JPH0732640B2 - 誘導電動機の可変速駆動装置 - Google Patents
誘導電動機の可変速駆動装置Info
- Publication number
- JPH0732640B2 JPH0732640B2 JP61313361A JP31336186A JPH0732640B2 JP H0732640 B2 JPH0732640 B2 JP H0732640B2 JP 61313361 A JP61313361 A JP 61313361A JP 31336186 A JP31336186 A JP 31336186A JP H0732640 B2 JPH0732640 B2 JP H0732640B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- magnetic flux
- motor
- vector
- coordinate
- induction motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、ベクトル制御による誘導電動機の可変速駆動
装置に関するものであり、更に詳しくは、該電動機の回
転速度を直接検出する手段（タコジエネレータ）を必要
としないで実施できる、かかる可変速駆動装置に関する
ものである。
装置に関するものであり、更に詳しくは、該電動機の回
転速度を直接検出する手段（タコジエネレータ）を必要
としないで実施できる、かかる可変速駆動装置に関する
ものである。
第５図は従来のベクトル制御による誘導電動機の可変速
駆動方式を示すブロツク図である。
駆動方式を示すブロツク図である。
同図において、１は電力変換器としてのPWMインバー
タ、２は誘導電動機（IM）、３は回転速度検出器（パル
スジエネレータPG）、４は磁束指令演算器、５は速度調
節器、6,7はそれぞれ電流調節器、８は座標変換回路、
９は点弧パルス発生回路、10は電流モデル磁束演算器、
11はベクトル回転器（VD）、12は３相−２相変換器、1
3,14,15はそれぞれ加算点、100は速度指令、101はすべ
り周波数演算器、102は積分器、である。
タ、２は誘導電動機（IM）、３は回転速度検出器（パル
スジエネレータPG）、４は磁束指令演算器、５は速度調
節器、6,7はそれぞれ電流調節器、８は座標変換回路、
９は点弧パルス発生回路、10は電流モデル磁束演算器、
11はベクトル回転器（VD）、12は３相−２相変換器、1
3,14,15はそれぞれ加算点、100は速度指令、101はすべ
り周波数演算器、102は積分器、である。
第６図は、誘導機の一次電流ベクトル１を固定座標α
軸，β軸（固定子巻線上にとつた座標系）上の成分
ｉα,iβと回転座標、Ｍ軸,T軸（磁束上にとつた軸をＭ
軸、これと直交する軸をＴ軸とした座標系）上の成分
iM,iTに分離した状態を示すベクトル図である。即ち、
固定子座標（α−β）と回転座標（Ｍ−Ｔ）間の座標変
換の関係を示す。
軸，β軸（固定子巻線上にとつた座標系）上の成分
ｉα,iβと回転座標、Ｍ軸,T軸（磁束上にとつた軸をＭ
軸、これと直交する軸をＴ軸とした座標系）上の成分
iM,iTに分離した状態を示すベクトル図である。即ち、
固定子座標（α−β）と回転座標（Ｍ−Ｔ）間の座標変
換の関係を示す。
さて、誘導電動機のベクトル制御は、電動機の電流、電
圧等をベクトル量とみなし固定子巻線上から観測する
と、交流量となつているこれらの量が電動機の回転磁界
上から観測すると直流量となるので、これら直流量を磁
界に平行な成分と直交する成分に分離してそれぞれ独立
に制御しようとするものである。
圧等をベクトル量とみなし固定子巻線上から観測する
と、交流量となつているこれらの量が電動機の回転磁界
上から観測すると直流量となるので、これら直流量を磁
界に平行な成分と直交する成分に分離してそれぞれ独立
に制御しようとするものである。
以下、第５図、第６図を参照してベクトル制御による誘
導電動機可変速駆動方式の動作原理を簡単に説明する。
導電動機可変速駆動方式の動作原理を簡単に説明する。
第５図に於て誘導電動機２の一次電流は、３相−２相変
換器12で２相量ｉα,iβに変換される。又、この量はベ
クトル回転器11により回転座標（Ｍ−Ｔ座標系）量iM,i
Tに座標変換される。このときＭ軸即ち磁束軸は、後述
する電流モデル方式磁束演算器10により演算された電動
機磁束の位相Ｉにより決定される。
換器12で２相量ｉα,iβに変換される。又、この量はベ
クトル回転器11により回転座標（Ｍ−Ｔ座標系）量iM,i
Tに座標変換される。このときＭ軸即ち磁束軸は、後述
する電流モデル方式磁束演算器10により演算された電動
機磁束の位相Ｉにより決定される。
即ち、この座標変換は次式（１）により行われる。
この様に電動機一次電流を、iM,iTに分離すれば、iMは
磁束を作る成分（磁化電流）となり、iTはトルクを作る
成分（トルク電流）となることは良く知られている通り
である。
磁束を作る成分（磁化電流）となり、iTはトルクを作る
成分（トルク電流）となることは良く知られている通り
である。
磁化電流指令iM ＊は、磁束指令演算器４の出力として与
えられる。磁束一定制御の場合には、磁束指令演算器４
は一定のiM ＊を与え、又、高速領域で速度に依存して弱
め界磁制御を行なう場合は、磁束指令演算器４は速度上
昇につれて減少していくiM ＊を与える。
えられる。磁束一定制御の場合には、磁束指令演算器４
は一定のiM ＊を与え、又、高速領域で速度に依存して弱
め界磁制御を行なう場合は、磁束指令演算器４は速度上
昇につれて減少していくiM ＊を与える。
磁化電流指令iM ＊は、ベクトル回転器11により、一次電
流より変換されたiMと加算点14で比較され、この偏差が
PI調節器６により増幅され電動機の一次電圧ベクトル指
令１ ＊のＭ軸成分vM ＊を与える。
流より変換されたiMと加算点14で比較され、この偏差が
PI調節器６により増幅され電動機の一次電圧ベクトル指
令１ ＊のＭ軸成分vM ＊を与える。
次に速度指令100より与えられた速度指令値Ｎ＊は、加
算点13により速度検出器３より検出された速度検出値Ｎ
と比較され、この偏差はPI調節器５により増幅され、ト
ルク電流指令iT ＊となる。このiT ＊は、ベクトル回転器
11により作られたiTと加算点15で比較され、この偏差は
PI調節器７で増幅され一次電圧ベクトル指令１ ＊のＴ
軸成分vT ＊となる。
算点13により速度検出器３より検出された速度検出値Ｎ
と比較され、この偏差はPI調節器５により増幅され、ト
ルク電流指令iT ＊となる。このiT ＊は、ベクトル回転器
11により作られたiTと加算点15で比較され、この偏差は
PI調節器７で増幅され一次電圧ベクトル指令１ ＊のＴ
軸成分vT ＊となる。
このＭ軸成分vM ＊、Ｔ軸成分vT ＊は座標変換器８に入力
され、電流モデル10により演算された電動機磁束の位相
Ｉにより固定座標量に変換される。
され、電流モデル10により演算された電動機磁束の位相
Ｉにより固定座標量に変換される。
その変換式は次の（２）式である。
このようにして固定子座標量に変換された一次電圧指令
ｖα ＊,vβ ＊は、点弧パルス発生回路９でインバータパ
ルスに変換されPWMインバータ１に与えられ、誘導電動
機２へ給電される電力が制御されることになる。
ｖα ＊,vβ ＊は、点弧パルス発生回路９でインバータパ
ルスに変換されPWMインバータ１に与えられ、誘導電動
機２へ給電される電力が制御されることになる。
こゝで、電動機の電流，電圧を座標変換する際に用いる
磁束の位相Ｉは、電流モデル方式磁束演算器10によつ
て次の（３）式で演算される。Ｉ ＝∫ω1dt＝∫（ω２＋ωＳ）dt ……（３） 但し、Ｋ＝定数 R2′：誘導機１次換算２次抵抗 M:誘導機一次二次相互インダクタンス T2＝（Ｍ＋l2′）/R2′ l2′:2次もれインダクタンス（一次換算） ω1:固定子角周波数 ω2:回転子角周波数 ωS:すべり角周波数 上記（３），（４）式より磁束の位相Ｉは、iM ＊,iT
＊及び速度Ｎを入力とし、モータ定数が既知であれば演
算できることがわかる。磁束一定制御、又は磁束の可変
がゆるやかな場合は上記（４）式のT2＝０とすることも
可能である。すべり周波数演算器101は上記（４）式
を、積分器102は上記（３）式をそれぞれ実行してい
る。
磁束の位相Ｉは、電流モデル方式磁束演算器10によつ
て次の（３）式で演算される。Ｉ ＝∫ω1dt＝∫（ω２＋ωＳ）dt ……（３） 但し、Ｋ＝定数 R2′：誘導機１次換算２次抵抗 M:誘導機一次二次相互インダクタンス T2＝（Ｍ＋l2′）/R2′ l2′:2次もれインダクタンス（一次換算） ω1:固定子角周波数 ω2:回転子角周波数 ωS:すべり角周波数 上記（３），（４）式より磁束の位相Ｉは、iM ＊,iT
＊及び速度Ｎを入力とし、モータ定数が既知であれば演
算できることがわかる。磁束一定制御、又は磁束の可変
がゆるやかな場合は上記（４）式のT2＝０とすることも
可能である。すべり周波数演算器101は上記（４）式
を、積分器102は上記（３）式をそれぞれ実行してい
る。
以上、簡単に説明したベクトル制御による従来の誘導電
動機可変速駆動方式は、例えば、富士電機株式会社発行
の雑誌「富士時報」VOL.57,No.10,1984年,P609などに記
載されている。
動機可変速駆動方式は、例えば、富士電機株式会社発行
の雑誌「富士時報」VOL.57,No.10,1984年,P609などに記
載されている。
またベクトル制御の原理は、既に多くの文献等に発表さ
れ周知であるが、例えば「富士時報」第53巻第９号640
ページに記載の論文“交流機のトランスベクトル制御”
では、原理から応用例まで紹介されている。
れ周知であるが、例えば「富士時報」第53巻第９号640
ページに記載の論文“交流機のトランスベクトル制御”
では、原理から応用例まで紹介されている。
上述の如き、ベクトル制御による従来の可変速駆動方式
は制御性が優れており高性能可変速駆動装置として適し
ているが、電動機回転速度検出器（パルスジエネレータ
PG）を備える事が条件となつており速度検出器を備えな
い電動機システムでは成り立たないという問題点があ
る。
は制御性が優れており高性能可変速駆動装置として適し
ているが、電動機回転速度検出器（パルスジエネレータ
PG）を備える事が条件となつており速度検出器を備えな
い電動機システムでは成り立たないという問題点があ
る。
一方、速度検出器を備えることなく誘導電動機の速度制
御を行う例としてトランジスタインバータや、電流形イ
ンバータ等から給電される誘導電動機のV/f＝一定制御
と呼ばれる駆動方式が良く知られている。
御を行う例としてトランジスタインバータや、電流形イ
ンバータ等から給電される誘導電動機のV/f＝一定制御
と呼ばれる駆動方式が良く知られている。
この方式は、インバータの出力周波数をオープンループ
で与え、インバータの出力電圧は閉ループで制御し電圧
指令と周波数指令を比例させる方法である。しかし、こ
の方式は速度制御の応答性も悪く、又制御精度も悪いの
で高性能速度制御装置としては対象外である。
で与え、インバータの出力電圧は閉ループで制御し電圧
指令と周波数指令を比例させる方法である。しかし、こ
の方式は速度制御の応答性も悪く、又制御精度も悪いの
で高性能速度制御装置としては対象外である。
本発明は、上述のような従来の技術的事情にかんがみ、
電動機の回転速度を直接検出する速度検出器（例えばパ
ルスジエネレータ）を要せずして、ベクトル制御による
誘導電動機の可変速駆動方式を可能にする方式を実現す
ること、を解決すべき問題点としている。従つて本発明
は、直接電動機回転速度を検出する手段を設けることな
く、ベクトル制御による高性能な速度制御を可能とする
誘導電動機の可変速駆動装置を提供することを目的とす
る。
電動機の回転速度を直接検出する速度検出器（例えばパ
ルスジエネレータ）を要せずして、ベクトル制御による
誘導電動機の可変速駆動方式を可能にする方式を実現す
ること、を解決すべき問題点としている。従つて本発明
は、直接電動機回転速度を検出する手段を設けることな
く、ベクトル制御による高性能な速度制御を可能とする
誘導電動機の可変速駆動装置を提供することを目的とす
る。
本発明は、その出力電圧の大きさ、周波数、位相を制御
することのできる電力変換器により給電される誘導電動
機の１次電流を、固定座標量から回転座標量である磁束
座標量へ変換して、前記誘導電動機の磁束と平行な成分
（磁化電流成分iM）と、これに直交する成分（トルク電
流成分iT）と、に分離して出力するベクトル回転器と、
演算により求められた前記電力変換器に対する出力電圧
指令値を磁束座標量から固定座標量へ変換してから前記
電力変換器に供給するため、かかる座標変換を行う座標
変換回路と、を含み、前記磁化電流成分iMとトルク電流
成分iTとを互いに独立に制御するベクトル制御によりそ
の電動機トルクを制御する誘導電動機の可変速駆動装置
において、 前記ベクトル回転器における座標変換のための基準軸と
して、電動機誘起電圧を積分することにより求める所謂
「電圧モデル方式」によつて求めた電動機磁束を用い、
前記座標変換回路における座標変換のための基準軸とし
て、回転子の回転角速度と滑り角速度との和を積分する
ことにより求める所謂「電流モデル方式」によつて求め
た電動機磁束を用いるようにするとともに、 前記ベクトル回転器の出力として得られたトルク電流成
分検出値と、別に与えられるトルク電流成分指令値と、
の間の偏差を積分して得られる積分出力を、前記「電流
モデル方式」における演算用に用いる回転子の回転角速
度として供給し、かつ該積分出力を電動機の回転速度検
出値として用いることとした。
することのできる電力変換器により給電される誘導電動
機の１次電流を、固定座標量から回転座標量である磁束
座標量へ変換して、前記誘導電動機の磁束と平行な成分
（磁化電流成分iM）と、これに直交する成分（トルク電
流成分iT）と、に分離して出力するベクトル回転器と、
演算により求められた前記電力変換器に対する出力電圧
指令値を磁束座標量から固定座標量へ変換してから前記
電力変換器に供給するため、かかる座標変換を行う座標
変換回路と、を含み、前記磁化電流成分iMとトルク電流
成分iTとを互いに独立に制御するベクトル制御によりそ
の電動機トルクを制御する誘導電動機の可変速駆動装置
において、 前記ベクトル回転器における座標変換のための基準軸と
して、電動機誘起電圧を積分することにより求める所謂
「電圧モデル方式」によつて求めた電動機磁束を用い、
前記座標変換回路における座標変換のための基準軸とし
て、回転子の回転角速度と滑り角速度との和を積分する
ことにより求める所謂「電流モデル方式」によつて求め
た電動機磁束を用いるようにするとともに、 前記ベクトル回転器の出力として得られたトルク電流成
分検出値と、別に与えられるトルク電流成分指令値と、
の間の偏差を積分して得られる積分出力を、前記「電流
モデル方式」における演算用に用いる回転子の回転角速
度として供給し、かつ該積分出力を電動機の回転速度検
出値として用いることとした。
本発明は、速度検出器を持たない誘導電動機を速度制御
するために、電動機の磁束の位相がすべり角速度ωＳ
と、回転子角速度ω２の和を積分するという第１の手段
によつて得られること（上記（３），（４）式の如き電
流モデルによる演算式参照）、又、電動機の磁束は別
の手段即ち電動機電圧、電流を用いて演算する電圧モデ
ル方式による方法とかホール素子等の感磁素子を用いて
直接検出するという第２の手段によつても得られる事に
着目して、この両手段で得られる磁束位相を一致させる
様にすることにより回転子速度を間接的に得ようとする
ものである。
するために、電動機の磁束の位相がすべり角速度ωＳ
と、回転子角速度ω２の和を積分するという第１の手段
によつて得られること（上記（３），（４）式の如き電
流モデルによる演算式参照）、又、電動機の磁束は別
の手段即ち電動機電圧、電流を用いて演算する電圧モデ
ル方式による方法とかホール素子等の感磁素子を用いて
直接検出するという第２の手段によつても得られる事に
着目して、この両手段で得られる磁束位相を一致させる
様にすることにより回転子速度を間接的に得ようとする
ものである。
この両手段で得られる演算磁束位相は、対象が同一の誘
導電動機である以上、一致しなければならないから、こ
のために、電流モデル演算に用いるトルク電流指令iT ＊
と、電圧モデル演算により求めた磁束位相Ｖを基準軸
として電動機電流実際値から分離して得たトルク電流実
際値iTを比較して、その偏差を積分しその出力を電流モ
デル方式の演算に必要な入力ω２として用いるとiT ＊＝
iTとなつたときの積分器出力が電動機回転子角速度ω２
即ち電動機速度に一致することになる。
導電動機である以上、一致しなければならないから、こ
のために、電流モデル演算に用いるトルク電流指令iT ＊
と、電圧モデル演算により求めた磁束位相Ｖを基準軸
として電動機電流実際値から分離して得たトルク電流実
際値iTを比較して、その偏差を積分しその出力を電流モ
デル方式の演算に必要な入力ω２として用いるとiT ＊＝
iTとなつたときの積分器出力が電動機回転子角速度ω２
即ち電動機速度に一致することになる。
次に図を参照して本発明の一実施例を説明する。
第１図は本発明の一実施例として、電動機回転速度検出
器を持たない誘導電動機のベクトル制御による可変速駆
動方式を示すブロツク図である。
器を持たない誘導電動機のベクトル制御による可変速駆
動方式を示すブロツク図である。
本実施例において、制御の基本部は、第５図に示した従
来のそれと全く同じであるが、本実施例の場合、制御に
用いる電動機回転速度の実際値が、直接得られないの
で、演算により間接的にこれを求めている。
来のそれと全く同じであるが、本実施例の場合、制御に
用いる電動機回転速度の実際値が、直接得られないの
で、演算により間接的にこれを求めている。
なお、第１図において、第５図におけるのと同じものに
は同じ符号を付してある。そのほか、16は調節器（速度
演算回路）、17は加算点、18は電圧モデルによる磁束演
算器、19は３相−２相変換器、20,21は電圧変成器、で
ある。
は同じ符号を付してある。そのほか、16は調節器（速度
演算回路）、17は加算点、18は電圧モデルによる磁束演
算器、19は３相−２相変換器、20,21は電圧変成器、で
ある。
次に本発明の一実施例である第１図に示した可変速駆動
方式の構成を説明する。
方式の構成を説明する。
誘導電動機２の一次電流は、３相−２相変換器12で、固
定座標上の二相量ｉα,iβに変換されさらにベクトル回
転器11により磁束を基準とする回転座標（Ｍ−Ｔ座標
系）量iM,iTに変換される（前記（１）式参照）。
定座標上の二相量ｉα,iβに変換されさらにベクトル回
転器11により磁束を基準とする回転座標（Ｍ−Ｔ座標
系）量iM,iTに変換される（前記（１）式参照）。
このとき、Ｍ軸は実際の電動機磁束の位相に出来るだけ
正確に一致していることが望ましいので、電動機の一次
電圧、一次電流および電動機定数から磁束を演算する電
圧モデル法により求めた磁束の位相Ｖを用いている。
このＶとしては図示せざる感磁素子等により直接検出
した電動機磁束を用いることももちろん可能である。
正確に一致していることが望ましいので、電動機の一次
電圧、一次電流および電動機定数から磁束を演算する電
圧モデル法により求めた磁束の位相Ｖを用いている。
このＶとしては図示せざる感磁素子等により直接検出
した電動機磁束を用いることももちろん可能である。
なお、ここで付言しておくと、電流モデル方式による磁
束ベクトル演算器は、誘導電動機の端子電圧またはそれ
から抵抗降下分を除去して得た誘起電圧に相当する信号
を積分することにより磁束ベクトルを検出する電圧モデ
ル方式のそれに比べて、電動機が零速度付近で運転され
ている場合でも確実に磁束を検出することが可能である
という長所を有する反面、回転子巻線抵抗に依存する回
転子回路時定数を用いて演算処理を行うことから温度変
化に弱いという欠点がある。
束ベクトル演算器は、誘導電動機の端子電圧またはそれ
から抵抗降下分を除去して得た誘起電圧に相当する信号
を積分することにより磁束ベクトルを検出する電圧モデ
ル方式のそれに比べて、電動機が零速度付近で運転され
ている場合でも確実に磁束を検出することが可能である
という長所を有する反面、回転子巻線抵抗に依存する回
転子回路時定数を用いて演算処理を行うことから温度変
化に弱いという欠点がある。
換言すると、電動機回転速度が所定の定格速度付近にあ
るときは、電圧モデル方式により求めた磁束ベクトルの
方が、電流モデル方式により求めたそれよりも、精度が
高いということであり、感磁素子により直接検出した磁
束ベクトルも、電流モデル方式により求めたそれより、
一般に精度が高いと云える。
るときは、電圧モデル方式により求めた磁束ベクトルの
方が、電流モデル方式により求めたそれよりも、精度が
高いということであり、感磁素子により直接検出した磁
束ベクトルも、電流モデル方式により求めたそれより、
一般に精度が高いと云える。
第１図に戻り、18が電圧モデル方式による磁束演算器で
あり、これによれば、上述のような次第で磁束を正確に
演算できる。
あり、これによれば、上述のような次第で磁束を正確に
演算できる。
以上のようにして、ベクトル回転器11の出力として得ら
れたiM,iTは、電動機２の磁化電流およびトルク電流と
それぞれ良く一致したものとなる。
れたiM,iTは、電動機２の磁化電流およびトルク電流と
それぞれ良く一致したものとなる。
次に磁速指令演算器４の出力として得られる磁化電流指
令iM ＊は、上記iMと加算点14で比較され、この偏差がPI
調節器６により増幅され、電動機一次電圧ベクトル指令
１ ＊のＭ軸成分vM ＊を与える。
令iM ＊は、上記iMと加算点14で比較され、この偏差がPI
調節器６により増幅され、電動機一次電圧ベクトル指令
１ ＊のＭ軸成分vM ＊を与える。
一方、速度調節器（PI調節器）５の出力として得られる
トルク電流指令iT ＊は、上記iTと加算点15で比較され、
この偏差はPI調節器７で増幅され１ ＊のＴ軸成分vT ＊
となる。
トルク電流指令iT ＊は、上記iTと加算点15で比較され、
この偏差はPI調節器７で増幅され１ ＊のＴ軸成分vT ＊
となる。
この様にして得られたvM ＊,vT ＊は、座標変換器８を介
して前記（２）式により固定座標量ｖα ＊,vβ ＊に変換
され、点弧パルス発生回路９を介してインバータパルス
に変換されることは、第５図を参照して先に述べた所と
同じである。
して前記（２）式により固定座標量ｖα ＊,vβ ＊に変換
され、点弧パルス発生回路９を介してインバータパルス
に変換されることは、第５図を参照して先に述べた所と
同じである。
このとき、座標変換器８における座標変換に用いる磁束
の位相Ｉは、第５図の場合と同様に、電流モデル方式
演算器10により前記（３），（４）式を用いて演算され
る。
の位相Ｉは、第５図の場合と同様に、電流モデル方式
演算器10により前記（３），（４）式を用いて演算され
る。
しかしながら、第１図に示した本発明の実施例では、速
度検出器を持たないので、上記（３）式に出てくるω２
が得られず、この（３）式の演算が不可能である。そこ
で、ω２即ち回転子角速度を得る方法を種々検討の結果
第１図に見られる様に、トルク電流指令iT ＊と、電圧モ
デル方式による磁束演算器18を関与させることで正確に
検出したトルク電流実際値iTとの間の偏差を、積分要素
を含む調節器16で増幅し、この出力を前記電流モデルに
よる磁束演算器10のω２入力として用いることにより、
調節器（速度演算回路）16の出力Ｎは電動機速度Ｎ即ち 一致することが判明した。
度検出器を持たないので、上記（３）式に出てくるω２
が得られず、この（３）式の演算が不可能である。そこ
で、ω２即ち回転子角速度を得る方法を種々検討の結果
第１図に見られる様に、トルク電流指令iT ＊と、電圧モ
デル方式による磁束演算器18を関与させることで正確に
検出したトルク電流実際値iTとの間の偏差を、積分要素
を含む調節器16で増幅し、この出力を前記電流モデルに
よる磁束演算器10のω２入力として用いることにより、
調節器（速度演算回路）16の出力Ｎは電動機速度Ｎ即ち 一致することが判明した。
よつて、調節器16の出力Ｎを電動機の回転速度実際値と
して速度調節器５の入力に用いることができる。
して速度調節器５の入力に用いることができる。
以上の方法により、演算によつて間接的に電動機回転速
度Ｎ（即ちω２）が得られることの原理を次に説明す
る。
度Ｎ（即ちω２）が得られることの原理を次に説明す
る。
第６図に於て、一次電流ベクトル１の大きさをi1とす
ると 上記（４）式に於て目標値iM ＊,iT ＊の代りにiM,iTを用
い、iMの定常時には であるから次の（６）式が成立つ。
ると 上記（４）式に於て目標値iM ＊,iT ＊の代りにiM,iTを用
い、iMの定常時には であるから次の（６）式が成立つ。
（但し、Ｋは定数） 上記（５），（６）式から 但し、 上記（８）式は、 の範囲ではωＳの増加に対してβが増加することを意味
する。
する。
このことを第２図（ａ）及び第２図（ｂ）の誘導電動機
のベクトル図に当てはめて説明する。
のベクトル図に当てはめて説明する。
第２図（ａ）は駆動時（Motoring）のベクトル図であ
り、トルク電流iTは正で磁束ベクトルと電流ベクトル
１の間の角度βも正となつており、すべりは正となつ
ていることが判る。
り、トルク電流iTは正で磁束ベクトルと電流ベクトル
１の間の角度βも正となつており、すべりは正となつ
ていることが判る。
第２図（ｂ）は制動時（Braking）のベクトル図であ
り、iT＜０でβも負となつており、すべりは負となつて
いることが判る。
り、iT＜０でβも負となつており、すべりは負となつて
いることが判る。
なお、第２図（ａ），（ｂ）において、は磁束ベクト
ル、１は一次電流ベクトル、１は一次電圧ベクト
ル、Ｅは一次誘起電圧、Ｒは一次抵抗、Ｘσは電動機リ
アクタンス、をそれぞれ示す。
ル、１は一次電流ベクトル、１は一次電圧ベクト
ル、Ｅは一次誘起電圧、Ｒは一次抵抗、Ｘσは電動機リ
アクタンス、をそれぞれ示す。
さらに第２図（ａ），（ｂ）および上記（５）式より、
一次電流の大きさが一定ならば、βが大きくなるほどiT
は大きくなることが判る。即ち、すべりが大きくなるほ
どiTは大きくなることが判る。
一次電流の大きさが一定ならば、βが大きくなるほどiT
は大きくなることが判る。即ち、すべりが大きくなるほ
どiTは大きくなることが判る。
以上の原則より調節器（速度演算回路）16の出力Ｎが速
度Ｎに一致する事を以下に示す。
度Ｎに一致する事を以下に示す。
第１図に於ける誘導電動機２の同期速度NOは、その極数
をＰ、一次周波数即ちインバータ１の出力周波数をｆと
するとNO＝120f/Pで表わされる。又、電動機２の実際の
回転速度をＮとすると、すべりＳは次の（９）式で求ま
る。
をＰ、一次周波数即ちインバータ１の出力周波数をｆと
するとNO＝120f/Pで表わされる。又、電動機２の実際の
回転速度をＮとすると、すべりＳは次の（９）式で求ま
る。
一方、誘導電動機２の同期速度NOを決定づけるインバー
タ１の出力周波数ｆは演算磁束の位相Ｉの変化率で与
えられる。電流モデルによる磁束演算器10に於ては上記
（３）式の演算により、Ｉを求めているので、インバ
ータ出力周波数ｆはω１即ち（ω２＋ωＳ）により決定
される。
タ１の出力周波数ｆは演算磁束の位相Ｉの変化率で与
えられる。電流モデルによる磁束演算器10に於ては上記
（３）式の演算により、Ｉを求めているので、インバ
ータ出力周波数ｆはω１即ち（ω２＋ωＳ）により決定
される。
こゝで用いるω２は電動機２から直接検出したものでな
く、調節器（速度演算回路）16の出力Ｎより得られた値 である。Ｎ ＞Ｎ即ち調節器（速度演算回路）16の出力Ｎが、電動
機の実際の速度Ｎより大きい場合には であるから、ω２を用いて演算されたω１即ちインバー
タ周波数ｆは過大となる。即ち結果として次の様にすべ
りが過大となる。
く、調節器（速度演算回路）16の出力Ｎより得られた値 である。Ｎ ＞Ｎ即ち調節器（速度演算回路）16の出力Ｎが、電動
機の実際の速度Ｎより大きい場合には であるから、ω２を用いて演算されたω１即ちインバー
タ周波数ｆは過大となる。即ち結果として次の様にすべ
りが過大となる。
このことは第２図（ａ），（ｂ）に示すβ（電流ベクト
ルと磁束ベクトルとのなす角）の増大となり、電動機電
流のトルク電流成分iTも増大する。
ルと磁束ベクトルとのなす角）の増大となり、電動機電
流のトルク電流成分iTも増大する。
よつて、調節器（速度演算回路）16の入力即ち（iT ＊−
iT）＜０となり、この偏差を積分して得られる出力Ｎは
減少する。Ｎ ＜Ｎの場合は、上記（10）式は となり、すべりは過小となる。即ちβの減少となりiTは
減少する。
iT）＜０となり、この偏差を積分して得られる出力Ｎは
減少する。Ｎ ＜Ｎの場合は、上記（10）式は となり、すべりは過小となる。即ちβの減少となりiTは
減少する。
よつて調節器（速度演算回路）16の入力（iT ＊−iT）＞
０となり、Ｎは増加する。この様に（iT ＊−iT）＝ΔiT
を積分して得られるＮは、Ｎ＝Ｎのとき、ΔiT＝０とな
り安定する。
０となり、Ｎは増加する。この様に（iT ＊−iT）＝ΔiT
を積分して得られるＮは、Ｎ＝Ｎのとき、ΔiT＝０とな
り安定する。
第３図は、誘導電動機における回転速度とトルク、電流
の関係を示した特性図であるので参照されたい。
の関係を示した特性図であるので参照されたい。
次に、電動機電流をトルク電流iTおよび磁化電流iMに正
しく分離する際の基準軸となる磁束ベクトルを正しく演
算するために用いる電圧モデル方式による磁束演算器18
を説明する。
しく分離する際の基準軸となる磁束ベクトルを正しく演
算するために用いる電圧モデル方式による磁束演算器18
を説明する。
電圧モデル方式による磁束演算器は、次式により二次鎖
交磁束２を演算できるもので、その構成例を第４図に
示す。１ ＝∫（１−R1 １）dt ……（11） 但し、Ｌσ＝l1＋l2′・M/（Ｍ＋l2′）1 :電動機一次電圧ベクトル1 :電動機一次電流ベクトル1 :電動機一次鎖交磁束ベクトル 上記（11），（12）式は、磁束は電動機一次電圧、一次
電流を正しく検出すれば、電動機定数を正確に測定して
おくことにより正しく求められる事を意味する。
交磁束２を演算できるもので、その構成例を第４図に
示す。１ ＝∫（１−R1 １）dt ……（11） 但し、Ｌσ＝l1＋l2′・M/（Ｍ＋l2′）1 :電動機一次電圧ベクトル1 :電動機一次電流ベクトル1 :電動機一次鎖交磁束ベクトル 上記（11），（12）式は、磁束は電動機一次電圧、一次
電流を正しく検出すれば、電動機定数を正確に測定して
おくことにより正しく求められる事を意味する。
第４図において、31は係数R1の掛算器、32は係数Ｌσの
掛算器、33,34はそれぞれ減算器、35は積分器、36は係
数 の掛算器、である。
掛算器、33,34はそれぞれ減算器、35は積分器、36は係
数 の掛算器、である。
第４図に示した電圧モデル方式による磁束演算器の動作
は、上記（11），（12）式により明白であろう。
は、上記（11），（12）式により明白であろう。
この発明によれば、電動機の回転速度を直接検出する速
度検出器を用いることなく、速度検出器付の誘導電動機
における高性能速度制御と同等の制御が実現できる。
又、速度検出器付ベクトル制御の基本構成を変えること
なく、一部の回路追加（磁束検出用電圧モデル演算器、
速度演算回路）だけで速度検出器なしの高性能制御が得
られる。速度検出器が付けられない用途又は速度信号を
確実に伝達できない様な用途で本発明は特に効果を発揮
する。
度検出器を用いることなく、速度検出器付の誘導電動機
における高性能速度制御と同等の制御が実現できる。
又、速度検出器付ベクトル制御の基本構成を変えること
なく、一部の回路追加（磁束検出用電圧モデル演算器、
速度演算回路）だけで速度検出器なしの高性能制御が得
られる。速度検出器が付けられない用途又は速度信号を
確実に伝達できない様な用途で本発明は特に効果を発揮
する。
第１図は本発明の一実施例を示すブロツク図、第２図
（ａ）は誘導電動機の駆動時のベクトル図、第２図
（ｂ）は同じく制動時のベクトル図、第３図は誘導電動
機における回転速度とトルク、電流の関係を示す特性
図、第４図は電圧モデル方式による磁束演算器の構成例
を示す説明図、第５図は従来のベクトル制御による誘導
電動機の可変速駆動方式を示すブロツク図、第６図は誘
導機の一次電流ベクトル１を固定座標上の成分ｉα,i
βと回転座標上の成分iM,iTに分離した状態を示すベク
トル図、である。 符号の説明 １……PWMインバータ、２……誘導電動機、３……速度
検出機、４……磁束指令演算器、５……速度調節器、6,
7……電流調節器、８……座標変換回路、９……点弧パ
ルス発生回路、10……電流モデル方式による磁束演算
器、11……ベクトル回転器、12……３相−２相変換器、
13,14,15……加算点、16……調節器（速度演算回路）、
17……加算点、18……電圧モデル方式による磁束演算
器、19……３相−２相変換器、20,21……電圧変成器、1
00……速度指令、101……すべり周波数演算器、102……
積分器
（ａ）は誘導電動機の駆動時のベクトル図、第２図
（ｂ）は同じく制動時のベクトル図、第３図は誘導電動
機における回転速度とトルク、電流の関係を示す特性
図、第４図は電圧モデル方式による磁束演算器の構成例
を示す説明図、第５図は従来のベクトル制御による誘導
電動機の可変速駆動方式を示すブロツク図、第６図は誘
導機の一次電流ベクトル１を固定座標上の成分ｉα,i
βと回転座標上の成分iM,iTに分離した状態を示すベク
トル図、である。 符号の説明 １……PWMインバータ、２……誘導電動機、３……速度
検出機、４……磁束指令演算器、５……速度調節器、6,
7……電流調節器、８……座標変換回路、９……点弧パ
ルス発生回路、10……電流モデル方式による磁束演算
器、11……ベクトル回転器、12……３相−２相変換器、
13,14,15……加算点、16……調節器（速度演算回路）、
17……加算点、18……電圧モデル方式による磁束演算
器、19……３相−２相変換器、20,21……電圧変成器、1
00……速度指令、101……すべり周波数演算器、102……
積分器
Claims (1)
- 【請求項１】その出力電圧の大きさ、周波数、位相を制
御することのできる電力変換器により給電される誘導電
動機の１次電流を、固定座標量から回転座標量である磁
束座標量へ変換して、前記誘導電動機の磁束と平行な成
分（磁化電流成分iM）と、これに直交する成分（トルク
電流成分iT）と、に分離して出力するベクトル回転器
と、演算により求められた前記電力変換器に対する出力
電圧指令値を磁束座標量から固定座標量へ変換してから
前記電力変換器に供給するため、かかる座標変換を行う
座標変換回路と、を含み、前記磁化電流成分iMとトルク
電流成分iTとを互いに独立に制御するベクトル制御によ
りその電動機トルクを制御する誘導電動機の可変速駆動
装置において、 前記ベクトル回転器における座標変換のための基準軸と
して、電動機誘起電圧を積分することにより求める所謂
「電圧モデル方式」によって求めた電動機磁束を用い、
前記座標変換回路における座標変換のための基準軸とし
て、回転子の回転角速度ωと、磁化電流成分指令値及び
トルク電流成分指令値から得られる滑り角速度ωｓと、
の和を積分することにより求める所謂「電流モデル方
式」によって求めた電動機磁束を用いるようにするとと
もに、 前記ベクトル回転器の出力として得られたトルク電流成
分検出値と、別に与えられるトルク電流成分指令値と、
の間の偏差を積分して得られる積分出力を、前記「電流
モデル方式」における演算用に用いる回転子の回転角速
度ωとして供給し、かつ該積分出力を電動機の回転速度
検出値として用いることを特徴とする誘導電動機の可変
速駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61313361A JPH0732640B2 (ja) | 1986-12-29 | 1986-12-29 | 誘導電動機の可変速駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61313361A JPH0732640B2 (ja) | 1986-12-29 | 1986-12-29 | 誘導電動機の可変速駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63171182A JPS63171182A (ja) | 1988-07-14 |
| JPH0732640B2 true JPH0732640B2 (ja) | 1995-04-10 |
Family
ID=18040330
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61313361A Expired - Lifetime JPH0732640B2 (ja) | 1986-12-29 | 1986-12-29 | 誘導電動機の可変速駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0732640B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2576330C1 (ru) * | 2014-09-23 | 2016-02-27 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Национальный исследовательский Томский политехнический университет" | Электропривод переменного тока |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6084992A (ja) * | 1983-10-14 | 1985-05-14 | Hitachi Ltd | 誘導電動機のベクトル制御装置 |
| JPS6146189A (ja) * | 1984-08-10 | 1986-03-06 | Fuji Electric Co Ltd | 誘導電動機の制御装置 |
-
1986
- 1986-12-29 JP JP61313361A patent/JPH0732640B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| RU2576330C1 (ru) * | 2014-09-23 | 2016-02-27 | Федеральное государственное автономное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Национальный исследовательский Томский политехнический университет" | Электропривод переменного тока |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63171182A (ja) | 1988-07-14 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS58186399A (ja) | 非同期モ−タ制御方法及びそのための装置 | |
| JPS6042712B2 (ja) | 非同期機の運転装置 | |
| JPH02254987A (ja) | 誘導電動機の制御方式及びその装置 | |
| JPS6036716B2 (ja) | 誘導電動機の磁束ベクトル演算器 | |
| JPH07250500A (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| JPH0773438B2 (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| JP6583827B2 (ja) | 交流モータの制御方法及び制御装置 | |
| JP2004187460A (ja) | インバータ制御装置、誘導電動機の制御装置及び誘導電動機システム | |
| JPS5949797B2 (ja) | 交流機の電流制御方式 | |
| JP2847092B2 (ja) | ベクトル制御装置の自動調整方法 | |
| JP2971762B2 (ja) | 三相誘導電動機の簡易ベクトル制御装置 | |
| JPH088799B2 (ja) | 誘導電動機の可変速駆動装置 | |
| JP3489259B2 (ja) | 永久磁石形電動機制御方法及び制御装置 | |
| JPH0344509B2 (ja) | ||
| JPS6159071B2 (ja) | ||
| JPH0771400B2 (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| JP2856950B2 (ja) | 同期電動機の制御装置 | |
| JPH0773440B2 (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| JP2738721B2 (ja) | 誘導電動機の速度制御装置 | |
| JPH0751000B2 (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| JP3124019B2 (ja) | 誘導電動機の制御装置 | |
| JPH0570395B2 (ja) | ||
| JPH0773439B2 (ja) | 誘導電動機の可変速制御装置 | |
| JPS63171182A (ja) | 誘導電動機の可変速駆動装置 | |
| JPS6295987A (ja) | 交流電動機の制御装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |