JPH0732596B2 - スイッチングレギュレータ - Google Patents
スイッチングレギュレータInfo
- Publication number
- JPH0732596B2 JPH0732596B2 JP62220111A JP22011187A JPH0732596B2 JP H0732596 B2 JPH0732596 B2 JP H0732596B2 JP 62220111 A JP62220111 A JP 62220111A JP 22011187 A JP22011187 A JP 22011187A JP H0732596 B2 JPH0732596 B2 JP H0732596B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- waveform
- pulse width
- switching regulator
- primary side
- secondary side
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、パルス幅制御方式スイッチングレギュレータ
の、パルス幅制御方式とパルス幅制御用誤差信号検出方
法に関する。
の、パルス幅制御方式とパルス幅制御用誤差信号検出方
法に関する。
第２図に、代表的なパルス幅制御方式スイッチングレギ
ュレータのブロック図を一例として示す。（例えば、文
献「スイッチングレギュレータ」産報出版、（昭和54
年）第15頁から第18頁） 第２図で、１は非安定直流入力、２はスイッチング部、
３は高周波トランス、13は整流部、５は平滑回路、６は
直流安定化出力、８は誤差増幅器、９は基準電圧、10は
パルス幅変換器、11はマスターオシレータ、12はドライ
バ、14は電源１次側と電源２次側を絶縁する為の絶縁回
路である。
ュレータのブロック図を一例として示す。（例えば、文
献「スイッチングレギュレータ」産報出版、（昭和54
年）第15頁から第18頁） 第２図で、１は非安定直流入力、２はスイッチング部、
３は高周波トランス、13は整流部、５は平滑回路、６は
直流安定化出力、８は誤差増幅器、９は基準電圧、10は
パルス幅変換器、11はマスターオシレータ、12はドライ
バ、14は電源１次側と電源２次側を絶縁する為の絶縁回
路である。
以下動作について説明する。11マスターオシレータで発
振させたパルスを、12ドライバ、14絶縁回路を通して２
スイッチング部へ入力し、１非安定直流入力をスイッチ
ングさせ３高周波トランスを駆動させる。３高周波トラ
ンスの２次側出力を13整流部、５平滑回路を通し、６直
流安定化出力を得る。６直流安定化出力と９基準電圧を
８誤差増幅器へ入力し、８誤差増幅器の誤差信号出力に
よって11マスターオシレータの発振パルスを制御するこ
とにより、電源２次側の負荷変動に対し、６直流安定化
出力を安定に制御することができる。
振させたパルスを、12ドライバ、14絶縁回路を通して２
スイッチング部へ入力し、１非安定直流入力をスイッチ
ングさせ３高周波トランスを駆動させる。３高周波トラ
ンスの２次側出力を13整流部、５平滑回路を通し、６直
流安定化出力を得る。６直流安定化出力と９基準電圧を
８誤差増幅器へ入力し、８誤差増幅器の誤差信号出力に
よって11マスターオシレータの発振パルスを制御するこ
とにより、電源２次側の負荷変動に対し、６直流安定化
出力を安定に制御することができる。
上記従来技術は、第２図に示すように、電源２次側の６
直流安定化出力を９基準電圧と比較し、電源１次側を制
御する為に、例えばパルストランス或いはフォトカプラ
の様な14絶縁回路が必要な為、回路規模が大きくなりコ
ストが高くなるという問題があった。
直流安定化出力を９基準電圧と比較し、電源１次側を制
御する為に、例えばパルストランス或いはフォトカプラ
の様な14絶縁回路が必要な為、回路規模が大きくなりコ
ストが高くなるという問題があった。
本発明の目的、電源１次側より電源２次側の負荷変動を
検出し、レギュレーションの良い直流安定化出力を得る
ことにある。
検出し、レギュレーションの良い直流安定化出力を得る
ことにある。
上記目的は、電源１次側の高周波トランスのスイッチン
グ波形を積分し、更に該積分波形の負のピーク値でピー
ク整流を行い、パルス幅制御用の誤差信号として使用す
ることにより達成される。
グ波形を積分し、更に該積分波形の負のピーク値でピー
ク整流を行い、パルス幅制御用の誤差信号として使用す
ることにより達成される。
電源１次側の高周波トランスのスイッチング波形の積分
波形のピーク値は、電源２次側負荷変動に応答して変化
する。従って、該積分波形の負のピーク値でピーク整流
することは、負荷変動を検出していることと等価となる
ので、レギュレーションの良い直流安定化出力を得るこ
とができる。
波形のピーク値は、電源２次側負荷変動に応答して変化
する。従って、該積分波形の負のピーク値でピーク整流
することは、負荷変動を検出していることと等価となる
ので、レギュレーションの良い直流安定化出力を得るこ
とができる。
以下、本発明のブロック図を第１図に、一実施例を第３
図に示す。
図に示す。
第１図で、３高周波トランジスタのスイッチング波形を
７誤差検出部を通して９基準電圧と共に８誤差増幅器に
入力し、該誤差増幅器の誤差信号出力によって11マスタ
ーオシレータの発振パルスを制御することにより、絶縁
回路を必要としないパルス幅制御方式スイッチングレギ
ュレータを得る。
７誤差検出部を通して９基準電圧と共に８誤差増幅器に
入力し、該誤差増幅器の誤差信号出力によって11マスタ
ーオシレータの発振パルスを制御することにより、絶縁
回路を必要としないパルス幅制御方式スイッチングレギ
ュレータを得る。
第３図の一実施例を、第４図の波形図を用いて説明す
る。３高周波トランスのスイッチング波形Ａ（第４図
（１））を、該高周波トランスの１次側のインダクタン
スと19コンデンサC2により積分して波形Ｂ（第４図
（２））を得る。該積分波形Ｂを誤差信号として15ダイ
オードD,16コンデンサC1,17抵抗Ｒを通し、減衰器を通
して誤差信号とし、９基準電圧と比較し、８誤差増幅器
を通しパルス幅を制御して６直流安定化出力を得る。
る。３高周波トランスのスイッチング波形Ａ（第４図
（１））を、該高周波トランスの１次側のインダクタン
スと19コンデンサC2により積分して波形Ｂ（第４図
（２））を得る。該積分波形Ｂを誤差信号として15ダイ
オードD,16コンデンサC1,17抵抗Ｒを通し、減衰器を通
して誤差信号とし、９基準電圧と比較し、８誤差増幅器
を通しパルス幅を制御して６直流安定化出力を得る。
次の該ダイオードD,コンデンサC1,抵抗Ｒによるピーク
整流の効果について説明する。３高周波トランス１次側
の等価インピーダンスは、トランスコイル分と２次側の
負荷との並列となる為、２次側の負荷が大きくなると等
価的に該等価インピーダンス分と19コンデンサC2で構成
されるローパスフィルタのカットオフ周波数が高くな
り、Ｂ点の波形は第４図（３）のように三角波状にな
る。該三角波状波形Ｂの負のピーク値を、該ダイオード
D,コンデンサC1,抵抗Ｒによってピーク整流することに
より、電源１次側で２次側の負荷変動を検出し、かつパ
ルストランス或いはフォトカプラ等の絶縁回路を使用し
ないで、安定な直流安定化出力を得るべく、パルス幅制
御を可能にするという効果がある。
整流の効果について説明する。３高周波トランス１次側
の等価インピーダンスは、トランスコイル分と２次側の
負荷との並列となる為、２次側の負荷が大きくなると等
価的に該等価インピーダンス分と19コンデンサC2で構成
されるローパスフィルタのカットオフ周波数が高くな
り、Ｂ点の波形は第４図（３）のように三角波状にな
る。該三角波状波形Ｂの負のピーク値を、該ダイオード
D,コンデンサC1,抵抗Ｒによってピーク整流することに
より、電源１次側で２次側の負荷変動を検出し、かつパ
ルストランス或いはフォトカプラ等の絶縁回路を使用し
ないで、安定な直流安定化出力を得るべく、パルス幅制
御を可能にするという効果がある。
本発明によれば、電源１次側で２次側の負荷変動を検出
でき、かつ絶縁回路を使用しないでパルス幅制御ができ
るので、レギュレーションが良くコストが安くなるとい
う効果がある。
でき、かつ絶縁回路を使用しないでパルス幅制御ができ
るので、レギュレーションが良くコストが安くなるとい
う効果がある。
第１図は本発明のブロック図、第２図は従来技術のブロ
ック図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４
図は第３図の波形図である。 １……非安定直流入力,2……スイッチング部,3……高周
波トランス,4……クランプ部,5……平滑回路,6……直流
安定化出力,7……誤差検出部,8……誤差増幅器,9……基
準電圧,10パルス幅変換器,11……マスターオシレータ,1
2……ドライバ,13……整流部,14……絶縁回路,15……ダ
イオードD,16……コンデンサC1,17……抵抗R,18……減
衰器,19コンデンサC2。
ック図、第３図は本発明の一実施例を示す回路図、第４
図は第３図の波形図である。 １……非安定直流入力,2……スイッチング部,3……高周
波トランス,4……クランプ部,5……平滑回路,6……直流
安定化出力,7……誤差検出部,8……誤差増幅器,9……基
準電圧,10パルス幅変換器,11……マスターオシレータ,1
2……ドライバ,13……整流部,14……絶縁回路,15……ダ
イオードD,16……コンデンサC1,17……抵抗R,18……減
衰器,19コンデンサC2。
Claims (1)
- 【請求項１】パルス幅制御方式スイッチングレギュレー
タにおいて、電源トランス１次側のスイッチング波形よ
り積分波形を得る積分回路と、この積分波形の負のピー
ク値を整流するピーク整流回路を設けることにより、電
源１次側より２次側負荷変動を検出しパルス幅制御を行
うことを特徴とするスイッチングレギュレータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62220111A JPH0732596B2 (ja) | 1987-09-04 | 1987-09-04 | スイッチングレギュレータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62220111A JPH0732596B2 (ja) | 1987-09-04 | 1987-09-04 | スイッチングレギュレータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6464559A JPS6464559A (en) | 1989-03-10 |
| JPH0732596B2 true JPH0732596B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=16746084
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62220111A Expired - Lifetime JPH0732596B2 (ja) | 1987-09-04 | 1987-09-04 | スイッチングレギュレータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732596B2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5529343Y2 (ja) * | 1975-07-17 | 1980-07-12 | ||
| JPS6084971A (ja) * | 1983-10-15 | 1985-05-14 | Pioneer Electronic Corp | スイツチングレギユレ−タ |
-
1987
- 1987-09-04 JP JP62220111A patent/JPH0732596B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6464559A (en) | 1989-03-10 |
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