル変調でのシンボル長Ｔｓから２
００ｋHz帯域幅に等間隔に立てることが可能なキャリア
数である。従ってｍは、逆フィルタの特性に対してＯＦ
ＤＭ変調に使用されるディジタルキャリアが２n本確保
されるように設定される。なお図５において点線のキャ
リアはＦＭ信号に妨害を与えるために使用しない。
【００１４】ディジタル変調に使われるキャリア周波数
の組（２n本）が決定されると、ＯＦＤＭ変調器７に入
力されるディジタル変調データｄ（ｔ）は入力データ配
列変換器６によって使用キャリアに対応して配列変換が
行われる。ここで、使用されないキャリアに対応する入
力データには零を挿入する。ＯＦＤＭ（Orthogonal Fre
quency Division Multiplec）変調器７（例えば、定期
刊行物「ラジオ技術、１９９３年６月号第４９３頁及び
第４９４頁」参照）に入力されたデータは逆高速フーリ
エ変換の変調（ＩＦＦＴ）（Inverse Fast Fourier Tra
nsform）をうけ出力としてディジタル変調信号ｓ（ｔ）
が得られる。このディジタル変調信号ｓ（ｔ）を前述の
逆フィルタ３と同等な逆フィルタ３’でフィルタリング
することで、ＦＭ信号スペクトラムに妨害を与える不要
なスペクトラム成分が除去されたディジタル変調信号ｓ
1（ｔ）が得られる。更に、ディジタル変調信号ｓ
1（ｔ）の振幅は受信機側のＰＴＬ回路１４がディジタ
ル変調信号ｓ1（ｔ）の瞬時周波数を間違って追尾しな
いように、アナログＦＭ信号ｆ（ｔ）の振幅に対して低
く抑える必要がある。このディジタル信号ｓ1（ｔ）と
前述のＩＦ帯のＦＭ信号ｆ（ｔ）を加算器８で加算（重
畳）し、周波数変換回路９でＲＦ帯に帯域変換する。最
後に、ＢＰＦ１０で不要な周波数成分を取り除きアンテ
ナ１１で送信信号ｘ（ｔ）を送信する。
の組（２n本）が決定されると、ＯＦＤＭ変調器７に入
力されるディジタル変調データｄ（ｔ）は入力データ配
列変換器６によって使用キャリアに対応して配列変換が
行われる。ここで、使用されないキャリアに対応する入
力データには零を挿入する。ＯＦＤＭ（Orthogonal Fre
quency Division Multiplec）変調器７（例えば、定期
刊行物「ラジオ技術、１９９３年６月号第４９３頁及び
第４９４頁」参照）に入力されたデータは逆高速フーリ
エ変換の変調（ＩＦＦＴ）（Inverse Fast Fourier Tra
nsform）をうけ出力としてディジタル変調信号ｓ（ｔ）
が得られる。このディジタル変調信号ｓ（ｔ）を前述の
逆フィルタ３と同等な逆フィルタ３’でフィルタリング
することで、ＦＭ信号スペクトラムに妨害を与える不要
なスペクトラム成分が除去されたディジタル変調信号ｓ
1（ｔ）が得られる。更に、ディジタル変調信号ｓ
1（ｔ）の振幅は受信機側のＰＴＬ回路１４がディジタ
ル変調信号ｓ1（ｔ）の瞬時周波数を間違って追尾しな
いように、アナログＦＭ信号ｆ（ｔ）の振幅に対して低
く抑える必要がある。このディジタル信号ｓ1（ｔ）と
前述のＩＦ帯のＦＭ信号ｆ（ｔ）を加算器８で加算（重
畳）し、周波数変換回路９でＲＦ帯に帯域変換する。最
後に、ＢＰＦ１０で不要な周波数成分を取り除きアンテ
ナ１１で送信信号ｘ（ｔ）を送信する。
【００１５】図２は本発明の受信方式の一実施例で、１
２は受信アンテナ、１３は周波数変換回路、１４はＰＴ
Ｌ復調回路、１５は逆フィルタ、１６はＯＦＤＭ復調回
路（ＦＦＴ）である。図２で、アンテナ１２で送信信号
ｘ’（ｔ）を受信し、周波数変換回路１３でＩＦ帯の受
信信号ｆ’（ｔ）＋ｓ1（ｔ）を得る。ｆ’（ｔ）の振
幅に対してｓ1’（ｔ）の振幅が小さいために、ＰＴＬ
復調回路１４内のトラッキングフィルタ１７は受信ＦＭ
信号ｆ’（ｔ）の瞬時周波数を追尾する。そして、ＰＴ
Ｌ復調回路１４の出力としてディジタル信号の影響を受
けないＦＭ信号の復調信号ｖ’（ｔ）が得られる。
２は受信アンテナ、１３は周波数変換回路、１４はＰＴ
Ｌ復調回路、１５は逆フィルタ、１６はＯＦＤＭ復調回
路（ＦＦＴ）である。図２で、アンテナ１２で送信信号
ｘ’（ｔ）を受信し、周波数変換回路１３でＩＦ帯の受
信信号ｆ’（ｔ）＋ｓ1（ｔ）を得る。ｆ’（ｔ）の振
幅に対してｓ1’（ｔ）の振幅が小さいために、ＰＴＬ
復調回路１４内のトラッキングフィルタ１７は受信ＦＭ
信号ｆ’（ｔ）の瞬時周波数を追尾する。そして、ＰＴ
Ｌ復調回路１４の出力としてディジタル信号の影響を受
けないＦＭ信号の復調信号ｖ’（ｔ）が得られる。
【００１６】図３はＰＴＬ復調回路の一構成例で、１７
はトラッキングフィルタ、１８はリミッタ、１９はヒル
ベルトフィルタ、２０は位相比較器、２１はループフィ
ルタ、２２はアンプで、この構成自体は公知であるか
ら、その具体的な瞬時周波数の追尾動作、及びＦＭ信号
の復調過程は省略するが、詳細には、例えば前記「ラジ
オ技術、１９７８年１月号」を参照されたい。
はトラッキングフィルタ、１８はリミッタ、１９はヒル
ベルトフィルタ、２０は位相比較器、２１はループフィ
ルタ、２２はアンプで、この構成自体は公知であるか
ら、その具体的な瞬時周波数の追尾動作、及びＦＭ信号
の復調過程は省略するが、詳細には、例えば前記「ラジ
オ技術、１９７８年１月号」を参照されたい。
【００１７】また逆フィルタ回路１５の入力にもｆ’
（ｔ）＋ｓ1’（ｔ）が入力される。一方、ＰＴＬ復調
回路１４内で得られるトラッキングフィルタ特性から逆
フィルタ回路１５で、その逆フィルタ特性出力が生成さ
れ、出力としてＦＭ信号ｆ’（ｔ）がカットされたディ
ジタル信号ｓ1’（ｔ）が得られる。このｓ1’（ｔ）を
ＯＦＤＭ復調回路１６に入力すると、ＦＭ信号の影響を
受けないディジタル復調信号ｄ’（ｔ）が得られる。な
お、ＯＦＤＭ変調の説明は例えば、前記「ラジオ技術、
１９９３年６月号」を参照されたい。ＯＦＤＭ復調は、
変調過程の逆であり、ＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換
ＦＦＴ（Farst Fourier Transform）することにより復
調データが得られる。
（ｔ）＋ｓ1’（ｔ）が入力される。一方、ＰＴＬ復調
回路１４内で得られるトラッキングフィルタ特性から逆
フィルタ回路１５で、その逆フィルタ特性出力が生成さ
れ、出力としてＦＭ信号ｆ’（ｔ）がカットされたディ
ジタル信号ｓ1’（ｔ）が得られる。このｓ1’（ｔ）を
ＯＦＤＭ復調回路１６に入力すると、ＦＭ信号の影響を
受けないディジタル復調信号ｄ’（ｔ）が得られる。な
お、ＯＦＤＭ変調の説明は例えば、前記「ラジオ技術、
１９９３年６月号」を参照されたい。ＯＦＤＭ復調は、
変調過程の逆であり、ＯＦＤＭ信号を高速フーリエ変換
ＦＦＴ（Farst Fourier Transform）することにより復
調データが得られる。
【００１８】上述した方式によれば、図５に示すように
複数のディジタルキャリアを用いることができるので、
所定の周波数帯に妨害が生じても、妨害を受けていない
多数のデータを用いることができるから補正が容易であ
る。
複数のディジタルキャリアを用いることができるので、
所定の周波数帯に妨害が生じても、妨害を受けていない
多数のデータを用いることができるから補正が容易であ
る。
【００１９】
【発明の効果】以上説明したように本発明の送信方式に
よれば、ＦＭステレオ放送の帯域幅（２００ｋHz）全域
を用いてディジタル信号を送信するため、伝送レートの
高い送信を行うことができる。従って従来のＦＭ多重方
式よりも高品質のサービス（サイマルキャスト、画像伝
送等）が可能になる。またＦＭ信号の瞬時周波数以外に
配置されるディジタルキャリアを用いているため、アナ
ログＦＭ信号に妨害を与えることなく多重ディジタル信
号を送信することができる。従って周波数利用効率が向
上する。更に本発明の受信方式によれば、従来のＦＭ多
重方式に比べて高品質な情報データの受信が可能であ
る。
よれば、ＦＭステレオ放送の帯域幅（２００ｋHz）全域
を用いてディジタル信号を送信するため、伝送レートの
高い送信を行うことができる。従って従来のＦＭ多重方
式よりも高品質のサービス（サイマルキャスト、画像伝
送等）が可能になる。またＦＭ信号の瞬時周波数以外に
配置されるディジタルキャリアを用いているため、アナ
ログＦＭ信号に妨害を与えることなく多重ディジタル信
号を送信することができる。従って周波数利用効率が向
上する。更に本発明の受信方式によれば、従来のＦＭ多
重方式に比べて高品質な情報データの受信が可能であ
る。
【図１】本発明の送信方式の一実施例を示すブロック図
である。
である。
【図２】本発明の受信方式の一実施例を示すブロック図
である。
である。
【図３】ＰＴＬ復調回路の一構成例を示すブロック図で
ある。
ある。
【図４】ＦＭ信号の瞬時周波数を追尾するトラッキング
フィルタ特性（実線）とその逆フィルタ特性（点線）を
示す図である。
フィルタ特性（実線）とその逆フィルタ特性（点線）を
示す図である。
【図５】逆フィルタ特性を周波数分析した結果、選択さ
れたキャリア（実線）を使用してディジタルデータをＯ
ＦＤＭ変調した時のスペクトラムを示す図である。
れたキャリア（実線）を使用してディジタルデータをＯ
ＦＤＭ変調した時のスペクトラムを示す図である。
【図６】従来のＦＭ多重方式の周波数スペクトル図であ
る。
る。
【図７】従来のＦＭ多重方式のベースバンドでのＦＭ信
号と多重信号のスペクトル図である。
号と多重信号のスペクトル図である。
１ ＦＭ変調器 ２ トラッキングフィルタ ３，３’ 逆フィルタ ４ 周波数分析器 ５ ディジタルキャリア選択回路 ６ 入力データ配列変換器 ７ ＯＦＤＭ変調器 ８ 加算器 １４ ＰＴＬ復調回路 １５ 逆フィルタ １６ ＯＦＤＭ復調回路
Claims (6)
- 【請求項１】 第１の入力信号をＦＭ変調してＦＭ変調
信号を出力するＦＭ変調手段と、可変同調フィルタによ
って上記ＦＭ変調信号の瞬時周波数を追尾すると共に上
記可変同調フィルタの逆フィルタにより所定のディジタ
ルキャリアを選択するディジタルキャリア選択手段と、
第２の入力信号を上記ディジタルキャリアに応じてディ
ジタル変調してディジタル変調信号を出力するディジタ
ル変調手段と、上記ＦＭ変調信号にディジタル変調信号
を重畳して送信する加算手段と、から成ることを特徴と
する送信方式。 - 【請求項２】 前記ディジタルキャリア選択手段は、前
記可変同調フィルタと、その逆フィルタと、逆フィルタ
出力を周波数分析する周波数分析器と、その分析出力か
ら所定のディジタルキャリアを選択するディジタルキャ
リア選択回路とを含み、かつ前記ディジタル変調手段
は、第２の入力信号を上記所定のディジタルキャリアに
基づいて配列変換する配列変換器と、配列変換された第
２の入力信号をディジタル変調するＯＦＤＭ変調器と、
そのディジタル変調信号から不要なスペクトラム成分を
除去する逆フィルタと、を含むことを特徴する請求項１
に記載の送信方式。 - 【請求項３】 第１の入力信号がアナログ変調信号で、
第２の入力信号がディジタル変調データであることを特
徴とする請求項１又は２に記載の送信方式。 - 【請求項４】 受信された送信信号から可変同調フィル
タによりＦＭ変調信号を抽出しＦＭ復調するＦＭ復調手
段と、上記送信信号から上記可変同調フィルタの逆フィ
ルタによりディジタル変調信号を抽出しディジタル復調
するディジタル復調手段と、から成ることを特徴とする
受信方式。 - 【請求項５】 前記ＦＭ復調手段は、前記可変同調フィ
ルタを有するＰＴＬ復調回路を含み、前記ディジタル復
調手段は前記逆フィルタ及びＯＦＤＭ復調回路を含むこ
とを特徴とする請求項４に記載の受信方式。 - 【請求項６】 送信方式が、第１の入力信号をＦＭ変調
してＦＭ変調信号を出力するＦＭ変調手段と、可変同調
フィルタによって上記ＦＭ変調信号の瞬時周波数を追尾
すると共に上記可変同調フィルタの逆フィルタにより所
定のディジタルキャリアを選択するディジタルキャリア
選択手段と、第２の入力信号を上記ディジタルキャリア
に応じてディジタル変調してディジタル変調信号を出力
するディジタル変調手段と、上記ＦＭ変調信号にディジ
タル変調信号を重畳して送信する加算手段と、から成
り、受信方式が、受信された送信信号から可変同調フィ
ルタによりＦＭ変調信号を抽出しＦＭ復調するＦＭ復調
手段と、上記送信信号から上記可変同調フィルタの逆フ
ィルタによりディジタル変調信号を抽出しディジタル復
調するディジタル復調手段と、から成ることを特徴とす
る受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6110502A JPH07297748A (ja) | 1994-04-26 | 1994-04-26 | 送受信方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6110502A JPH07297748A (ja) | 1994-04-26 | 1994-04-26 | 送受信方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07297748A true JPH07297748A (ja) | 1995-11-10 |
Family
ID=14537398
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6110502A Pending JPH07297748A (ja) | 1994-04-26 | 1994-04-26 | 送受信方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07297748A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10200500A (ja) * | 1997-01-16 | 1998-07-31 | Fujitsu Ten Ltd | マルチキャリア変調方式の受信装置 |
| KR20010064229A (ko) * | 1999-12-27 | 2001-07-09 | 오길록 | 에프엠 대역에서의 디지털 오디오 방송 시스템 |
| EP0866577A3 (en) * | 1997-03-18 | 2003-12-17 | Lucent Technologies Inc. | Band insertion and precancellation technique for simultaneous communications of analog frequency-modulated and digitally modulated signals |
| JP2004529577A (ja) * | 2001-05-17 | 2004-09-24 | ディセニョ・デ・システマス・エン・シリシオ・ソシエダッド・アノニマ | 電気的なネットワークに関するマルチユーザーディジタルｏｆｄｍ送信システム用の自動利得制御システム |
-
1994
- 1994-04-26 JP JP6110502A patent/JPH07297748A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH10200500A (ja) * | 1997-01-16 | 1998-07-31 | Fujitsu Ten Ltd | マルチキャリア変調方式の受信装置 |
| EP0866577A3 (en) * | 1997-03-18 | 2003-12-17 | Lucent Technologies Inc. | Band insertion and precancellation technique for simultaneous communications of analog frequency-modulated and digitally modulated signals |
| KR20010064229A (ko) * | 1999-12-27 | 2001-07-09 | 오길록 | 에프엠 대역에서의 디지털 오디오 방송 시스템 |
| JP2004529577A (ja) * | 2001-05-17 | 2004-09-24 | ディセニョ・デ・システマス・エン・シリシオ・ソシエダッド・アノニマ | 電気的なネットワークに関するマルチユーザーディジタルｏｆｄｍ送信システム用の自動利得制御システム |
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