JPH07321864A - デュアルモードセルラー移動機のａｇｃ回路 - Google Patents
デュアルモードセルラー移動機のａｇｃ回路Info
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- JPH07321864A JPH07321864A JP6113120A JP11312094A JPH07321864A JP H07321864 A JPH07321864 A JP H07321864A JP 6113120 A JP6113120 A JP 6113120A JP 11312094 A JP11312094 A JP 11312094A JP H07321864 A JPH07321864 A JP H07321864A
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- digital
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 中間周波数信号を入力する可変利得増幅器を
制御して復調信号の振幅を一定とするＡＧＣ回路におい
て、部品点数を大幅に削減して回路スペースを減らし、
コストダウンを図り、消費電流も減らすこと。 【構成】 中間周波数信号を増幅する可変利得増幅器１
と、前記中間周波数信号を直交検波してＩ信号、Ｑ信号
を出力する直交検波回路２と、この検波されたＩ信号、
Ｑ信号をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器４と、前
記Ｉ，Ｑ信号のディジタル値からデータを復調するとと
もに√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を計算して振幅を検出すディジタ
ル信号処理器１２と、前記ディジタル信号処理器の計算
値に基づく出力電圧値により復調信号の振幅が一定とな
るよう上記可変利得増幅器の利得を制御する制御回路１
３、１４とを備えたこと。
制御して復調信号の振幅を一定とするＡＧＣ回路におい
て、部品点数を大幅に削減して回路スペースを減らし、
コストダウンを図り、消費電流も減らすこと。 【構成】 中間周波数信号を増幅する可変利得増幅器１
と、前記中間周波数信号を直交検波してＩ信号、Ｑ信号
を出力する直交検波回路２と、この検波されたＩ信号、
Ｑ信号をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器４と、前
記Ｉ，Ｑ信号のディジタル値からデータを復調するとと
もに√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を計算して振幅を検出すディジタ
ル信号処理器１２と、前記ディジタル信号処理器の計算
値に基づく出力電圧値により復調信号の振幅が一定とな
るよう上記可変利得増幅器の利得を制御する制御回路１
３、１４とを備えたこと。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル／アナログモ
ード兼用のデュアルモードセルラー移動機のＡＧＣ回路
に関するものである。
ード兼用のデュアルモードセルラー移動機のＡＧＣ回路
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図３は第１の従来のデュアルモードセル
ラー移動機のＡＧＣ回路を示すブロック図であり、ディ
ジタルモード時にはπ／４・ＱＰＳＫ、アナログモード
時にはＦＭ波を受信する。
ラー移動機のＡＧＣ回路を示すブロック図であり、ディ
ジタルモード時にはπ／４・ＱＰＳＫ、アナログモード
時にはＦＭ波を受信する。
【０００３】図３において、１は図示しない前段の受信
部からの中間周波数信号を入力する可変利得増幅器、２
は直交検波回路、４はＡ／Ｄ変換器、５は復調器であ
り、これ等は順次直列に接続され、直交検波回路２には
局部発振器３が接続されている。６はログアンプ、７は
基準レベル設定器、８は比較器であり、上記可変利得増
幅器１の利得を制御する制御回路９を構成している。
部からの中間周波数信号を入力する可変利得増幅器、２
は直交検波回路、４はＡ／Ｄ変換器、５は復調器であ
り、これ等は順次直列に接続され、直交検波回路２には
局部発振器３が接続されている。６はログアンプ、７は
基準レベル設定器、８は比較器であり、上記可変利得増
幅器１の利得を制御する制御回路９を構成している。
【０００４】次に動作について説明する。中間周波数信
号は可変利得増幅器１で増幅され、直交検波回路２にお
いて、局部発振器３からの局部発振周波数で直交検波さ
れ、ベースバンド信号であるＩ信号とＱ信号に変換され
る。Ｉ信号とＱ信号はＡ／Ｄ変換器４でディジタル信号
に変換され、ＤＳＰ等で構成される復調器５に入力され
る。
号は可変利得増幅器１で増幅され、直交検波回路２にお
いて、局部発振器３からの局部発振周波数で直交検波さ
れ、ベースバンド信号であるＩ信号とＱ信号に変換され
る。Ｉ信号とＱ信号はＡ／Ｄ変換器４でディジタル信号
に変換され、ＤＳＰ等で構成される復調器５に入力され
る。
【０００５】復調器５は入力されたＩ信号及びＱ信号の
ディジタル値から、ディジタルモード時はディジタルデ
ータを復調し、アナログモード時はオーディオ波形（音
声）を復調する。この時、復調器５は復調信号の振幅が
一定でないと、正確に動作できない。
ディジタル値から、ディジタルモード時はディジタルデ
ータを復調し、アナログモード時はオーディオ波形（音
声）を復調する。この時、復調器５は復調信号の振幅が
一定でないと、正確に動作できない。
【０００６】一方、ログアンプ６は可変利得増幅器１で
増幅された中間周波数信号のレベルを検出し、この検出
したレベルを表す電圧値を出力する。比較器８はこの電
圧値と基準レベル設定器７で設定された基準電圧値とを
比較し、中間周波数信号のレベルが一定になるよう可変
利得増幅器１の利得を制御する。
増幅された中間周波数信号のレベルを検出し、この検出
したレベルを表す電圧値を出力する。比較器８はこの電
圧値と基準レベル設定器７で設定された基準電圧値とを
比較し、中間周波数信号のレベルが一定になるよう可変
利得増幅器１の利得を制御する。
【０００７】この第１の従来例では、レベル検出を中間
周波数信号からログアンプ６によって検出しているが、
中間周波数は周波数が高く、ログアンプ６は回路構成が
複雑となり、回路スペースが大きくかつ消費電流も多く
なる。
周波数信号からログアンプ６によって検出しているが、
中間周波数は周波数が高く、ログアンプ６は回路構成が
複雑となり、回路スペースが大きくかつ消費電流も多く
なる。
【０００８】図４はレベル検出をベースバンド信号であ
るＩ信号から検出する第２の従来例を示すもので、前記
図３における制御回路９の構成要素であるログアンプ６
の代わりにレベル検出器１０を用いて制御回路１１を構
成したもので、上記レベル検出器１０は直交検波回路２
から出力するＩ信号をピーク検波し、｜Ｉ｜のピーク値
を検出することによってレベル検出を行っている。
るＩ信号から検出する第２の従来例を示すもので、前記
図３における制御回路９の構成要素であるログアンプ６
の代わりにレベル検出器１０を用いて制御回路１１を構
成したもので、上記レベル検出器１０は直交検波回路２
から出力するＩ信号をピーク検波し、｜Ｉ｜のピーク値
を検出することによってレベル検出を行っている。
【０００９】しかし、この第２の従来例においては、デ
ィジタルモード時は無変調にはならないが、アナログモ
ード時は無変調となる。すなわち、ＦＭ波の復調波Ｓ
（ｔ）は Ｓ（ｔ）＝√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） ｃｏｓ｜θ（ｔ）＋△ω
（ｔ）｜ ここで、θ（ｔ）：変調成分，△ω（ｔ）：受信器の周
波数ずれ成分 又、Ｉ＝ｃｏｓ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜，Ｑ＝Ａｓｉ
ｎ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜ ここでＡ：復調波の振幅 従って、正しい復調波の振幅は√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）である
が、√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の検出を行うのは非常に難しく、
実際上、回路を構成することも非常に困難である。そこ
で、回路の構成が簡単な｜Ｉ｜のピーク値を検出して復
調波の振幅を検出している。
ィジタルモード時は無変調にはならないが、アナログモ
ード時は無変調となる。すなわち、ＦＭ波の復調波Ｓ
（ｔ）は Ｓ（ｔ）＝√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ） ｃｏｓ｜θ（ｔ）＋△ω
（ｔ）｜ ここで、θ（ｔ）：変調成分，△ω（ｔ）：受信器の周
波数ずれ成分 又、Ｉ＝ｃｏｓ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜，Ｑ＝Ａｓｉ
ｎ｜θ（ｔ）＋△ω（ｔ）｜ ここでＡ：復調波の振幅 従って、正しい復調波の振幅は√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）である
が、√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の検出を行うのは非常に難しく、
実際上、回路を構成することも非常に困難である。そこ
で、回路の構成が簡単な｜Ｉ｜のピーク値を検出して復
調波の振幅を検出している。
【００１０】しかし、θ（ｔ）≒０すなわち受信周波数
のずれが少ない時は｜Ｉ｜＝Ａとなる機会が少なくな
り、又、｜Ｉ｜のピーク検波の時定数は制御回路１１の
追従速度の要求により決定され、ピーク検波の時定数を
大きくすることはできない為、正確な｜Ｉ｜のピーク値
が検出されず、実際より小さな値となる。
のずれが少ない時は｜Ｉ｜＝Ａとなる機会が少なくな
り、又、｜Ｉ｜のピーク検波の時定数は制御回路１１の
追従速度の要求により決定され、ピーク検波の時定数を
大きくすることはできない為、正確な｜Ｉ｜のピーク値
が検出されず、実際より小さな値となる。
【００１１】従って、可変利得増幅器１は正確に制御さ
れず、復調信号の振幅が大きくなってしまうという不具
合があった。
れず、復調信号の振幅が大きくなってしまうという不具
合があった。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】従来のデュアルモード
セルラー移動機のＡＧＣ回路は以上のように構成されて
いるので、レベル検出を中間周波数でログアンプ６を使
用して行う第１の従来例は、ログアンプ６の回路は構成
が複雑となり、コストがかかり、回路スペースが大き
く、かつ消費電流も多いという問題点があった。
セルラー移動機のＡＧＣ回路は以上のように構成されて
いるので、レベル検出を中間周波数でログアンプ６を使
用して行う第１の従来例は、ログアンプ６の回路は構成
が複雑となり、コストがかかり、回路スペースが大き
く、かつ消費電流も多いという問題点があった。
【００１３】一方、レベル検出をベースバンド信号であ
るＩ信号で行う第２の従来例は、√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の正
確な振幅検出の回路は実現不可能であり、簡単で実現可
能な｜Ｉ｜のピーク値を検出する回路では、アナログモ
ード時の無変調時に正確な制御ができないという問題点
があった。
るＩ信号で行う第２の従来例は、√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の正
確な振幅検出の回路は実現不可能であり、簡単で実現可
能な｜Ｉ｜のピーク値を検出する回路では、アナログモ
ード時の無変調時に正確な制御ができないという問題点
があった。
【００１４】又、第１、第２の従来例とも基準レベル設
定器や比較器を必要とし、コストがかかり、回路スペー
スも必要であり、消費電流も多く、携帯用の小型セルラ
ー移動機には適さないという問題点もあった。
定器や比較器を必要とし、コストがかかり、回路スペー
スも必要であり、消費電流も多く、携帯用の小型セルラ
ー移動機には適さないという問題点もあった。
【００１５】本発明は上記のような従来の問題点を解消
することを課題になされたもので、簡単な回路構成で、
実装スペースが小さく、少ない消費電力で正確に復調信
号の振幅を検出し、ＡＧＣ回路を制御することを目的と
する。
することを課題になされたもので、簡単な回路構成で、
実装スペースが小さく、少ない消費電力で正確に復調信
号の振幅を検出し、ＡＧＣ回路を制御することを目的と
する。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明に係るデュアルモ
ードセルラー移動機のＡＧＣ回路は、中間周波数信号を
増幅する可変利得増幅器と、前記中間周波数信号を直交
検波してＩ信号、Ｑ信号を出力する直交検波回路と、こ
の検波されたＩ信号、Ｑ信号をディジタル値に変換する
Ａ／Ｄ変換器と、前記Ｉ，Ｑ信号のディジタル値からデ
ータを復調するとともに√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を計算して振
幅を検出すディジタル信号処理器と、前記ディジタル信
号処理器の計算値に基づく出力電圧値により復調信号の
振幅が一定となるよう上記可変利得増幅器の利得を制御
する制御回路とを備えたものである。
ードセルラー移動機のＡＧＣ回路は、中間周波数信号を
増幅する可変利得増幅器と、前記中間周波数信号を直交
検波してＩ信号、Ｑ信号を出力する直交検波回路と、こ
の検波されたＩ信号、Ｑ信号をディジタル値に変換する
Ａ／Ｄ変換器と、前記Ｉ，Ｑ信号のディジタル値からデ
ータを復調するとともに√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を計算して振
幅を検出すディジタル信号処理器と、前記ディジタル信
号処理器の計算値に基づく出力電圧値により復調信号の
振幅が一定となるよう上記可変利得増幅器の利得を制御
する制御回路とを備えたものである。
【００１７】
【作用】本発明におけるＡＧＣ回路は、ディジタル信号
処理回路によってデータの復調と復調信号の振幅検出を
行うことにより、可変利得増幅器の制御回路を簡略化す
ることができる。その結果、部品点数が大幅に削減で
き、コストダウンを図り、回路スペースをも減らし、消
費電流も減らすことができる。
処理回路によってデータの復調と復調信号の振幅検出を
行うことにより、可変利得増幅器の制御回路を簡略化す
ることができる。その結果、部品点数が大幅に削減で
き、コストダウンを図り、回路スペースをも減らし、消
費電流も減らすことができる。
【００１８】
実施例１．以下、本発明の実施例を図面について説明す
る。
る。
【００１９】図１において、１は可変利得増幅器、２は
直交検波回路、３は局部発振器、４はＡ／Ｄ変換器、１
２はディジタル信号処理器であり、これらは順次直列に
接続されており、上記直交検波回路２には局部発振器３
が接続され、ディジタル信号処理器１２と可変利得増幅
器１との接続路には、制御回路を構成する抵抗１３、コ
ンデンサ１４が設けられている。
直交検波回路、３は局部発振器、４はＡ／Ｄ変換器、１
２はディジタル信号処理器であり、これらは順次直列に
接続されており、上記直交検波回路２には局部発振器３
が接続され、ディジタル信号処理器１２と可変利得増幅
器１との接続路には、制御回路を構成する抵抗１３、コ
ンデンサ１４が設けられている。
【００２０】次に本実施例の動作を説明する。ディジタ
ル信号処理器１２はＡ／Ｄ変換器４よりＩ信号とＱ信号
のディジタル値を取り込み、ディジタルモード時はディ
ジタルデータを、アナログモード時は音声波形を復調出
力する。
ル信号処理器１２はＡ／Ｄ変換器４よりＩ信号とＱ信号
のディジタル値を取り込み、ディジタルモード時はディ
ジタルデータを、アナログモード時は音声波形を復調出
力する。
【００２１】また、ディジタル信号処理器１２はＩ信号
とＱ信号のディジタル値から√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の値を計
算し復調信号の振幅を検出する。この計算値から可変利
得増幅器１の利得を増幅するか、減らすかを判断し、こ
の判断結果に応じてＨ（高）又はＬ（低）の電圧を出力
する。
とＱ信号のディジタル値から√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の値を計
算し復調信号の振幅を検出する。この計算値から可変利
得増幅器１の利得を増幅するか、減らすかを判断し、こ
の判断結果に応じてＨ（高）又はＬ（低）の電圧を出力
する。
【００２２】このＨ又はＬの電圧は抵抗１３、コンデン
サ１４でフィルタリングされ、このＨとＬの電圧のデュ
ーティ比に応じた直流電圧となる。この直流電圧は可変
利得増幅器１に入力し復調信号の振幅が一定になるよう
可変利得増幅器を制御する。この時、復調信号の振幅は
√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）で計算されるため、正確に求めること
ができ、従って、アナログモード時で無変調でかつ受信
機の周波数のずれがない時でも正確に可変利得増幅器１
が制御できる。
サ１４でフィルタリングされ、このＨとＬの電圧のデュ
ーティ比に応じた直流電圧となる。この直流電圧は可変
利得増幅器１に入力し復調信号の振幅が一定になるよう
可変利得増幅器を制御する。この時、復調信号の振幅は
√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）で計算されるため、正確に求めること
ができ、従って、アナログモード時で無変調でかつ受信
機の周波数のずれがない時でも正確に可変利得増幅器１
が制御できる。
【００２３】上記のようにディジタル信号処理器１２は
データ及び音声の復調と復調信号の振幅検出の両方を行
うため、外付部品は抵抗１３とコンデンサ１４を付加す
るだけでよく、可変利得増幅器１の制御回路の構成が大
幅に削減され、コスト、回路スペース、消費電流が削減
される。
データ及び音声の復調と復調信号の振幅検出の両方を行
うため、外付部品は抵抗１３とコンデンサ１４を付加す
るだけでよく、可変利得増幅器１の制御回路の構成が大
幅に削減され、コスト、回路スペース、消費電流が削減
される。
【００２４】実施例２．図２は本発明の第２の実施例を
示す回路図であり、前記図１と同一部分には同一符号を
付して重複説明を省略する。本実施例はディジタル信号
処理器１２からの出力電圧値を、制御回路としてのＤ／
Ａ変換器１５でアナログ信号に変換して可変利得増幅器
１に与えているもので、前記実施例１とは制御回路の構
成が異なるだけであり、実質的に実施例１と同一の作用
効果が得られる。
示す回路図であり、前記図１と同一部分には同一符号を
付して重複説明を省略する。本実施例はディジタル信号
処理器１２からの出力電圧値を、制御回路としてのＤ／
Ａ変換器１５でアナログ信号に変換して可変利得増幅器
１に与えているもので、前記実施例１とは制御回路の構
成が異なるだけであり、実質的に実施例１と同一の作用
効果が得られる。
【００２５】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、ディジ
タル信号処理回路によってデータの復調と復調信号の振
幅検出を行うことにより、可変利得増幅器の制御回路を
簡略化することができる。その結果、部品点数が大幅に
削減でき、コストダウンを図り、回路スペースをも減ら
し、消費電流も減らすことができるなどの効果がある。
タル信号処理回路によってデータの復調と復調信号の振
幅検出を行うことにより、可変利得増幅器の制御回路を
簡略化することができる。その結果、部品点数が大幅に
削減でき、コストダウンを図り、回路スペースをも減ら
し、消費電流も減らすことができるなどの効果がある。
【図１】本発明の第１の実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図２】本発明の第２の実施例２を示すブロック図であ
る。
る。
【図３】従来の第１のＡＧＣ回路を示すブロック図であ
る。
る。
【図４】従来の第２のＡＧＣ回路を示すブロック図であ
る。
る。
１ 可変利得増幅器 ２ 直交検波器 ４ Ａ／Ｄ変換器 １２ ディジタル信号処理器 １３ 抵抗（制御回路） １４ コンデンサ（制御回路） １５ Ｄ／Ａ変換器（制御回路）
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 7/26
Claims (1)
- 【請求項１】 中間周波数信号を増幅する可変利得増幅
器と、前記中間周波数信号を直交検波してＩ信号、Ｑ信
号を出力する直交検波回路と、この検波されたＩ信号、
Ｑ信号をディジタル値に変換するＡ／Ｄ変換器と、前記
Ｉ，Ｑ信号のディジタル値からデータを復調するととも
に√（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）を計算して振幅を検出するディジタ
ル信号処理器と、前記ディジタル信号処理器の計算値に
基づく出力電圧値により復調信号の振幅が一定となるよ
う上記可変利得増幅器の利得を制御する制御回路とを備
えたデュアルモードセルラー移動機のＡＧＣ回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6113120A JPH07321864A (ja) | 1994-05-26 | 1994-05-26 | デュアルモードセルラー移動機のａｇｃ回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6113120A JPH07321864A (ja) | 1994-05-26 | 1994-05-26 | デュアルモードセルラー移動機のａｇｃ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07321864A true JPH07321864A (ja) | 1995-12-08 |
Family
ID=14604033
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6113120A Pending JPH07321864A (ja) | 1994-05-26 | 1994-05-26 | デュアルモードセルラー移動機のａｇｃ回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07321864A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08163195A (ja) * | 1994-12-06 | 1996-06-21 | Nec Corp | 直交復調器を用いた受信回路 |
-
1994
- 1994-05-26 JP JP6113120A patent/JPH07321864A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08163195A (ja) * | 1994-12-06 | 1996-06-21 | Nec Corp | 直交復調器を用いた受信回路 |
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