JPH07303063A

JPH07303063A - エコーキャンセラおよびエコーパス推定方法

Info

Publication number: JPH07303063A
Application number: JP11759194A
Authority: JP
Inventors: Toshiro Kawahara; 敏朗河原; Masato Saegusa; 正人三枝
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; NTT Inc
Priority date: 1994-05-07
Filing date: 1994-05-07
Publication date: 1995-11-14

Abstract

(57)【要約】【目的】エコーパスの変動に対して高い収束速度と安
定度とを併せ持つエコーパス推定方法を提供する。【構成】遅延時間測定回路７は、ハイブリッド回路２
を介して発生するエコー信号の、伝送信号に対する遅延
時間Ｔ_Dを測定する。エコーパス推定／疑似エコー生成
回路３は、伝送信号のサンプリング結果ｘ_k-n,ｘ_k-n+1,
・・・・,ｘ_k-2,ｘ_k-1にステップゲインα_n,α_n-1,・・・・,
α₂,α₁を各々乗算し、所定の学習アルゴリズムにより
エコーパスの推定を行い、疑似エコー信号を生成する。
ここで、ステップゲイン設定回路８は、エコー信号の包
絡線に沿って係数α_n,α_n-1,・・・・,α₂,α₁を設定する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、移動通信網や長距離電
話回線網に用いて好適なエコーキャンセラおよびこのエ
コーキャンセラに用いて好適なエコーパス推定方法に関
する。

【０００２】

【従来の技術】海底ケーブルあるいは通信衛星などを経
由する長距離電話回線では、一般に両端に接続される加
入者線は２線式であり、中間の長距離伝送部分は信号増
幅などのために４線式となっている。同様に、移動電話
（又は、セルラーホーン（ｃｅｌｌｕｌａｒｐｈｏｎ
ｅ））を用いた移動通信網では、固定側アナログ電話の
加入者線は２線式であり、移動電話の端末から交換機等
に至る部分は４線式となっている。この場合、２線と４
線との接続部分には、４線／２線の変換を行うためのハ
イブリッド回路が設けられている。このハイブリッド回
路は、２線式回線のインピーダンスと整合するように設
計されるが、常に良好な整合を得ることは困難であるた
め、ハイブリッド回路の４線入力側へ到来した受信信号
が４線出力側へ漏洩し、いわゆるエコーが発生する。か
かるエコーは、送話者の音声より低レベルで、なおか
つ、一定時間遅延して送話者に到達するため、通話障害
が生ずる。

【０００３】このようなエコーによる通話障害は、信号
伝搬時間が長くなるに従って顕著になる。特に、移動電
話による移動通信の場合は、交換機等までの無線通信区
間において各種の処理を行うため信号の遅延量が多く、
エコーによる通話障害が特に問題となる。なお、インパ
ルス応答に対するエコー波形の一例を図２(ａ)に示す。
同図においては、時刻ｔ＝０に遠端音声信号Ｒｏｕｔと
してインパルス信号が出力されたことを想定している。
このインパルス信号は、ハイブリッド回路２を介して、
エコーである近端音声信号Ｓｉｎとしてエコーキャンセ
ラ１に帰還されるが、帰還されるまでに遅延時間Ｔ_Dを
要している。その後、近端音声信号Ｓｉｎは大幅に変動
し徐々に収束する。

【０００４】上記のエコーを阻止する装置としてエコー
サプレッサやエコーキャンセラがある。図３は、移動通
信網に用いられるエコーキャンセラの概略構成を示す。
ここに示されるエコーキャンセラ１は、ハイブリッド回
路２の前段に設けられている。この図では、通常のアナ
ログ電話の加入者を近端話者といい、移動電話などの加
入者を遠端話者という。また、エコーキャンセラ１に入
力される遠端音声信号をＲｉｎ、エコーキャンセラ１か
ら出力される遠端音声信号をＲｏｕｔ、また、エコーキ
ャンセラ１に入力される近端音声信号をＳｉｎ、エコー
キャンセラ１から出力される近端音声信号をＳｏｕｔで
示す。

【０００５】図３に示すエコーキャンセラ１は、エコー
パス推定／疑似エコー生成回路３、制御装置４、加算器
５及び非線形処理回路６より構成される。ここで、エコ
ーパス推定／疑似エコー生成回路３は、遠端音声入力Ｒ
ｉｎと近端音声入力Ｓｉｎを基に、ハイブリッド回路２
の応答特性を検出し、以って、エコーパス（即ち、エコ
ーが伝搬する線路）を推定する。次に、その推定結果と
遠端音声入力Ｒｉｎとの畳み込み演算によって、予想さ
れるハイブリッド回路２からのエコー（即ち、疑似エコ
ー）を生成する。加算器５において、この疑似エコーが
近端音声入力Ｓｉｎから減算され、以って、エコーが打
ち消される。

【０００６】ところで、伝送回線ではデジタル信号の伝
送が行われ、かかるデジタル信号の処理を行うエコーキ
ャンセラ１とアナログ回線への変換を行うハイブリッド
回路２との間ではＤ／Ａ変換（一般には、μ−ＬＡＷ変
換）が行われる。このため、遠端音声出力Ｒｏｕｔと近
端音声入力Ｓｉｎとの間では非線形特性の関係が成立す
ることとなり、エコーパス推定／疑似エコー生成回路３
等による線形演算のみでは完全なエコーキャンセルを行
うことができない。このため、キャンセルしきれないエ
コー成分が発生してしまう。かかるエコー成分（「残留
エコー」という。）を消去するため、非線形処理回路６
が設けられている。この非線形処理回路６は、非線形ス
イッチング操作を行う。即ち、近端音声出力Ｓｏｕｔが
エコーのみによって構成されている場合、すなわち遠端
話者だけが送話状態にある場合（この場合を「遠端話者
シングルトーク」という。）には、近端音声出力Ｓｏｕ
ｔの伝送を阻止するようスイッチング操作を行うか、或
いは、近端音声出力Ｓｏｕｔを疑似雑音に置き換えるよ
うな操作を行う。

【０００７】制御装置４は、エコーパス推定／疑似エコ
ー生成回路３及び非線形処理回路６の制御を行う。即
ち、遠端者の無送話状態の検出、或いは、ダブルトーク
の検出を行い、エコーパス推定の学習機能のＯＮ／ＯＦ
Ｆ制御を行うとともに、遠端話者シングルトークの検出
を行い、非線形処理回路６のスイッチング操作の制御を
行う。

【０００８】ところで、上述したエコーパス推定／疑似
エコー生成回路３は、図３に示すように、エコーパス推
定回路３ａ、ｈレジスタ３ｂおよび疑似エコー生成回路
３ｃを有している。この場合、エコーパス推定回路３ａ
は、一般に、適応アルゴリズムの中で比較的演算量が少
なく、良好な収束特性をもつ学習同定法を用いてエコー
パスを推定し、推定したエコーパスに対応したタップ係
数（後述）をＨレジスタ３ｂに書き込む。そして、疑似
エコー生成回路３ｃは、ＦＩＲ型適応デジタルフィルタ
で構成されており、Ｈレジスタ３ｂ内のタップ係数を用
いて、遠端音声入力Ｒｉｎとの畳み込み演算によって、
疑似エコーを発生する。

【０００９】学習同定法は、例えば、電気通信学会論文
誌’77/11 Vol.J60-A NOo.11の論文「学習同定法を用い
たエコーキャンセラのエコー打消特性について」（板
倉、西川）に示されているように周知の推定法である。
以下に、この論文に記載された学習同定法の概略につい
て簡単に説明する。なお、本明細書においては、ベクト
ル量を表す変数は、左上に添字“^v”を付す。

【００１０】まず、エコーパスの信号伝搬特性を線形と
仮定し、そのインパルス応答ｈ（ｔ）と入力信号ｘ
（ｔ）とを用いれば、時刻ｋＴ（Ｔはサンプリング間
隔）におけるエコーｙkは、

【００１１】

【数１】ｙ_k＝^vｈ^t・^vｘ_k で表される。但し、

【００１２】

【数２】^v ｈ＝（ｈ₁,ｈ₂,……,ｈ_n）^t，ｈ_j＝ｈ（_jＴ）^v ｘ_k＝（ｘ_k-1，ｘ_k-2，……，ｘ_k-n）^t，ｘ_j＝ｘ
（_jＴ）（ここで、^tはベクトルの転置）である。一方、時刻ｋ
Ｔにおける^vｈの推定値を^vＨ_k（以下、タップ係数とい
う）とすれば、ｙ_kの推定値Ｙ_kは、

【００１３】

【数３】Ｙ_k＝^vＨ_k ^t・^vｘ_k で与えられる。そして、学習同定法によるＨ_kの逐次修
正は、

【００１４】

【数４】によって行われる。ただし、ｅ_kは、

【００１５】

【数５】ｅ_k＝ｙ_k−Ｙ_k であり、残留エコーである。また、εは入力信号ｘ
（ｔ）のピーク値の「１／５〜１／１０」程度の大きさ
に選んでおく。この残留エコーは、加算器５の出力側に
現れる。そして、上記数５からも明かなように、残留エ
コーが減少するように次のタップ係数^vＨ_k+1を算出する
ようにしている。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】ところで、数４におい
ては、ステップゲインαを「１」に設定すると、サンプ
リング時間あたりの^vＨ_kの修正量が大きく、収束速度が
最も速くなるが、回線雑音等によって^vＨ_kの修正を誤る
と、誤りに基づく雑音等も増大する。。一方、ステップ
ゲインαが小さい場合には、^vＨ_kの修正量は小さくなる
が、修正誤差も小さくすることができ、高い安定度が得
られる。すなわち、数４に基づいて^vＨ_kを修正する限り
においては、収束速度を高めることと安定度を向上させ
ることとは相反する要求であり、双方を共に満足させる
ことは困難であった。この発明は上述した事情に鑑みて
なされたものであり、エコーパスの変動に対して高い収
束速度と安定度とを併せ持つエコーキャンセラおよびエ
コーパス推定方法を提供することを目的としている。

【００１７】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
請求項１に係る構成にあっては、４線路を通じて送られ
る音声と２線路を通じて送られる音声との間の伝送を行
う電話回線網に設けられるエコーキャンセラにおいて、
４線路側から２線路側に伝搬される伝送信号と２線路側
から４線路側に伝搬されるエコー信号とに基づいて、前
記伝送信号に対する前記エコー信号の遅延時間Ｔ_Dを測
定する遅延時間測定手段と、前記伝送信号をサンプリン
グ間隔Ｔで順次サンプリングして得たサンプリング結果
ｘ_k-n,ｘ_k- _n+1,・・・・,ｘ_k-2,ｘ_k-1と、これらサンプリン
グ結果に各々対応するとともに学習の収束速度を決定す
る係数α_n,α_n-1,・・・・,α₂,α₁と、前記エコー信号とに
基づいて所定の学習アルゴリズムによりエコーパスの推
定を行い、疑似エコー信号を生成する疑似エコー生成手
段と、前記エコー信号の波形に対応して前記係数α_n,α
_n-1,・・・・,α₂,α₁を設定する係数設定手段とを具備する
ことを特徴としている。

【００１８】また、請求項２に係る構成にあっては、４
線路を通じて送られる音声と２線路を通じて送られる音
声との間の伝送を行う電話回線網に対してエコーパスの
推定を行うエコーパス推定方法において、４線路側から
２線路側に伝搬される伝送信号と２線路側から４線路側
に伝搬されるエコー信号とに基づいて、前記伝送信号に
対する前記エコー信号の遅延時間Ｔ_Dを測定し、前記伝
送信号をサンプリング間隔Ｔで順次サンプリングして得
たサンプリング結果ｘ_k-n,ｘ_k-n+1,・・・・,ｘ_k-2,ｘ
_k-1と、これらサンプリング結果に各々対応するととも
に学習の収束速度を決定する係数α_n,α_n-1,・・・・,α₂,
α₁と、前記エコー信号とに基づいて所定の学習アルゴ
リズムによりエコーパスの推定を行い、前記エコー信号
の波形に対応して前記係数α_n,α_n-1,・・・・,α₂,α₁を設
定することを特徴としている。

【００１９】また、請求項３に係る構成にあっては、請
求項１に係るエコーキャンセラにおいて、前記疑似エコ
ー生成手段は、前記エコー信号の包絡線に沿って前記係
数α_n,α_n-1,・・・・,α₂,α₁を設定することを特徴として
いる。

【００２０】

【作用】請求項１に係る構成にあっては、遅延時間測定
手段は、４線路側から２線路側に伝搬される伝送信号と
２線路側から４線路側に伝搬されるエコー信号とに基づ
いて、伝送信号に対するエコー信号の遅延時間Ｔ_Dを測
定する。また、疑似エコー生成手段は、伝送信号をサン
プリング間隔Ｔで順次サンプリングして得たサンプリン
グ結果ｘ_k-n,ｘ_k-n+1,・・・・,ｘ_k-2,ｘ_k-1と、これらサン
プリング結果に各々対応するとともに学習の収束速度を
決定する係数α_n,α_n-1,・・・・,α₂,α₁と、エコー信号と
に基づいて所定の学習アルゴリズムによりエコーパスの
推定を行い、疑似エコー信号を生成する。ここで、係数
設定手段は、エコー信号の波形に対応して係数α_n,α
_n-1,・・・・,α₂,α₁を設定する。

【００２１】また、請求項２に係る構成にあっては、４
線路側から２線路側に伝搬される伝送信号と２線路側か
ら４線路側に伝搬されるエコー信号とに基づいて、伝送
信号に対するエコー信号の遅延時間Ｔ_Dが測定され、伝
送信号をサンプリング間隔Ｔで順次サンプリングして得
たサンプリング結果ｘ_k-n,ｘ_k-n+1,・・・・,ｘ_k-2,ｘ
_k-1と、これらサンプリング結果に各々対応するととも
に学習の収束速度を決定する係数α_n,α_n-1,・・・・,α₂,
α₁と、エコー信号とに基づいて所定の学習アルゴリズ
ムによりエコーパスの推定が行われる。ここで、係数α
_n,α_n-1,・・・・,α₂,α₁は、エコー信号の波形に対応して
設定される。

【００２２】また、請求項３に係る構成にあっては、係
数設定手段は、エコー信号の包絡線に沿って係数α_n,α
_n-1,・・・・,α₂,α₁を設定する。

【００２３】

【実施例】Ａ．実施例の構成以下、図１を参照してこの発明の一実施例について説明
する。なお、図において図３の各部に対応する部分には
同一の符号を付け、その説明を省略する。図１において
は、図３におけるエコーパス推定回路３ａに代えてエコ
ーパス推定回路３ｄが設けられている。７は遅延時間測
定回路であり、近端音声信号Ｓｉｎと遠端音声信号Ｒｏ
ｕｔとに基づいて遅延時間Ｔ_D（図２(ａ)参照）を求
め、この結果を出力する。なお、遅延時間Ｔ_Dを求める
手法としては、例えば、所定期間内において近端音声信
号Ｓｉｎのピークが発生する時刻と遠端音声信号Ｒｏｕ
ｔのピークが発生する時刻との差を求めてもよく、両信
号の相互相関によって求めてもよい。次に、８はステッ
プゲイン設定回路であり、遅延時間Ｔ_Dが供給される
と、下記数６に基づいて、ステップゲイン^vαを算出す
る。

【００２４】

【数６】^v α＝（α₁,α₂,……,α_n），α_j＝Ａ（ｊＴ）但し、

【００２５】数６においてｎはエコーパス推定回路３ｄ
におけるタップ数、Ｔはサンプリング間隔である。ここ
で、関数Ａ（ｔ）の波形を図２(ｂ)の破線で示す。数６
から明らかなように、ステップゲイン^vαは、関数Ａ
（ｔ）をサンプリング間隔Ｔ毎の離散値で表現したもの
になる。ここで、数６のようにステップゲイン^vαを設
定する理由について説明しておく。まず、本発明者らの
研究によれば、係数α_n,α_n- ₁,・・・・,α₂,α₁をエコー波
形の包絡線に沿って設定すると、エコーパス推定におけ
る収束速度を高くすることができ、しかも高い安定度が
得られることが判明した。これは、エコーの影響が顕著
に現れるタイミングにおいては、対応する係数を大とす
ることにより収束速度を高くすることができ、エコーパ
スの学習に関して高い追従特性を確保できるとともに、
エコーの影響が小さいタイミングにおいては収束速度を
遅くすることにより回線雑音等による誤学習の影響を抑
制することができるからである。かかる事情に鑑み、数
６および図２(ｂ)に示す係数α_n,α_n-1,・・・・,α₂,α
₁は、同図(ａ)に示すエコー波形の包絡線に沿って設定
されている。

【００２６】次に、エコーパス推定回路３ｄは、下記数
７に基づいて^vＨ_k+1の推定を行う。なお、数４と数７と
を比較すると、数４における“α^vｘ_k”に代えて、数７
では ^vｚ_k＝（α₁ｘ_k-1,α₂ｘ_k-2,・・・・,α_nｘ_k-n）が用
いられている。

【００２７】

【数７】但し、^vｚ_k＝（α₁ｘ_k-1,α₂ｘ_k-2,・・・・,α_nｘ_k-n）

【００２８】Ｂ．実施例の動作次に、本実施例の動作を説明する。まず、遠端話者が何
らかの音声を発すると、その内容が遠端音声信号Ｒｏｕ
ｔとして遅延時間測定回路７に供給される。やがて、こ
れに基づくエコーである近端音声信号Ｓｉｎが遅延時間
測定回路７に供給されると、遅延時間Ｔ_Dが算出され、
その値がステップゲイン設定回路８に供給される。ステ
ップゲイン設定回路８においては数６に基づいてステッ
プゲイン^vαが算出される。そして、エコーパス推定回
路３ｄにおいては、数７に基づいて、残留エコーが減少
するように、次のタップ係数^vＨ_k+1が逐次算出される。

【００２９】ここで、図２(ｂ)によれば、ステップゲイ
ンα₁,α₂,・・・・,α_nのうち最も値の大きなものはα_pで
あり、数７によればこのステップゲインα_pは、ｐサン
プリング周期前の入力信号ｘ_pに乗算される。同図(ａ)
によれば、インパルス入力に対するエコーは、遅延時間
Ｔ_D（時間ｐＴとほぼ等しい）を経過した直後において
最大の振幅を有し、その後徐々に減衰する。すなわち、
本実施例によれば、エコー波形の包絡線に沿ってステッ
プゲイン^vαを設定したから、エコーの影響が顕著に現
れるタイミングにおいてステップゲインを大きくするこ
とができ、エコーパスの学習に関して高い追従特性を有
することが判る。

【００３０】一方、本実施例においては、ステップゲイ
ンα_p+1〜α_nの値は順次小となっているため、ベクトル
^vｚ_kのうちエコーの影響が小さい成分（時刻Ｔ（ｋ−
ｎ）近傍の入力信号に対応する成分）については追従特
性は若干犠牲になる。しかし、かかる成分については、
元々エコーレベルが低いため、これらの成分の追従特性
が犠牲になったとしても全体の追従特性に対する影響は
小さい。逆に、これらの成分に対応するステップゲイン
を小としたことにより、回線雑音等による誤学習の影響
を抑制することができ、きわめて高い安定度が得られる
のである。

【００３１】Ｃ．変形例本発明は上述した実施例に限定されるものではなく、例
えば以下のように種々の変形が可能である。上記実施例においては、ステップゲイン^vαは数６に
よって決定されたが、ステップゲイン^vαはエコー波形
の包絡線に対応して決定されたものであるため、エコー
波形が図２(ａ)に示したものと異なる場合は、そのエコ
ー波形に応じて適宜ステップゲインαの波形を決定して
もよいことは言うまでもない。また、電話回線網に複数
種類のハイブリッドが設けられる場合は、各ハイブリッ
ド毎にエコー波形も異なるが、かかる場合は以下のよう
にしてステップゲイン^vαを決定するとよい。まず、図
２(ａ)において、エコーパスは回線における遅延部分
（時刻Ｔ_D以前の部分）と、ハイブリッドによって形状
の決定される部分（時刻Ｔ_D以降の部分）とに分けるこ
とができる。そこで、後者の部分について、収束が速く
なるようなステップゲイン^vαを、予め各種のハイブリ
ッドについて求めておき、このパターンのデータベース
を作成しておく。例えば、図４(ａ)，(ｂ)に示すような
パターンを想定すると、両者に対応するステップゲイン
^vαは、各々同図(ｃ)，(ｄ)に示すようになる。その両
方に収束しやすいステップゲイン^vαは、これらを重ね
あわせたもの（同図(ｅ)）である。従って、同図(ｅ)に
示す波形を遅延時間Ｔ_Dだけ遅延させ、これによってス
テップゲイン^vαを決定するとよい。なお、上述したデ
ータベースにおいて、現在用いられている回線に対応す
るエコーパターンを検索する手法としては、例えば該デ
ータベースに記憶された全てのエコーパターンに基づい
てステップゲイン^vαを変化させながら収束速度を測定
し、最も収束速度の速いパターンを採用するとよい。

【００３２】エコーパス推定／疑似エコー生成回路３
は学習同定法を採用するものに限られるものではなく、
カルマンフィルタ等、各種の適応アルゴリズムを用いて
もよい。すなわち、本発明は、学習の収束速度を決定す
る複数の係数（例えば上記実施例におけるステップゲイ
ンα_n,α_n-1,・・・・,α₂,α₁）を用いるものであれば、こ
れら係数を適宜変更することによって適用できる。

【００３３】エコーパス推定／疑似エコー生成回路３
は、最初は疑似エコー信号Ｙのレベルを推定した値より
も小さくするとともに、時間の経過とともに本来のレベ
ルに戻すように構成してもよい。これは、最初の段間で
は疑似エコーを正確に推定することが困難であるため、
最初から疑似エコー信号Ｙのレベルを高くしておくと、
かえって雑音を発生させる等の不具合を生ずるからであ
る。

【００３４】上記実施例においては、遠端話者の発し
た音声に基づいてエコーパスの推定を行ったが、他の信
号を用いてエコーパスの推定を行ってもよい。例えば、
近端発呼の場合はリングバックトーンを用いてエコーパ
スを推定し、遠端発呼の場合は近端側のオフフックが発
生した直後にハイブリッドにトレーニング信号を送信
し、これらに基づいてエコーパスを推定してもよい。こ
れにより、近端話者および遠端話者が実際に通話を開始
した際には、既に確度の高いエコーパス推定が完了する
ことになるからである。

【００３５】

【発明の効果】以上説明したように、この発明のエコー
キャンセラおよびエコーパス推定方法によれば、エコー
信号の波形に対応して（エコー信号の包絡線に沿って）
係数α_n,α_n-1,・・・・,α₂,α₁を設定するから、エコーの
影響が顕著に現れるタイミングにおいて収束速度を高く
することができ、エコーパスの学習に関して高い追従特
性を確保できるとともに、エコーの影響が小さいタイミ
ングにおいては収束速度を遅くすることにより回線雑音
等による誤学習の影響を抑制することができ、きわめて
高い安定度が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】一実施例のエコーキャンセラのブロック図であ
る。

【図２】一実施例のエコーキャンセラの動作説明図であ
る。

【図３】従来のエコーキャンセラのブロック図である。

【図４】一実施例の変形例の動作説明図である。

【符号の説明】

３エコーパス推定／疑似エコー生成回路（疑似エコー
生成手段）７遅延時間測定回路（遅延時間測定手段）８ステップゲイン設定回路（係数設定手段）

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】４線路を通じて送られる音声と２線路を
通じて送られる音声との間の伝送を行う電話回線網に設
けられるエコーキャンセラにおいて、４線路側から２線路側に伝搬される伝送信号と２線路側
から４線路側に伝搬されるエコー信号とに基づいて、前
記伝送信号に対する前記エコー信号の遅延時間Ｔ_Dを測
定する遅延時間測定手段と、前記伝送信号をサンプリング間隔Ｔで順次サンプリング
して得たサンプリング結果ｘ_k-n,ｘ_k-n+1,・・・・,ｘ_k-2,
ｘ_k-1と、これらサンプリング結果に各々対応するとと
もに学習の収束速度を決定する係数α_n,α_n-1,・・・・,
α₂,α₁と、前記エコー信号とに基づいて所定の学習ア
ルゴリズムによりエコーパスの推定を行い、疑似エコー
信号を生成する疑似エコー生成手段と、前記エコー信号の波形に対応して前記係数α_n,α_n-1,・・
・・,α₂,α₁を設定する係数設定手段とを具備することを
特徴とするエコーキャンセラ。
【請求項２】４線路を通じて送られる音声と２線路を
通じて送られる音声との間の伝送を行う電話回線網に対
してエコーパスの推定を行うエコーパス推定方法におい
て、４線路側から２線路側に伝搬される伝送信号と２線路側
から４線路側に伝搬されるエコー信号とに基づいて、前
記伝送信号に対する前記エコー信号の遅延時間Ｔ_Dを測
定し、前記伝送信号をサンプリング間隔Ｔで順次サンプリング
して得たサンプリング結果ｘ_k-n,ｘ_k-n+1,・・・・,ｘ_k-2,
ｘ_k-1と、これらサンプリング結果に各々対応するとと
もに学習の収束速度を決定する係数α_n,α_n-1,・・・・,
α₂,α₁と、前記エコー信号とに基づいて所定の学習ア
ルゴリズムによりエコーパスの推定を行い、前記エコー信号の波形に対応して前記係数α_n,α_n-1,・・
・・,α₂,α₁を設定することを特徴とするエコーパス推定
方法。
【請求項３】請求項１に係るエコーキャンセラにおい
て、前記疑似エコー生成手段は、前記エコー信号の包絡線に
沿って前記係数α_n,α_n-1,・・・・,α₂,α₁を設定すること
を特徴とするエコーキャンセラ。