JPH0731076A - スイッチング方式の充電装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 電力損失が少なく、高周波用トランスの構成
が簡単で、コストの上昇を抑えた、スイッチング方式の
充電装置を提供する。 【構成】 直流−直流変換回路２０が、スイッチング素
子２１と、高周波用のトランス２２と、整流用のダイオ
ード２６とから構成される。主電源回路１０の整流出力
電圧Ｖ10が、トランス２２の１次コイル２２ｐと、スイ
ッチング素子２１との直列回路に供給されて、ダイオー
ド２６から充電電圧Ｖ20が取り出される。副電源回路４
０に別の整流用のダイオード４４を設ける。この別のダ
イオード４４をトランス２２の帰還コイル２２ｆに接続
する。別のダイオード４４から出力される直流電圧Ｖ44
を充電制御回路３０に供給する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、比較的低電圧の２次
電池の充電に好適な、スイッチング方式の充電装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】まず、図３を参照しながら、従来のスイ
ッチング方式の充電装置の１例について説明する。図３
において、３は充電の対象となる２次電池を示し、この
例においては、電池３は、いわゆるヘッドホンステレオ
の電源として使用されるニッケル・水素電池であり、そ
の公称電圧は2.4Ｖ、容量は1.2Ａｈである。

【０００３】さらに、１０は主電源回路、２０は直流−
直流変換回路、３０は充電制御回路を構成するマイクロ
コンピュータ、４０は副電源回路である。そして、主電
源回路１０においては、例えば100Ｖの交流電圧が、商
用電源入力端子１ａ、１ｂからスイッチ１１を通じてダ
イオード１２に供給され、コンデンサ１３の両端子間
に、120〜130Ｖの直流電圧Ｖ10が取り出される。

【０００４】また、直流−直流変換回路２０は、スイッ
チング方式により、主電源回路１０の直流電圧Ｖ10を充
電用の直流電圧Ｖ20に変換するものである。このため、
直流出力Ｖ10が、トランス２２の１次コイル２２ｐを通
じてスイッチング用のトランジスタ２１のコレクタに供
給されるとともに、抵抗器Ｒ1を通じて、トランジスタ
２１のベースに供給され、トランジスタ２１のエミッタ
と基準電位点（アース）との間に、抵抗器Ｒ2とコンデ
ンサＣ2とが並列に接続される。

【０００５】さらに、トランジスタ２１のベースは、ト
ランジスタ２３のコレクタ・エミッタを通じて基準電位
点に接続されるとともに、直列接続されたコンデンサＣ
3及び抵抗器Ｒ3と、トランス２２の帰還コイル２２ｆと
を通じて基準電位点に接続される。そして、ダイオード
２４が、トランジスタ２１のエミッタとトランジスタ２
３のベースとの間に接続される。

【０００６】また、トランジスタ２１のエミッタには、
抵抗器Ｒ4を通じて、エミッタ接地のトランジスタ２５
のコレクタが接続され、このトランジスタ２５のベース
には、抵抗器Ｒ5を通じて、マイコン３０の制御端子３
０ｃからモード制御信号Ｓmdが供給される。このモード
制御信号Ｓmdは、２次電池３の充電開始時には“Ｈ”で
あり、後述のように、満充電が検出されると、“Ｌ”と
なる信号である。

【０００７】さらに、副電源回路４０は、主電源回路１
０の直流出力Ｖ10を、所定の直流電圧Ｖ42まで降圧する
抵抗器４１及び定電圧ダイオード４２と、その電圧Ｖ42
を例えば５Ｖの定電圧Ｖ40に安定化するＩＣ化された定
電圧回路４３とから構成される。

【０００８】そして、電池３の充電は、次のようにして
行われる。すなわち、スイッチ１１をオンにすると、主
電源回路１０から直流電圧Ｖ10が出力され、この電圧Ｖ
10が、比較的高い抵抗値（例えば680ｋΩ）に設定され
た抵抗器Ｒ1を通じてトランジスタ２１のベースに供給
され、トランジスタ２１にベース電流が流れ始める。ま
た、このベース電流に対応して、トランジスタ２１のコ
レクタ電流がトランス２２の１次コイル２２ｐに流れ、
帰還コイル２２ｆに電圧が誘起される。

【０００９】すると、この帰還コイル２２ｆの誘起電圧
が、抵抗器Ｒ3及びコンデンサＣ3を通じて、トランジス
タ２１のベースに正帰還され、そのベース電流が増加す
るとともに、コレクタ電流も増加して、自励発振が始ま
る。

【００１０】また、トランジスタ２１のコレクタ電流が
増加すると、これに対応してエミッタ電流も増加し、抵
抗器Ｒ2の両端の降下電圧ＶR2が上昇する。そして、こ
の降下電圧ＶR2が、ダイオード２４の順方向電圧と、ト
ランジスタ２３のベース・エミッタ間電圧との和の電圧
（≒1.2Ｖ）に達すると、トランジスタ２３がオンとな
り、これによりトランジスタ２１がオフとなる。

【００１１】しかし、このとき、コンデンサＣ3が、抵
抗器Ｒ1を通じて充電され、その端子電圧は上昇してい
き、ある電圧まで上昇すると、トランジスタ２１にベー
ス電流が流れ、トランジスタ２１はオンとなる。こうし
て、トランジスタ２１のオン・オフが繰り返される。

【００１２】そして、このトランジスタ２１のオン・オ
フの結果、電圧Ｖ10がトランジスタ２１によりスイッチ
ングされるので、トランス２２の１次コイル２２ｐに
は、高周波電流が流れ、２次コイル２２ｓに高周波電圧
が誘起される。そして、この高周波電圧がダイオード２
６により整流されて所要の直流出力電圧Ｖ20が形成さ
れ、この電圧Ｖ20が、出力端子２を通じて電池３に供給
され、電池３が充電される。

【００１３】そして、この充電時、マイコン３０によ
り、次のような充電制御が行われる。すなわち、充電中
は、副電源回路４０において、電圧Ｖ10から電圧Ｖ42が
形成され、この電圧Ｖ42が５Ｖの定電圧Ｖ40に安定化さ
れてからマイコン３０にその動作電圧として供給され
る。

【００１４】そして、充電の開始時には、上述のよう
に、マイコン３０の端子３０ｃから、“Ｈ”のモード制
御信号Ｓmdがトランジスタ２５のベースに供給されて、
このトランジスタ２５がオンとされ、抵抗器Ｒ2には、
抵抗器Ｒ4が並列接続された状態とされる。

【００１５】この場合、例えば、Ｒ2＝62Ω、Ｒ4＝6.2
Ωとされているもので、したがって、並列接続された状
態では、値が低い抵抗器Ｒ4に対応して、トランジスタ
２１に大きなコレクタ電流が流れることになる。したが
って、そのコレクタ電流に対応して、ダイオード２６か
らは、例えば１Ｃ（１時間率）の充電電流が出力され、
電池３は、この１Ｃの大きさの電流により急速充電され
る。

【００１６】また、この急速充電中は、マイコン３０の
端子３０ｄに接続された発光ダイオード３１が点灯さ
れ、急速充電中であることが表示される。

【００１７】そして、周知のように、ニッケル・水素電
池やニッケル・カドミウム電池においては、その端子電
圧は、充電中はほぼ一定であるが、満充電になると、次
第に上昇し、その後、下降する。そこで、電池３の端子
電圧が、抵抗器Ｒ7を通じてマイコン３０のアナログ入
力端子３０ｉに供給される。

【００１８】そして、マイコン３０において、電池３の
端子電圧が降下することから満充電が検出されると、マ
イコン３０の制御端子３０ｃから出力される制御信号Ｓ
mdが“Ｌ”となって、トランジスタ２５がオフとなり、
抵抗器Ｒ4が基準電位点から切り放され、トランジスタ
２１のエミッタ抵抗器は、値が高い抵抗器Ｒ2のみとさ
れる。

【００１９】したがって、トランジスタ２１のコレクタ
電流が小さくなり、ダイオード２６から出力される充電
電流は、例えば、0.1Ｃとなり、急速充電が終了すると
ともに、以後、その0.1Ｃの電流により電池３はトリク
ル充電される。また、急速充電の終了により、発光ダイ
オード３１が消灯される。

【００２０】なお、端子２に２次電池３が接続されてい
ない場合には、すなわち、無負荷状態では、ダイオード
２６からの直流出力電圧Ｖ20が上昇すると、この電圧Ｖ
20が、抵抗器Ｒ6及び定電圧ダイオード２７を通じて、
エミッタ接地のトランジスタ２８のベースに供給され、
トランジスタ２８がオンとなり、トランジスタ２１がオ
フとなる。したがって、無負荷状態では、トランジスタ
２１の動作が制限され、直流出力電圧Ｖ20の上昇が抑え
られる。

【００２１】以上のようにして、図３の充電装置におい
ては、電池３の充電を行っているが、この充電装置にお
いては、充電制御用のマイコン３０を動作させるため、
120〜130Ｖとかなり高い電圧Ｖ10からマイコン３０の動
作電圧Ｖ40（＝５Ｖ）を形成している。このため、抵抗
器４１の抵抗値Ｒ41及びダイオード４２のツェナー電圧
Ｖ42は、例えば、Ｒ41＝7.5ｋΩ、Ｖ42＝27Ｖにそれぞ
れ設定される。

【００２２】しかし、この場合には、抵抗器４１におけ
る電力損失が、 （125Ｖ−27Ｖ）**２／7.5ｋΩ≒1.28Ｗ と、かなり大きくなってしまう（X**Yは、XのY乗を示
す）。

【００２３】また、この電力損失のため、抵抗器４１を
大型化する必要があり、充電装置内のスペースが狭くな
るとともに、充電装置の温度が上昇して、２次電池３に
好ましくないという問題もある。

【００２４】さらに、ヨーロッパなどのように、商用電
源が200Ｖ系の地域では、電圧Ｖ10が300Ｖ程度となり、
抵抗器４１の電力損失が10Ｗ程度になるので、現実的に
は、図３に示すような充電装置を使用することができな
い。ちなみに、電池３の充電に必要とする電力は３Ｗ程
度である。

【００２５】このような問題を解消するものとして、図
４に示すような充電装置が考えられている。すなわち、
この充電装置においては、直流−直流変換回路２０の高
周波用トランス２２に第４のコイル２２ｑが設けられる
とともに、副電源回路４０には、図３の電圧降下用の抵
抗器４１及び定電圧ダイオード４２に代えて、整流用ダ
イオード４４が設けられる。そして、コイル２２ｑに誘
起された高周波電圧が、ダイオード４４により整流さ
れ、この整流出力電圧Ｖ44が、定電圧回路４３により電
圧Ｖ40に安定化されてからマイコン３０に供給される。

【００２６】したがって、この充電装置においては、コ
イル２２ｑの巻回数は、必要とする直流電圧Ｖ44の大き
さに応じて独自に設定できるので、電圧降下用の抵抗器
４１の使用に起因する、電力損失及び温度上昇の問題を
解消することができる。

【００２７】しかし、この充電装置においては、トラン
ス２２に専用のコイル２２ｑを新設する必要があり、高
周波用トランス２０の構成が複雑になる。また、コイル
２２ｑ、コイル２２ｑのための絶縁層、コイル２２ｑの
端子処理などが必要となるとともに、コイルの巻き枠を
変更する必要があり、トランス２２の寸法が大きくなる
とともに、コストが上昇してしまう。

【００２８】

【発明が解決しようとする課題】上述のように、図３の
充電装置においては、電力損失が大きくなってしまう。
また、電圧降下用の抵抗器４１を大型化して充電装置内
のスペースが狭くなるとともに、充電装置の温度が上昇
して、２次電池３に好ましくない。さらに、商用電源が
200Ｖ系の地域では、実用化が不可能である。

【００２９】一方、図４の充電装置においては、高周波
用トランス２０の構成が複雑になってしまう。また、ト
ランス２２の寸法が大きくなるとともに、コストが上昇
してしまう。

【００３０】この発明は、以上のような問題点を一掃し
たスイッチング方式の充電装置を提供しようとするもの
である。

【００３１】

【課題を解決するための手段】このため、この発明にお
いては、各部の参照符号を後述の実施例に対応させる
と、商用交流電圧を直接に整流する主電源回路１０と、
この主電源回路１０の整流出力電圧Ｖ10を電圧変換し
て、２次電池３の充電電圧Ｖ20を形成する直流−直流変
換回路２０と、この直流−直流変換回路２０の動作を制
御して２次電池３の充電電流を制御する充電制御回路３
０と、この充電制御回路３０の動作電圧Ｖ40を形成する
副電源回路４０とを有し、直流−直流変換回路２０は、
スイッチング素子２１の出力端子と、高周波用のトラン
ス２２の１次コイル２２ｐとの直列回路が、主電源回路
１０の出力端に接続され、スイッチング素子２１の制御
端子がトランス２２の帰還コイル２２ｆに接続され、ト
ランス２２の２次コイル２２ｓに整流用のダイオード２
６が接続され、主電源回路１０の整流出力電圧Ｖ10が直
列回路に供給されて、ダイオード２６から充電電圧Ｖ20
が取り出されるようにしたスイッチング方式の充電装置
において、副電源回路４０に別の整流用のダイオード４
４を設け、この別のダイオード４４をトランス２２の帰
還コイル２２ｆに接続し、別のダイオード４４から出力
される直流電圧Ｖ44を充電制御回路３０に供給するよう
にしたものである。

【００３２】

【作用】高周波用のトランス２２の帰還コイル２２ｆか
ら所定の電圧が取り出され、この取り出された電圧か
ら、マイコン３０の動作電圧Ｖ40が形成される。

【００３３】

【実施例】図１において、高周波用トランス２２には、
本来のコイル２２ｐ、２２ｑ、２２ｓだけが設けられ
る。また、副電源回路４０には、整流用のダイオード４
４が設けられる。そして、トランス２２の帰還コイル２
２ｆがダイオード４４に接続される。

【００３４】さらに、トランス２２の帰還コイル２２ｆ
から所要の電力を取り出しても、スイッチング用トラン
ジスタ２１の自励発振が妨げられないように、帰還コイ
ル２２ｆの巻回数が増す方向に補正され、所要のレベル
の高周波電圧が副電源回路４０のダイオード４４に供給
される。また、抵抗器Ｒ3の値が、例えば、従来の110Ω
から270Ωに変更される。あるいは、コンデンサＣ3の容
量を変更するなどして、トランジスタ２１のベースに帰
還される高周波電圧のレベルが補正される。

【００３５】このような構成によれば、上述のように、
コイル２２ｆに高周波電圧が誘起され、この電圧により
自励発振が行われて電池３が充電される。また、コイル
２２ｆに誘起された高周波電圧が、ダイオード４４によ
り整流されて直流電圧Ｖ44が形成され、この直流電圧Ｖ
44が、定電圧回路４３により定電圧化されてからマイコ
ン３０にその動作電圧として供給される。

【００３６】また、急速充電時、トリクル充電時、無負
荷時、トランス２２の帰還コイル２２ｆに誘起される高
周波電圧は、例えば図２に示すような波形となるととも
に、その波形の波高値、対応する整流出力電圧Ｖ44、周
波数は、例えば次のとおりである。

【００３７】なお、図示は省略するが、コンデンサＣ3
と抵抗器Ｒ3との接続中点を、抵抗器を通じて基準電位
点に接続することにより、コイル２２ｆの高周波電圧を
分圧して、トランジスタ２１のベースに帰還される高周
波電圧のレベルを調整することもできる。

【００３８】

【発明の効果】この発明によれば、マイコン３０を動作
させるのに必要な電力を、高周波用トランス２２の帰還
コイル２２ｆから取り出しているので、電圧降下用の抵
抗器４１の使用に起因する電力損失及び温度上昇を解消
することができる。また、商用電源が200Ｖ系の地域で
も、実用化できる。

【００３９】さらに、高周波用トランス２０の構成が複
雑になったり、寸法が大きくなったりすることもなく、
コストアップを生じることもない。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一例を示す接続図である。

【図２】図１の装置の動作を説明するための波形図であ
る。

【図３】この発明を説明するための接続図である。

【図４】この発明を説明するための接続図である。

【符号の説明】

１０ 主電源回路 ２０ 直流−直流変換回路 ２１ スイッチング用トランジスタ ２２ 高周波用トランス ２２ｆ 帰還コイル ２２ｐ １次コイル ２２ｓ ２次コイル ３０ マイクロコンピュータ ４０ 副電源回路 ４３ 定電圧回路 ４４ 整流用ダイオード

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 商用交流電圧を直接に整流する主電源回
   路と、 この主電源回路の整流出力電圧を電圧変換して、２次電
   池の充電電圧を形成する直流−直流変換回路と、 この直流−直流変換回路の動作を制御して上記２次電池
   の充電電流を制御する充電制御回路と、 この充電制御回路の動作電圧を形成する副電源回路とを
   有し、 上記直流−直流変換回路は、スイッチング素子の出力端
   子と、高周波用のトランスの１次コイルとの直列回路
   が、上記主電源回路の出力端に接続され、上記スイッチ
   ング素子の制御端子が上記トランスの帰還コイルに接続
   され、上記トランスの２次コイルに整流用のダイオード
   が接続され、上記主電源回路の整流出力電圧が上記直列
   回路に供給されて、上記ダイオードから上記充電電圧が
   取り出されるようにしたスイッチング方式の充電装置に
   おいて、 上記副電源回路に別の整流用のダイオードを設け、 この別のダイオードを上記トランスの上記帰還コイルに
   接続し、 上記別のダイオードから出力される直流電圧を上記充電
   制御回路に供給するようにしたスイッチング方式の充電
   装置。
2. 【請求項２】 上記２次電池を充電する場合、上記充電
   制御回路が、上記２次電池の満充電を検出していないと
   きには、上記２次電池の急速充電を行い、 上記充電制御回路が、上記２次電池の満充電を検出した
   ときには、上記急速充電をトリクル充電に切り換えるよ
   うにした請求項１に記載のスイッチング方式の充電装
   置。
3. 【請求項３】 上記トランスの帰還コイルから上記スイ
   ッチング素子の制御端子に帰還される高周波電圧のレベ
   ルと、上記別のダイオードに供給される高周波電圧のレ
   ベルとが異なるようにした請求項１あるいは請求項２に
   記載のスイッチング方式の充電装置。