JPH07322602A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH07322602A JPH07322602A JP6108114A JP10811494A JPH07322602A JP H07322602 A JPH07322602 A JP H07322602A JP 6108114 A JP6108114 A JP 6108114A JP 10811494 A JP10811494 A JP 10811494A JP H07322602 A JPH07322602 A JP H07322602A
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/156—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is DC using semiconductor devices in series with the load as final control devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
- H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
- H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 携帯型電子機器等で使用する電源装置に関
し，電池電圧が低下しても安定に動作するようにするこ
とを目的とする。 【構成】 電圧源(1) からの入力電圧が供給され，出力
電圧を制御する出力制御部(2) と，前記出力電圧を検出
する出力電圧検出部(5) と，前記出力電圧を検出する出
力電圧検出部(5) と，前記出力制御部(2) が安定に動作
するための信号を発生する安定動作信号発生部(11)と，
基準信号を発生する基準信号発生部(12)とを備え，前記
出力電圧検出部(5) と前記安定動作信号発生部(11)と基
準信号発生部(12)の信号に基づいて前記出力制御部(2)
を制御して出力電圧を生成する電源装置において，前記
入力電圧を検出入力電圧検出部(4) と該入力電圧の変動
に応じて安定動作信号発生部(11)の出力する安定動作の
ための信号を変更する安定動作信号変更部(13)を備え
る。
し，電池電圧が低下しても安定に動作するようにするこ
とを目的とする。 【構成】 電圧源(1) からの入力電圧が供給され，出力
電圧を制御する出力制御部(2) と，前記出力電圧を検出
する出力電圧検出部(5) と，前記出力電圧を検出する出
力電圧検出部(5) と，前記出力制御部(2) が安定に動作
するための信号を発生する安定動作信号発生部(11)と，
基準信号を発生する基準信号発生部(12)とを備え，前記
出力電圧検出部(5) と前記安定動作信号発生部(11)と基
準信号発生部(12)の信号に基づいて前記出力制御部(2)
を制御して出力電圧を生成する電源装置において，前記
入力電圧を検出入力電圧検出部(4) と該入力電圧の変動
に応じて安定動作信号発生部(11)の出力する安定動作の
ための信号を変更する安定動作信号変更部(13)を備え
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，ノートパソコン等の携
帯型電子機器等で使用する電源装置に関する。
帯型電子機器等で使用する電源装置に関する。
【０００２】電池を使用する小型電子機器の電源は，電
池の放電が進むのに従って電圧が低下するので，電子機
器内部で使用する電圧を一定に保つために，ＤＣ−ＤＣ
コンバータにより電池出力を一定値に変換し，出力電圧
の安定化を図っている。そのような電源装置には，電子
機器に搭載する電池の電圧（もしくはＡＣアダプター）
と電子機器本体内部で使用する電圧の関係により，装置
で使用する電圧よりも高い電圧を電池から供給して，Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータにより装置で使用する電圧よりも低
い電圧に下げる降圧型と，装置で使用する電圧よりも低
い電圧を電池から供給し，ＤＣ−ＤＣコンバータにより
装置で使用する電圧に引き上げる昇圧型とがある。
池の放電が進むのに従って電圧が低下するので，電子機
器内部で使用する電圧を一定に保つために，ＤＣ−ＤＣ
コンバータにより電池出力を一定値に変換し，出力電圧
の安定化を図っている。そのような電源装置には，電子
機器に搭載する電池の電圧（もしくはＡＣアダプター）
と電子機器本体内部で使用する電圧の関係により，装置
で使用する電圧よりも高い電圧を電池から供給して，Ｄ
Ｃ−ＤＣコンバータにより装置で使用する電圧よりも低
い電圧に下げる降圧型と，装置で使用する電圧よりも低
い電圧を電池から供給し，ＤＣ−ＤＣコンバータにより
装置で使用する電圧に引き上げる昇圧型とがある。
【０００３】電子機器に降圧型の電源を使用するか，昇
圧型の電源を使用するかは装置の消費電力や電池での運
用時間，装置サイズ，装置重量等に応じて選択されるも
のである。
圧型の電源を使用するかは装置の消費電力や電池での運
用時間，装置サイズ，装置重量等に応じて選択されるも
のである。
【０００４】
【従来の技術】図６は従来の電源装置であって，パルス
幅変調（ＰＷＭ）方式のＤＣ−ＤＣコンバータを備える
ものである。
幅変調（ＰＷＭ）方式のＤＣ−ＤＣコンバータを備える
ものである。
【０００５】図６において，２００はＤＣ−ＤＣコンバ
ータである。２０１は電池である。
ータである。２０１は電池である。
【０００６】２０２は制御信号発生部であって，トラン
ジスタＴｒ1 のオン，オフを制御する信号を発生するも
のである。Ｖｉｎは入力電圧である。
ジスタＴｒ1 のオン，オフを制御する信号を発生するも
のである。Ｖｉｎは入力電圧である。
【０００７】Ｖｏは出力電圧である。Ｃ1 は電源ノイズ
除去用の入力コンデンサである。Ｔｒ1 は電圧制御用の
スイッチングトランジスタである。
除去用の入力コンデンサである。Ｔｒ1 は電圧制御用の
スイッチングトランジスタである。
【０００８】Ｌ1 はチョークコイルである。Ｄ1 はダイ
オードである。Ｃ2 は平滑用の出力コンデンサである。
オードである。Ｃ2 は平滑用の出力コンデンサである。
【０００９】Ｒ1 ，Ｒ2 は出力電圧の変化を検出するた
めの分圧抵抗であり，出力電圧検出信号ＥＩＮを生成す
るものである。Ｒ3 ，Ｒ4 は制御信号発生部の安定動作
信号（ＤＴ）を発生するための基準電圧を生成するため
の分圧抵抗である。
めの分圧抵抗であり，出力電圧検出信号ＥＩＮを生成す
るものである。Ｒ3 ，Ｒ4 は制御信号発生部の安定動作
信号（ＤＴ）を発生するための基準電圧を生成するため
の分圧抵抗である。
【００１０】Ｃ3 はＤＣ−ＤＣコンバータの起動時の動
作の安定化を計るためのコンデンサであって，電源起動
時に安定動作信号を大きくし，制御信号発生部２０２内
の比較部２１１（図７参照）の出力する制御信号のオン
期間を徐々に大きくするものである。
作の安定化を計るためのコンデンサであって，電源起動
時に安定動作信号を大きくし，制御信号発生部２０２内
の比較部２１１（図７参照）の出力する制御信号のオン
期間を徐々に大きくするものである。
【００１１】図６の構成において，制御信号発生部２０
２は出力電圧制御用のトランジスタＴｒ1 のオン，オフ
を制御する信号を発生する。Ｔｒ1 がオンのとき電池２
０１からチョークコイルＬ1 （以後コイルＬ1 と称す
る）にエネルギーが供給され蓄積される。そしてＴｒ1
がオフのときに蓄積されたエネルギーによりコイルＬ1
−コンデンサＣ2 −ダイオードＤ1 にフライバック電流
が流れて，出力電圧Ｖｏを生じる。出力電圧は分圧抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 で検出され，制御信号発生部２０２は出力電
圧Ｖｏが基準電圧より高いときはデューティ比の小さい
制御パルス信号を発生し，出力電圧Ｖｏが低いときはデ
ューティ比の大きいパルス信号を発生する。
２は出力電圧制御用のトランジスタＴｒ1 のオン，オフ
を制御する信号を発生する。Ｔｒ1 がオンのとき電池２
０１からチョークコイルＬ1 （以後コイルＬ1 と称す
る）にエネルギーが供給され蓄積される。そしてＴｒ1
がオフのときに蓄積されたエネルギーによりコイルＬ1
−コンデンサＣ2 −ダイオードＤ1 にフライバック電流
が流れて，出力電圧Ｖｏを生じる。出力電圧は分圧抵抗
Ｒ1 ，Ｒ2 で検出され，制御信号発生部２０２は出力電
圧Ｖｏが基準電圧より高いときはデューティ比の小さい
制御パルス信号を発生し，出力電圧Ｖｏが低いときはデ
ューティ比の大きいパルス信号を発生する。
【００１２】その結果，出力電圧Ｖｏが高い時はＴｒ1
のオン期間が短く，出力電圧Ｖｏが低い時はＴｒ1 のオ
ンの期間が長くなり，出力電圧Ｖｏの安定化が図られ
る。図７は従来の制御信号発生部を示す。
のオン期間が短く，出力電圧Ｖｏが低い時はＴｒ1 のオ
ンの期間が長くなり，出力電圧Ｖｏの安定化が図られ
る。図７は従来の制御信号発生部を示す。
【００１３】図７において，２０２は制御信号発生部で
ある。２１０は誤差増幅器（ＥＲＲ−ＡＭＰ）であっ
て，出力電圧検出信号ＥＩＮと基準電圧Ｖｒｅｆを比較
して，信号ＥＲＯを出力する。ＥＩＮが高くなるとＥＲ
Ｏは高くなり，ＥＩＮが低くなるとＥＲＯは低くなる。
ある。２１０は誤差増幅器（ＥＲＲ−ＡＭＰ）であっ
て，出力電圧検出信号ＥＩＮと基準電圧Ｖｒｅｆを比較
して，信号ＥＲＯを出力する。ＥＩＮが高くなるとＥＲ
Ｏは高くなり，ＥＩＮが低くなるとＥＲＯは低くなる。
【００１４】２１１は比較部（ＰＷＭ−ＣＯＭＰ）であ
って，誤差増幅器２１０の出力ＥＲＯと基準電池２１４
の電圧Ｖｒｅｆを分圧して得られる安定動作信号と後述
する三角波発振器２１２の出力する三角波を比較し，制
御信号（ＣＰＯ）を発生するものである。
って，誤差増幅器２１０の出力ＥＲＯと基準電池２１４
の電圧Ｖｒｅｆを分圧して得られる安定動作信号と後述
する三角波発振器２１２の出力する三角波を比較し，制
御信号（ＣＰＯ）を発生するものである。
【００１５】２１２は三角波発振器であって，三角波を
生成するものである。２１３は出力部（Ｄｒｉｖｅｒ）
であって，比較部２１１の出力する電圧を増幅して出力
するものである。
生成するものである。２１３は出力部（Ｄｒｉｖｅｒ）
であって，比較部２１１の出力する電圧を増幅して出力
するものである。
【００１６】ＥＩＮは出力電圧検出信号である。ＥＲＯ
は誤差増幅器２１０の出力信号である。ＣＰＯは比較部
２１１の出力信号である。
は誤差増幅器２１０の出力信号である。ＣＰＯは比較部
２１１の出力信号である。
【００１７】ＤＴは安定動作信号である。Ｖｒｅｆは誤
差増幅器２１０の基準電圧である。Ｒ3 ，Ｒ4 ，Ｃ3 は
前述のものである。
差増幅器２１０の基準電圧である。Ｒ3 ，Ｒ4 ，Ｃ3 は
前述のものである。
【００１８】図７の構成において，比較部２１１は三角
波発振器２１２の出力する三角波と誤差増幅器２１０の
出力ＥＲＯと安定動作信号を比較し，誤差増幅器２１０
の出力ＥＲＯおよび安定動作信号のいずれか大きい方よ
り三角波の電圧が大きい期間に比較部２１１はオンの信
号（ＣＰＯ）を発生する（ＣＰＯがオンのときＴｒ1は
オンとなる）。そして，出力部２１３は比較部２１１の
出力（ＣＰＯ）を増幅し，Ｔｒ1 の制御信号とする。
波発振器２１２の出力する三角波と誤差増幅器２１０の
出力ＥＲＯと安定動作信号を比較し，誤差増幅器２１０
の出力ＥＲＯおよび安定動作信号のいずれか大きい方よ
り三角波の電圧が大きい期間に比較部２１１はオンの信
号（ＣＰＯ）を発生する（ＣＰＯがオンのときＴｒ1は
オンとなる）。そして，出力部２１３は比較部２１１の
出力（ＣＰＯ）を増幅し，Ｔｒ1 の制御信号とする。
【００１９】図８は従来の電源装置の動作説明図であ
る。図８ (a)， (b)， (c)において，ＥＲＯは誤差増幅
器の出力である。
る。図８ (a)， (b)， (c)において，ＥＲＯは誤差増幅
器の出力である。
【００２０】ＤＴは安定動作信号である。閾値は比較部
２１１がオンの出力をするための電圧であって，閾値以
上の電圧の三角波が入力されたとき比較部２１１は以下
の動作をする。
２１１がオンの出力をするための電圧であって，閾値以
上の電圧の三角波が入力されたとき比較部２１１は以下
の動作をする。
【００２１】ＣＰＯは，比較部の出力信号である。図８
(a)はＥＲＯ＞ＤＴの場合である。比較部２１１は，Ｅ
ＲＯよりＤＴの電圧の方が大きいため，前記閾値より大
きく，かつＥＲＯより大きい三角波の電圧の期間にオン
の信号（ＨレベルのＣＰＯ）を出力する。つまり，時刻
ｔ0 とｔ1の間およびｔ2 とｔ3 の間でＨレベルのＣＰ
Ｏが比較部２１１より出力される。
(a)はＥＲＯ＞ＤＴの場合である。比較部２１１は，Ｅ
ＲＯよりＤＴの電圧の方が大きいため，前記閾値より大
きく，かつＥＲＯより大きい三角波の電圧の期間にオン
の信号（ＨレベルのＣＰＯ）を出力する。つまり，時刻
ｔ0 とｔ1の間およびｔ2 とｔ3 の間でＨレベルのＣＰ
Ｏが比較部２１１より出力される。
【００２２】図８(b) も同図(a) 同様，ＥＲＯ＞ＤＴの
場合である。時刻ｔ0 ’とｔ1 ’の間およびｔ2 ’とｔ
3 ’の間で，三角波の電圧がＤＴより大きく，かつＥＲ
Ｏより大きくなるため，この間でＨレベルのＣＰＯが比
較部２１１より出力される。図８(a) と比較して三角波
の電圧がＥＲＯより大きくなる期間が長いため，Ｈレベ
ルのＣＰＯの期間が長くなる。
場合である。時刻ｔ0 ’とｔ1 ’の間およびｔ2 ’とｔ
3 ’の間で，三角波の電圧がＤＴより大きく，かつＥＲ
Ｏより大きくなるため，この間でＨレベルのＣＰＯが比
較部２１１より出力される。図８(a) と比較して三角波
の電圧がＥＲＯより大きくなる期間が長いため，Ｈレベ
ルのＣＰＯの期間が長くなる。
【００２３】図８の(c) は，ＤＴ＞ＥＲＯの場合であ
る。比較部２１１は，ＤＴよりＥＲＯの電圧の方が大き
いため，前記閾値より大きく，かつＤＴより大きい三角
波の電圧の期間にオンの信号（ＨレベルのＣＰＯ）を出
力する。つまり，時刻ｔ0 ”とｔ1 ”の間およびｔ2 ”
とｔ3 ”の間でＨレベルのＣＰＯが比較部２１１より出
力される。
る。比較部２１１は，ＤＴよりＥＲＯの電圧の方が大き
いため，前記閾値より大きく，かつＤＴより大きい三角
波の電圧の期間にオンの信号（ＨレベルのＣＰＯ）を出
力する。つまり，時刻ｔ0 ”とｔ1 ”の間およびｔ2 ”
とｔ3 ”の間でＨレベルのＣＰＯが比較部２１１より出
力される。
【００２４】図９は他の従来の電源装置である。図９に
おいて，２２０はＤＣ−ＤＣコンバータである。
おいて，２２０はＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００２５】２２１は電池である。２２２は制御信号発
生部である。Ｖｉｎは入力電圧である。
生部である。Ｖｉｎは入力電圧である。
【００２６】Ｖｏは出力電圧である。Ｃ1 は電源ノイズ
除去用の入力コンデンサである。Ｔｒ1 は出力電圧制御
用のスイッチングトランジスタである。
除去用の入力コンデンサである。Ｔｒ1 は出力電圧制御
用のスイッチングトランジスタである。
【００２７】Ｌ1 はチョークコイルである。Ｄ1 はダイ
オードである。Ｃ2 は平滑用の出力コンデンサである。
オードである。Ｃ2 は平滑用の出力コンデンサである。
【００２８】Ｒ1 ，Ｒ2 は出力電圧の変化を検出するた
めの分圧抵抗であり，出力電圧検出信号ＥＩＮを生成す
るものである。Ｒ3 ，Ｒ4 は制御信号発生部２２２の安
定動作信号を発生するための基準電圧を生成するための
分圧抵抗である。
めの分圧抵抗であり，出力電圧検出信号ＥＩＮを生成す
るものである。Ｒ3 ，Ｒ4 は制御信号発生部２２２の安
定動作信号を発生するための基準電圧を生成するための
分圧抵抗である。
【００２９】ＥＩＮは出力電圧検出信号である。ＤＴは
安定動作信号である。Ｖｒｅｆは制御信号発生部２２２
内の誤差増幅器２１０（図７参照）の基準電圧である。
安定動作信号である。Ｖｒｅｆは制御信号発生部２２２
内の誤差増幅器２１０（図７参照）の基準電圧である。
【００３０】Ｃ3 はＤＣ−ＤＣコンバータの起動時の動
作を安定化するためのコンデンサである。図９の構成に
おいて，Ｔｒ1 がオフの期間にコイルＬ1 ，コンデンサ
Ｃ1 に電流が流れ，エネルギーが蓄積される。Ｔｒ1 が
オフの期間に蓄積されたエネルギーによりダイオードＤ
1 −コンデンサＣ2 −Ｔｒ1 の回路にフライバック電流
が流れ，出力電圧Ｖｏが得られる。制御信号発生部２２
２の動作は図６の場合と同じであるので説明は省略す
る。
作を安定化するためのコンデンサである。図９の構成に
おいて，Ｔｒ1 がオフの期間にコイルＬ1 ，コンデンサ
Ｃ1 に電流が流れ，エネルギーが蓄積される。Ｔｒ1 が
オフの期間に蓄積されたエネルギーによりダイオードＤ
1 −コンデンサＣ2 −Ｔｒ1 の回路にフライバック電流
が流れ，出力電圧Ｖｏが得られる。制御信号発生部２２
２の動作は図６の場合と同じであるので説明は省略す
る。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】図６の構成において，
Ｔｒ1 が導通している間に入力電圧ＶｉｎはＬ1 ，Ｃ2
に加えられる。そして，Ｔｒ1 がオフになると，蓄積さ
れたエネルギーによりＤ1，Ｌ1 ，Ｃ2 の回路にフライ
バック電流が流れ，平滑化された出力電圧Ｖｏを発生す
る。
Ｔｒ1 が導通している間に入力電圧ＶｉｎはＬ1 ，Ｃ2
に加えられる。そして，Ｔｒ1 がオフになると，蓄積さ
れたエネルギーによりＤ1，Ｌ1 ，Ｃ2 の回路にフライ
バック電流が流れ，平滑化された出力電圧Ｖｏを発生す
る。
【００３２】ここで，出力電圧Ｖｏは次の式で与えられ
る。 Ｖｏ＝Ｖｉｎ×Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝Ｖｉｎ
×Ｔｏｎ／Ｔ （Ｔは三角波の周期，ＴｏｎはＴｒ1 の
オンの期間，ＴｏｆｆはＴｒ1 のオフの期間） 従って，制御信号発生部２０２の出力するパルス信号の
デューティ比を制御することにより，入力電圧Ｖｉｎが
変動しても出力電圧Ｖｏを一定にすることができる。
る。 Ｖｏ＝Ｖｉｎ×Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ）＝Ｖｉｎ
×Ｔｏｎ／Ｔ （Ｔは三角波の周期，ＴｏｎはＴｒ1 の
オンの期間，ＴｏｆｆはＴｒ1 のオフの期間） 従って，制御信号発生部２０２の出力するパルス信号の
デューティ比を制御することにより，入力電圧Ｖｉｎが
変動しても出力電圧Ｖｏを一定にすることができる。
【００３３】一方，図８ (a)， (b)の動作で表されるよ
うに，出力電圧が高い方に変動した場合には，誤差増幅
器２１０の出力ＥＲＯが大きくなることによりＣＰＯの
デューティ比が小さくなり，出力電圧が低い方に変動し
た場合には誤差増幅器２１０の出力ＥＲＯが小さくなる
ことによりＣＰＯのデューティ比が大きくなる。そのよ
うにデューティ比を制御することにより出力電圧が高い
方に変動した場合には出力電圧Ｖｏを引き下げ，出力電
圧が低い方に変動した場合には出力電圧Ｖｏを引き上げ
ることができる。
うに，出力電圧が高い方に変動した場合には，誤差増幅
器２１０の出力ＥＲＯが大きくなることによりＣＰＯの
デューティ比が小さくなり，出力電圧が低い方に変動し
た場合には誤差増幅器２１０の出力ＥＲＯが小さくなる
ことによりＣＰＯのデューティ比が大きくなる。そのよ
うにデューティ比を制御することにより出力電圧が高い
方に変動した場合には出力電圧Ｖｏを引き下げ，出力電
圧が低い方に変動した場合には出力電圧Ｖｏを引き上げ
ることができる。
【００３４】上記の動作において，安定動作信号がない
場合を考える。電源起動時および負荷の急激な変動等に
よる出力電圧の低下等で，出力電圧Ｖｏが０に近い時，
誤差増幅器２１０からの出力ＥＲＯは０である。このよ
うな場合には，ＣＰＯが一周期の期間のほとんど全期間
にオンとなり，トランジスタＴｒ1 に過大な電流が流
れ，Ｔｒ1 を破壊する危険がある。これを防止するた
め，比較部２１１に安定動作信号を入力し，安定動作信
号を閾値より大きくし，ＥＲＯが０に近くても，三角波
の電圧が安定動作信号を越えるまでは比較部２１１の出
力（ＣＰＯ）をオフとし，Ｔｒ1 に流れる電流を制限す
るようにしていた。
場合を考える。電源起動時および負荷の急激な変動等に
よる出力電圧の低下等で，出力電圧Ｖｏが０に近い時，
誤差増幅器２１０からの出力ＥＲＯは０である。このよ
うな場合には，ＣＰＯが一周期の期間のほとんど全期間
にオンとなり，トランジスタＴｒ1 に過大な電流が流
れ，Ｔｒ1 を破壊する危険がある。これを防止するた
め，比較部２１１に安定動作信号を入力し，安定動作信
号を閾値より大きくし，ＥＲＯが０に近くても，三角波
の電圧が安定動作信号を越えるまでは比較部２１１の出
力（ＣＰＯ）をオフとし，Ｔｒ1 に流れる電流を制限す
るようにしていた。
【００３５】出力電圧Ｖｏが安定動作信号より小さい場
合において（電源起動時等），比較部２１１から出力さ
れる信号ＣＰＯのデューティ比は次のように表される
（スイッチングトランジスタＴｒ1 をオフとする期間の
デューティ比）。安定動作信号が三角波の電圧よりも高
い期間は比較部２１１の出力はオフであるので，安定動
作信号の電圧をＶｄｔとすると， Ｄｕｔｙ（ｏｆｆ）＝１００×（Ｖｄｔ−三角波の最低
電圧）／三角波の振幅（％）， Ｖｄｔ＝Ｖｒｅｆ×Ｒ4 ／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ） である。
合において（電源起動時等），比較部２１１から出力さ
れる信号ＣＰＯのデューティ比は次のように表される
（スイッチングトランジスタＴｒ1 をオフとする期間の
デューティ比）。安定動作信号が三角波の電圧よりも高
い期間は比較部２１１の出力はオフであるので，安定動
作信号の電圧をＶｄｔとすると， Ｄｕｔｙ（ｏｆｆ）＝１００×（Ｖｄｔ−三角波の最低
電圧）／三角波の振幅（％）， Ｖｄｔ＝Ｖｒｅｆ×Ｒ4 ／（Ｒ3 ＋Ｒ4 ） である。
【００３６】Ｌ1 に流れる平均入力電流Ｉｉｎは出力電
流ＩｏとＴｒ1 のデューティ比との積に等しくなり，次
の式で表される。 Ｉｉｎ＝Ｉｏ×Ｔｏｎ／Ｔ また，Ｌ1 に流れる最大電流Ｉｐｅａｋは，Ｌ1 のイン
ダクタンスと入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏにより決ま
り，次のようになる。
流ＩｏとＴｒ1 のデューティ比との積に等しくなり，次
の式で表される。 Ｉｉｎ＝Ｉｏ×Ｔｏｎ／Ｔ また，Ｌ1 に流れる最大電流Ｉｐｅａｋは，Ｌ1 のイン
ダクタンスと入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏにより決ま
り，次のようになる。
【００３７】Ｉｐｅａｋ＝Ｔｏｎ×（Ｖｏ−Ｖｉｎ）／
Ｌ （Ｌはチョークコイルのインダクタンス） このように，ＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータに
おける出力電流は，ＴｏｎとＴｏｆｆの比で決まる。一
方，ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧Ｖｉｎが出力電
圧Ｖｏに比して充分に大きいときはチョークコイル
Ｌ1 ，スイッチングトランジスタＴｒ1 に過大な電流が
流れるので動作が不安定になる。そこで，そのような場
合にも動作が安定するようにするため，その状態でのＴ
ｏｎ時間（デューティ比）は短くする必要がある。それ
に対し，入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏに比較して大き
くないときは，Ｔｏｎ時間が短いと充分な電流を得るこ
とができないのでＴｏｎ時間を長くする必要がある。
Ｌ （Ｌはチョークコイルのインダクタンス） このように，ＰＷＭ制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータに
おける出力電流は，ＴｏｎとＴｏｆｆの比で決まる。一
方，ＤＣ−ＤＣコンバータへの入力電圧Ｖｉｎが出力電
圧Ｖｏに比して充分に大きいときはチョークコイル
Ｌ1 ，スイッチングトランジスタＴｒ1 に過大な電流が
流れるので動作が不安定になる。そこで，そのような場
合にも動作が安定するようにするため，その状態でのＴ
ｏｎ時間（デューティ比）は短くする必要がある。それ
に対し，入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏに比較して大き
くないときは，Ｔｏｎ時間が短いと充分な電流を得るこ
とができないのでＴｏｎ時間を長くする必要がある。
【００３８】この過大電流は，ＤＣ−ＤＣコンバータの
起動時に発生し易い。起動時には，Ｖｏは０Ｖであり，
入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏとの差が大であるので，
Ｔｒ 1 に過大な電流（突入電流）が流れる。突入電流を
防止するために，起動時に一時的にＴｏｎ時間を短く制
御する方法がある。これはソフトスタートと称され，起
動時の安定動作信号の電圧を高くしてＴｏｎを短くし，
徐々に安定動作信号を下げるようにして徐々にＴｏｎ時
間を長くする方法である。そのために図６，図９におい
て，コンデンサＣ3 を設け，時定数に合わせて徐々に安
定動作信号の電圧を引き下げ，Ｔｏｎ時間を徐々に長く
する。
起動時に発生し易い。起動時には，Ｖｏは０Ｖであり，
入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏとの差が大であるので，
Ｔｒ 1 に過大な電流（突入電流）が流れる。突入電流を
防止するために，起動時に一時的にＴｏｎ時間を短く制
御する方法がある。これはソフトスタートと称され，起
動時の安定動作信号の電圧を高くしてＴｏｎを短くし，
徐々に安定動作信号を下げるようにして徐々にＴｏｎ時
間を長くする方法である。そのために図６，図９におい
て，コンデンサＣ3 を設け，時定数に合わせて徐々に安
定動作信号の電圧を引き下げ，Ｔｏｎ時間を徐々に長く
する。
【００３９】起動直後はＴｏｎ時間の最大値は徐々に延
びてゆくが，ＤＣ−ＤＣコンバータの動作に応じて一定
時間後にはＲ3 とＲ4 できまる電位に設定され，以降は
Ｔｏｎ時間は出力電圧の変動に応じて小さく変化するだ
けでほぼ一定になる。
びてゆくが，ＤＣ−ＤＣコンバータの動作に応じて一定
時間後にはＲ3 とＲ4 できまる電位に設定され，以降は
Ｔｏｎ時間は出力電圧の変動に応じて小さく変化するだ
けでほぼ一定になる。
【００４０】以上のように，従来のＰＷＭ制御方式のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータは，ＤＣ−ＤＣへの入力電圧Ｖｉｎ
が大きく変化しないときは，問題なかったが，電池等を
入力電源とした場合，時間の経過に従って電池の電圧が
徐々に低下し入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏと余り差が
ない範囲まで低下した時には，出力電流の最大値も低下
するため，充分に電池を使い切る前に出力電力不足とな
り，電池での運用が不可能であった。そのため，従来は
入力電圧はある程度高いレベルに維持しておく必要があ
り，電池等が決められた一定値以下に低下した場合に
は，新しいものに交換しなければならず，電池を入力電
源として最後まで使い切ることは困難であった。
Ｃ−ＤＣコンバータは，ＤＣ−ＤＣへの入力電圧Ｖｉｎ
が大きく変化しないときは，問題なかったが，電池等を
入力電源とした場合，時間の経過に従って電池の電圧が
徐々に低下し入力電圧Ｖｉｎが出力電圧Ｖｏと余り差が
ない範囲まで低下した時には，出力電流の最大値も低下
するため，充分に電池を使い切る前に出力電力不足とな
り，電池での運用が不可能であった。そのため，従来は
入力電圧はある程度高いレベルに維持しておく必要があ
り，電池等が決められた一定値以下に低下した場合に
は，新しいものに交換しなければならず，電池を入力電
源として最後まで使い切ることは困難であった。
【００４１】本発明は，入力電圧が低下しても，安定な
出力電圧を得ることのできる電源装置を提供することを
目的とする。
出力電圧を得ることのできる電源装置を提供することを
目的とする。
【００４２】
【課題を解決するための手段】本発明は，上記問題点に
鑑み，入力電圧を監視し，入力電圧が高い時は安定動作
信号のレベルを高くしてＴｒ1 の電流制限のための制御
信号のオン時間を短くし，入力電圧が低い時は安定動作
信号のレベルを引き下げてＴｒ1 の電流制限のためのオ
ン時間を長くするようにした。
鑑み，入力電圧を監視し，入力電圧が高い時は安定動作
信号のレベルを高くしてＴｒ1 の電流制限のための制御
信号のオン時間を短くし，入力電圧が低い時は安定動作
信号のレベルを引き下げてＴｒ1 の電流制限のためのオ
ン時間を長くするようにした。
【００４３】図１は本発明の基本構成(1) である。図１
において，１は電圧源であって，電池等の電圧源であ
る。
において，１は電圧源であって，電池等の電圧源であ
る。
【００４４】２は出力制御部であって，スイッチングト
ランジスタ等により構成されるスイッチ回路１６を含む
ものである。３は制御信号発生部であって，出力制御部
のスイッチ動作を制御する制御信号を発生するものであ
る。
ランジスタ等により構成されるスイッチ回路１６を含む
ものである。３は制御信号発生部であって，出力制御部
のスイッチ動作を制御する制御信号を発生するものであ
る。
【００４５】４は入力電圧検出部であって，電圧源１の
電圧変動を検出するものである。５は出力電圧検出部で
あって，出力電圧Ｖｏの変動を検出するものである。制
御信号発生部３において，１０は比較部であって，出力
電圧検出部５の検出信号（ＥＩＮ）と基準信号発生部１
２の発生する波形（例えば，三角波）と安定動作信号発
生部１１の発生する安定動作信号とを入力して比較し，
出力制御部２のスイッチ動作を制御するための制御信号
を発生するものである。
電圧変動を検出するものである。５は出力電圧検出部で
あって，出力電圧Ｖｏの変動を検出するものである。制
御信号発生部３において，１０は比較部であって，出力
電圧検出部５の検出信号（ＥＩＮ）と基準信号発生部１
２の発生する波形（例えば，三角波）と安定動作信号発
生部１１の発生する安定動作信号とを入力して比較し，
出力制御部２のスイッチ動作を制御するための制御信号
を発生するものである。
【００４６】１１は安定動作信号発生部であって，出力
電圧Ｖｏが小さい時に出力制御部２に過大な電流が流れ
て動作が不安定にならないようにするための信号を発生
するものである。
電圧Ｖｏが小さい時に出力制御部２に過大な電流が流れ
て動作が不安定にならないようにするための信号を発生
するものである。
【００４７】１２は基準信号発生部であって，比較部１
０が制御信号を生成するための基準とする基準波形（例
えば，三角波）を発生するものである。１３は安定動作
信号変更部であって，入力電圧の変動に応じて安定動作
信号発生部１１の生成する安定動作信号を変更するため
の信号を発生するものである。
０が制御信号を生成するための基準とする基準波形（例
えば，三角波）を発生するものである。１３は安定動作
信号変更部であって，入力電圧の変動に応じて安定動作
信号発生部１１の生成する安定動作信号を変更するため
の信号を発生するものである。
【００４８】１４は出力電圧変動検出部であって，出力
電圧の変動を検出するものである。出力制御部２におい
て，１６はスイッチ回路である。
電圧の変動を検出するものである。出力制御部２におい
て，１６はスイッチ回路である。
【００４９】１７はコイルであって，チョークコイルで
ある。１８は整流部であって，ダイオードを備えるもの
である。１９は平滑部であって，コンデンサを備えるも
のである。
ある。１８は整流部であって，ダイオードを備えるもの
である。１９は平滑部であって，コンデンサを備えるも
のである。
【００５０】上記構成においては，出力制御部２のスイ
ッチ回路１６は電圧源１に対して並列にされていても良
い。図２はスイッチ回路１６を電圧源１に対して並列に
接続する場合の本発明の基本構成(2) である。
ッチ回路１６は電圧源１に対して並列にされていても良
い。図２はスイッチ回路１６を電圧源１に対して並列に
接続する場合の本発明の基本構成(2) である。
【００５１】図２において，図１と同じ番号は同じ構成
部分である。上記のように，本発明は，電圧源１からの
入力電圧が供給され，出力電圧を制御する出力制御部２
と，前記出力電圧を検出する出力電圧検出部５と，前記
出力電圧を検出する出力電圧検出部５と，前記出力制御
部２が安定に動作するための信号を発生する安定動作信
号発生部１１と，基準信号を発生する基準信号発生部１
２とを備え，前記出力電圧検出部５と前記安定動作信号
発生部１１と基準信号発生部１２の信号に基づいて前記
出力制御部２を制御して出力電圧を生成する電源装置に
おいて，前記入力電圧を検出する入力電圧検出部４と該
入力電圧の変動に応じて安定動作信号発生部１１の出力
する安定動作のための信号を変更する安定動作信号変更
部１３を備えたものである。
部分である。上記のように，本発明は，電圧源１からの
入力電圧が供給され，出力電圧を制御する出力制御部２
と，前記出力電圧を検出する出力電圧検出部５と，前記
出力電圧を検出する出力電圧検出部５と，前記出力制御
部２が安定に動作するための信号を発生する安定動作信
号発生部１１と，基準信号を発生する基準信号発生部１
２とを備え，前記出力電圧検出部５と前記安定動作信号
発生部１１と基準信号発生部１２の信号に基づいて前記
出力制御部２を制御して出力電圧を生成する電源装置に
おいて，前記入力電圧を検出する入力電圧検出部４と該
入力電圧の変動に応じて安定動作信号発生部１１の出力
する安定動作のための信号を変更する安定動作信号変更
部１３を備えたものである。
【００５２】
【作用】図３を参照して，図１，図２の本発明の基本構
成の動作を説明する。図３は制御信号生成のための基準
波形として三角波を使用する場合を例として示す。
成の動作を説明する。図３は制御信号生成のための基準
波形として三角波を使用する場合を例として示す。
【００５３】図３ (a)は入力電圧が高い場合である（電
圧源１の電圧が高い場合）の動作例を示す。ＤＴは安定
動作信号である。ＥＲＯは出力電圧検出部の出力信号に
基づいて発生する信号である。
圧源１の電圧が高い場合）の動作例を示す。ＤＴは安定
動作信号である。ＥＲＯは出力電圧検出部の出力信号に
基づいて発生する信号である。
【００５４】ＣＰＯは比較部１０の出力信号である。Ｅ
ＲＯは出力電圧変動検出部１４の出力信号である。図
１，図２の基本構成において，比較部１０は，安定動作
信号発生部１１の発生する安定動作信号と基準信号発生
部１２の発生する三角波と出力電圧検出部５に検出する
電圧変動に応じた信号ＥＲＯを入力し，制御信号ＣＰＯ
を出力する。
ＲＯは出力電圧変動検出部１４の出力信号である。図
１，図２の基本構成において，比較部１０は，安定動作
信号発生部１１の発生する安定動作信号と基準信号発生
部１２の発生する三角波と出力電圧検出部５に検出する
電圧変動に応じた信号ＥＲＯを入力し，制御信号ＣＰＯ
を出力する。
【００５５】安定動作信号発生部１１は安定動作信号を
発生する。比較部１０は，三角波が安定動作信号より大
きい期間ｔ0 〜ｔ1 において，例えば，出力制御部２を
オンとする制御信号ＣＰＯを発生する。ＣＰＯがオンの
期間出力制御部２はオンとなり，電圧源１から出力側に
電流が流れる。
発生する。比較部１０は，三角波が安定動作信号より大
きい期間ｔ0 〜ｔ1 において，例えば，出力制御部２を
オンとする制御信号ＣＰＯを発生する。ＣＰＯがオンの
期間出力制御部２はオンとなり，電圧源１から出力側に
電流が流れる。
【００５６】図３ (b)は入力電圧が低い場合（電圧源１
の電圧が低下した場合）の動作例を示す。入力電圧検出
部４は電圧源１の電圧低下を検出する。安定動作信号変
更部１３は入力電圧検出部４の入力電圧が低下したこと
を検出すると，その低下を安定動作信号発生部１１に通
知する信号を生成する。安定動作信号発生部１１はその
信号を入力すると，例えば，安定動作信号のレベルを低
くする。
の電圧が低下した場合）の動作例を示す。入力電圧検出
部４は電圧源１の電圧低下を検出する。安定動作信号変
更部１３は入力電圧検出部４の入力電圧が低下したこと
を検出すると，その低下を安定動作信号発生部１１に通
知する信号を生成する。安定動作信号発生部１１はその
信号を入力すると，例えば，安定動作信号のレベルを低
くする。
【００５７】その結果，図３ (b)に示すように，比較部
１０は三角波の電圧が安定動作信号より大きい時刻
ｔ0 ’〜ｔ1 ’の期間にＣＰＯがオンの信号を発生し，
出力制御部２は時刻ｔ0 ’〜ｔ1 ’の期間オンとなる。
その結果，出力制御部２のオンの期間が長くなり，電圧
源１の電圧が高い場合より大きい電流が出力側に流れ
る。
１０は三角波の電圧が安定動作信号より大きい時刻
ｔ0 ’〜ｔ1 ’の期間にＣＰＯがオンの信号を発生し，
出力制御部２は時刻ｔ0 ’〜ｔ1 ’の期間オンとなる。
その結果，出力制御部２のオンの期間が長くなり，電圧
源１の電圧が高い場合より大きい電流が出力側に流れ
る。
【００５８】上記のように，本発明によれば，電圧源１
の電圧に応じて，安定動作信号のレベルを変更し，電圧
源１の電圧が低下した場合には，出力制御部２のオンの
期間を長くし，電圧源１から大きいエネルギーを取り出
して出力側に渡すようにするので，電圧源１の電圧が低
下した場合にも出力側に安定に電力を供給することがで
きる。
の電圧に応じて，安定動作信号のレベルを変更し，電圧
源１の電圧が低下した場合には，出力制御部２のオンの
期間を長くし，電圧源１から大きいエネルギーを取り出
して出力側に渡すようにするので，電圧源１の電圧が低
下した場合にも出力側に安定に電力を供給することがで
きる。
【００５９】なお，上記の説明において，制御信号がＨ
レベルの時に出力制御部がオンとなる場合について説明
したが，制御信号がＬレベルの時にＴｒ1 をオンとする
ように制御信号発生部，出力制御部を構成することも可
能である。
レベルの時に出力制御部がオンとなる場合について説明
したが，制御信号がＬレベルの時にＴｒ1 をオンとする
ように制御信号発生部，出力制御部を構成することも可
能である。
【００６０】
【実施例】図４は本発明の実施例を示す。図４におい
て，１００はＤＣ−ＤＣコンバータである。
て，１００はＤＣ−ＤＣコンバータである。
【００６１】１０１は電圧源であって，電池である。１
０２は出力制御部である。出力制御部１０２において，
Ｔｒ1 はスイッチングトランジスタである。
０２は出力制御部である。出力制御部１０２において，
Ｔｒ1 はスイッチングトランジスタである。
【００６２】１０３は制御信号発生部である。１０４は
入力電圧検出部である。入力電圧検出部１０４におい
て，Ｒ5 ，Ｒ6は入力電圧の分圧抵抗である。
入力電圧検出部である。入力電圧検出部１０４におい
て，Ｒ5 ，Ｒ6は入力電圧の分圧抵抗である。
【００６３】１０５は出力電圧検出部である。出力電圧
検出部１０５において，Ｒ1 ，Ｒ2は出力電圧の分圧抵
抗である。１０６は平滑部であって，電圧源１から出力
される電圧を昇圧するとともに平滑するものである。平
滑部１０６において，Ｌ1 はチョークコイル，Ｃ2 は平
滑コンデンサである。
検出部１０５において，Ｒ1 ，Ｒ2は出力電圧の分圧抵
抗である。１０６は平滑部であって，電圧源１から出力
される電圧を昇圧するとともに平滑するものである。平
滑部１０６において，Ｌ1 はチョークコイル，Ｃ2 は平
滑コンデンサである。
【００６４】１１３は安定動作信号変更部である。Ｃ1
は入力コンデンサである。図４の構成の動作は後述す
る。
は入力コンデンサである。図４の構成の動作は後述す
る。
【００６５】図５は本発明の制御信号発生部の実施例で
ある。図５において，１０３は制御信号発生部である。
ある。図５において，１０３は制御信号発生部である。
【００６６】１１０は比較部（ＰＷＭ ＣＯＭＰ）であ
る。１１１は安定動作信号発生部（Ｖｉ−ＡＭＰ）であ
る。安定動作信号発生部１１１において，Ｒ3 ，Ｒ4 は
分圧抵抗である。Ｃ3 はソフト動作用のコンデンサであ
る。
る。１１１は安定動作信号発生部（Ｖｉ−ＡＭＰ）であ
る。安定動作信号発生部１１１において，Ｒ3 ，Ｒ4 は
分圧抵抗である。Ｃ3 はソフト動作用のコンデンサであ
る。
【００６７】１１２は三角波発振器であって，図１，図
２の基準信号発生部１２に相当するものである。１１３
は安定動作信号変更部であって，入力電圧の検出電圧を
非反転端子に入力し，基準電圧Ｖｒｅｆを反転端子に入
力して入力電圧を比較するものである。入力電圧が低下
すると安定動作信号変更部１１３の出力値も低くなるよ
うに動作するものである。
２の基準信号発生部１２に相当するものである。１１３
は安定動作信号変更部であって，入力電圧の検出電圧を
非反転端子に入力し，基準電圧Ｖｒｅｆを反転端子に入
力して入力電圧を比較するものである。入力電圧が低下
すると安定動作信号変更部１１３の出力値も低くなるよ
うに動作するものである。
【００６８】１１４は誤差増幅器（ＥＲＲ−ＡＭＰ）で
あって，図１，図２の出力電圧変動検出部１４に相当す
るものである。１１５は出力部（Ｄｒｉｖｅｒ）であ
る。
あって，図１，図２の出力電圧変動検出部１４に相当す
るものである。１１５は出力部（Ｄｒｉｖｅｒ）であ
る。
【００６９】図４，図５により本発明の実施例の動作を
説明する。 (a) 電圧源１０１の電源が高い場合 安定動作信号変更部１１３は入力電圧検出部１０４の検
出した高い電圧値を入力する。その結果，安定動作信号
変更部１１３は高い値を出力する。その出力値は安定動
作信号発生部の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 で分圧されて安定動作信
号として比較部１１０に入力される。
説明する。 (a) 電圧源１０１の電源が高い場合 安定動作信号変更部１１３は入力電圧検出部１０４の検
出した高い電圧値を入力する。その結果，安定動作信号
変更部１１３は高い値を出力する。その出力値は安定動
作信号発生部の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 で分圧されて安定動作信
号として比較部１１０に入力される。
【００７０】出力電圧Ｖｏ（ＥＩＮ）が低い時には，誤
差増幅器１１４は小さい値のＥＲＯを出力する。そし
て，ＤＴがＥＲＯより大きい時は，比較部１１０の出力
ＣＰＯは三角波と安定動作信号の大小で決められる。
今，入力電圧が高いので安定動作信号の値は高い。その
ため，比較部１１０の出力ＣＰＯのパルス信号のデュー
ティ比は小さく，出力制御部１０２のＴｒ1 のスイッチ
ング動作のオン期間は短い。従って，出力側に流れる電
流は小さい。そして，時間が経過するにつれて，次第に
出力電圧は高くなり，ＥＲＯがＤＴより高くなると，比
較部１１０の出力ＣＰＯはＥＲＯで決まるようになり，
安定動作状態となる。
差増幅器１１４は小さい値のＥＲＯを出力する。そし
て，ＤＴがＥＲＯより大きい時は，比較部１１０の出力
ＣＰＯは三角波と安定動作信号の大小で決められる。
今，入力電圧が高いので安定動作信号の値は高い。その
ため，比較部１１０の出力ＣＰＯのパルス信号のデュー
ティ比は小さく，出力制御部１０２のＴｒ1 のスイッチ
ング動作のオン期間は短い。従って，出力側に流れる電
流は小さい。そして，時間が経過するにつれて，次第に
出力電圧は高くなり，ＥＲＯがＤＴより高くなると，比
較部１１０の出力ＣＰＯはＥＲＯで決まるようになり，
安定動作状態となる。
【００７１】(b) 電圧源１０１の電源が低い場合 安定動作信号変更部１１３は入力電圧検出部１０４の低
い電圧を入力する。その結果，安定動作信号変更部１１
３の出力値は低くなる。そして，その出力値は安定動作
信号発生部の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 で分圧されて安定動作信号
となって比較部１１０に入力される。出力電圧Ｖｏが低
い時には，誤差増幅器１１４の出力ＥＲＯはＤＴより小
さい。そして，ＥＲＯがＤＴより小さい時は，比較部１
１０の出力ＣＰＯは三角波と安定動作信号の大小で決め
られる。今，入力電圧が低いので安定動作信号の値は低
く，比較部１１０の出力ＣＰＯのパルス信号のデューテ
ィ比は大きい。その結果，出力制御部１０２のＴｒ1 の
スイッチング動作のオン期間は長くなる。そのため，出
力側に流れる電流は大きくなり，入力電圧が低下しても
出力電圧を大きくとることができる。そして，時間が経
過するにつれて，次第に出力電圧は高くなり，ＥＲＯが
ＤＴより高くなると，比較部１１０の出力ＣＰＯはＥＲ
Ｏで決まるようになり，安定動作状態となる。
い電圧を入力する。その結果，安定動作信号変更部１１
３の出力値は低くなる。そして，その出力値は安定動作
信号発生部の抵抗Ｒ3 ，Ｒ4 で分圧されて安定動作信号
となって比較部１１０に入力される。出力電圧Ｖｏが低
い時には，誤差増幅器１１４の出力ＥＲＯはＤＴより小
さい。そして，ＥＲＯがＤＴより小さい時は，比較部１
１０の出力ＣＰＯは三角波と安定動作信号の大小で決め
られる。今，入力電圧が低いので安定動作信号の値は低
く，比較部１１０の出力ＣＰＯのパルス信号のデューテ
ィ比は大きい。その結果，出力制御部１０２のＴｒ1 の
スイッチング動作のオン期間は長くなる。そのため，出
力側に流れる電流は大きくなり，入力電圧が低下しても
出力電圧を大きくとることができる。そして，時間が経
過するにつれて，次第に出力電圧は高くなり，ＥＲＯが
ＤＴより高くなると，比較部１１０の出力ＣＰＯはＥＲ
Ｏで決まるようになり，安定動作状態となる。
【００７２】
【発明の効果】本発明によれば，負荷の急激な変動に対
して出力電圧が低下しても安定にＤＣ−ＤＣコンバータ
を動作させることができる。また，電池の電圧が低下し
た状態において，起動時もしくは急激な負荷の変動によ
り出力電圧が低下したような場合においても安定した動
作をさせることができるので，電池を長く使用できるよ
うになる。
して出力電圧が低下しても安定にＤＣ−ＤＣコンバータ
を動作させることができる。また，電池の電圧が低下し
た状態において，起動時もしくは急激な負荷の変動によ
り出力電圧が低下したような場合においても安定した動
作をさせることができるので，電池を長く使用できるよ
うになる。
【図１】本発明の基本構成(1) を示す図である。
【図２】本発明の基本構成(2) を示す図である。
【図３】本発明の基本構成の動作説明図である。
【図４】本発明の実施例を示す図である。
【図５】本発明の制御信号発生部の実施例を示す図であ
る。
る。
【図６】従来の電源装置を示す図である。
【図７】従来の制御信号発生部を示す図である。
【図８】従来の電源装置の動作説明図である。
【図９】他の従来の電源装置を示す図である。
１：電圧源 ２：出力制御部 ３：制御信号発生部 ４：入力電圧検出部 ５：出力電圧検出部 １０：比較部 １１：安定動作信号発生部 １２：基準信号発生部 １３：安定動作信号変更部 １６：スイッチ回路 １７：コイル １８：整流部 １９：平滑部
Claims (1)
- 【請求項１】 電圧源(1) からの入力電圧が供給され，
出力電圧を制御する出力制御部(2) と，前記出力電圧を
検出する出力電圧検出部(5) と，前記出力制御部(2) が
安定に動作するための信号を発生する安定動作信号発生
部(11)と，基準信号を発生する基準信号発生部(12)とを
備え，前記出力電圧検出部(5) と前記安定動作信号発生
部(11)と基準信号発生部(12)の信号に基づいて前記出力
制御部(2) を制御して出力電圧を生成する電源装置にお
いて，前記入力電圧を検出する入力電圧検出部(4) と，
該入力電圧の変動に応じて安定動作信号発生部(11)の出
力する安定動作のための信号を変更する安定動作信号変
更部(13)を備えたことを特徴とする電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6108114A JPH07322602A (ja) | 1994-05-23 | 1994-05-23 | 電源装置 |
| US08/412,582 US5572112A (en) | 1994-05-23 | 1995-03-29 | Power supply unit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6108114A JPH07322602A (ja) | 1994-05-23 | 1994-05-23 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07322602A true JPH07322602A (ja) | 1995-12-08 |
Family
ID=14476265
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
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