JPH07337021A - 直流−交流変換装置 - Google Patents
直流−交流変換装置Info
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- JPH07337021A JPH07337021A JP6125003A JP12500394A JPH07337021A JP H07337021 A JPH07337021 A JP H07337021A JP 6125003 A JP6125003 A JP 6125003A JP 12500394 A JP12500394 A JP 12500394A JP H07337021 A JPH07337021 A JP H07337021A
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- transistors
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Abstract
(57)【要約】
【目的】電流急変時に回転電機の各端間に発生するＧパ
ルス電圧を定電圧ダイオードを用いることなく抑止可能
なブリッジ回路（インバータ又はレクチファイヤ（整流
器）又はインバータ兼レクチファイヤ）備えた直流−交
流変換装置を提供する。 【構成】交流回転電機（交流発電機又は交流電動機又は
交流発電電動機）１とバッテリ７との間で直交変換によ
る電力授受を行うブリッジ回路（三相全波整流器又はイ
ンバータ）３のハイサイド素子３１〜３３又はローサイ
ド素子３４〜３６の少なくとも一方の少なくとも一部を
なすトランジスタ３４〜３６を、Ｇパルス電圧発生時に
全て導通させ、電機子巻線１１〜１３の各端をこれらト
ランジスタ３４〜３６で短絡する。その結果、ブリッジ
回路３からバッテリ７やこのバッテリ７と並列接続され
る負荷９に印加されるＧパルス電圧が大幅に抑止され
る。
ルス電圧を定電圧ダイオードを用いることなく抑止可能
なブリッジ回路（インバータ又はレクチファイヤ（整流
器）又はインバータ兼レクチファイヤ）備えた直流−交
流変換装置を提供する。 【構成】交流回転電機（交流発電機又は交流電動機又は
交流発電電動機）１とバッテリ７との間で直交変換によ
る電力授受を行うブリッジ回路（三相全波整流器又はイ
ンバータ）３のハイサイド素子３１〜３３又はローサイ
ド素子３４〜３６の少なくとも一方の少なくとも一部を
なすトランジスタ３４〜３６を、Ｇパルス電圧発生時に
全て導通させ、電機子巻線１１〜１３の各端をこれらト
ランジスタ３４〜３６で短絡する。その結果、ブリッジ
回路３からバッテリ７やこのバッテリ７と並列接続され
る負荷９に印加されるＧパルス電圧が大幅に抑止され
る。
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、トランジスタを含むブ
リッジ回路を備える直流−交流変換装置に関する。本発
明の直流−交流変換装置は、例えば自動車用オルタネー
タ（交流発電機）の交流発電電圧を整流してバッテリを
充電する車両用充電装置に適用される。
リッジ回路を備える直流−交流変換装置に関する。本発
明の直流−交流変換装置は、例えば自動車用オルタネー
タ（交流発電機）の交流発電電圧を整流してバッテリを
充電する車両用充電装置に適用される。
【０００２】
【従来の技術】特公昭４５−１６６５１号公報は、通常
用いる接合ダイオードの代わりに定電圧ダイオードを用
いた三相全波整流器を提案している。特開昭６３−２０
２２５５号公報は、三相交流発電電動機とバッテリとの
間に配設されて両者間の授受電力を直交変換（本明細書
でいう直交変換は交直変換を含む）するブリッジ回路
（インバータ兼レクチファイヤ）をＭＯＳトランジスタ
とこのＭＯＳトランジスタと並列接続された高耐圧（バ
ッテリ電圧の１．５〜３倍）の定電圧ダイオードとで構
成することを開示している。
用いる接合ダイオードの代わりに定電圧ダイオードを用
いた三相全波整流器を提案している。特開昭６３−２０
２２５５号公報は、三相交流発電電動機とバッテリとの
間に配設されて両者間の授受電力を直交変換（本明細書
でいう直交変換は交直変換を含む）するブリッジ回路
（インバータ兼レクチファイヤ）をＭＯＳトランジスタ
とこのＭＯＳトランジスタと並列接続された高耐圧（バ
ッテリ電圧の１．５〜３倍）の定電圧ダイオードとで構
成することを開示している。
【０００３】これらの定電圧ダイオードは、三相全波整
流器の負荷遮断時などにおいて発電機の各端間に発生す
るＧパルス電圧をクランプして抑圧するためのものであ
る。特開平４−１３８０３０号公報は、ＭＯＳパワート
ランジスタを用いた三相全波整流器を提案している。一
方、バッテリの直流電力を三相交流電力に変換して三相
交流電動機の電機子巻線に印加するインバータを、バイ
ポーラトランジスタ又はＩＧＢＴを用いて構成すること
も多用されており、この場合には普通、これらバイポー
ラトランジスタ又はＩＧＢＴと並列に、かつ、発電電圧
を整流する向きに接合ダイオードが並列接続される。
流器の負荷遮断時などにおいて発電機の各端間に発生す
るＧパルス電圧をクランプして抑圧するためのものであ
る。特開平４−１３８０３０号公報は、ＭＯＳパワート
ランジスタを用いた三相全波整流器を提案している。一
方、バッテリの直流電力を三相交流電力に変換して三相
交流電動機の電機子巻線に印加するインバータを、バイ
ポーラトランジスタ又はＩＧＢＴを用いて構成すること
も多用されており、この場合には普通、これらバイポー
ラトランジスタ又はＩＧＢＴと並列に、かつ、発電電圧
を整流する向きに接合ダイオードが並列接続される。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た定電圧ダイオードによりＧパルス電圧を抑圧するため
には定電圧ダイオードの最大許容電流を極めて大きく設
定せねばならず、実用上、大きな問題であった。本発明
は、上記事情に鑑みなされたものであり、電流急変時に
回転電機の各端間に発生するＧパルス電圧を定電圧ダイ
オードを用いることなく抑止可能なブリッジ回路（イン
バータ又はレクチファイヤ（整流器）又はインバータ兼
レクチファイヤ）備えた直流−交流変換装置を提供する
ことを、その目的としている。なお、本明細書でいう直
流−交流変換装置は、直流電力を交流電力に変換するイ
ンバータ機能、又は、交流電力を直流電力に変換するレ
クチファイヤ機能、又は上記両機能を有する装置を意味
する。
た定電圧ダイオードによりＧパルス電圧を抑圧するため
には定電圧ダイオードの最大許容電流を極めて大きく設
定せねばならず、実用上、大きな問題であった。本発明
は、上記事情に鑑みなされたものであり、電流急変時に
回転電機の各端間に発生するＧパルス電圧を定電圧ダイ
オードを用いることなく抑止可能なブリッジ回路（イン
バータ又はレクチファイヤ（整流器）又はインバータ兼
レクチファイヤ）備えた直流−交流変換装置を提供する
ことを、その目的としている。なお、本明細書でいう直
流−交流変換装置は、直流電力を交流電力に変換するイ
ンバータ機能、又は、交流電力を直流電力に変換するレ
クチファイヤ機能、又は上記両機能を有する装置を意味
する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の直流−交流変換
装置の第１の構成は、トランジスタ又は接合ダイオード
からなるハイサイド素子及びローサイド素子を直列接続
してなる相ブリッジ回路を必要数並列接続してなり、一
対の直流端子がバッテリ及び負荷の両端に接続され、前
記両素子の接続点が交流回転電機の電機子巻線の各端に
個別に接続される整流器と、前記トランジスタを断続制
御する制御部とを備え、前記両素子の少なくとも一方は
前記トランジスタを含む直流−交流変換装置において、
前記制御部が、前記電機子巻線の発電電圧が所定の電圧
値を超過したかどうかを検出する異常電圧検出回路部
と、前記超過時に前記両素子の一方をなす前記トランジ
スタを全て導通させる短絡回路部とを備えることを特徴
としている。
装置の第１の構成は、トランジスタ又は接合ダイオード
からなるハイサイド素子及びローサイド素子を直列接続
してなる相ブリッジ回路を必要数並列接続してなり、一
対の直流端子がバッテリ及び負荷の両端に接続され、前
記両素子の接続点が交流回転電機の電機子巻線の各端に
個別に接続される整流器と、前記トランジスタを断続制
御する制御部とを備え、前記両素子の少なくとも一方は
前記トランジスタを含む直流−交流変換装置において、
前記制御部が、前記電機子巻線の発電電圧が所定の電圧
値を超過したかどうかを検出する異常電圧検出回路部
と、前記超過時に前記両素子の一方をなす前記トランジ
スタを全て導通させる短絡回路部とを備えることを特徴
としている。
【０００６】本発明の第２の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記短絡回路部が、前記両素子の他方が前
記トランジスタを含む場合には前記両素子の他方をなす
前記トランジスタを全て遮断させるものであることを特
徴としている。本発明の第３の構成は、上記第１の構成
において更に、前記トランジスタが、ゲート電極直下の
Ｐ型基板領域と主電極をなすＮ+ 型領域との間の寄生ダ
イオードが発電電圧を整流する向きに形成されたＮチャ
ンネルＭＯＳトランジスタからなることを特徴としてい
る。
おいて更に、前記短絡回路部が、前記両素子の他方が前
記トランジスタを含む場合には前記両素子の他方をなす
前記トランジスタを全て遮断させるものであることを特
徴としている。本発明の第３の構成は、上記第１の構成
において更に、前記トランジスタが、ゲート電極直下の
Ｐ型基板領域と主電極をなすＮ+ 型領域との間の寄生ダ
イオードが発電電圧を整流する向きに形成されたＮチャ
ンネルＭＯＳトランジスタからなることを特徴としてい
る。
【０００７】本発明の第４の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記ハイサイド素子又はローサイド素子
が、バイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴと、発電電圧
を整流する向きに前記バイポーラトランジスタ又はＩＧ
ＢＴと並列接続された接合ダイオードとからなることを
特徴としている。本発明の第５の構成は、上記第３の構
成において更に、前記制御部が、前記ＭＯＳトランジス
タを所定タイミングで断続して直流−交流変換又は交流
−直流変換を行わせるものであることを特徴としてい
る。
おいて更に、前記ハイサイド素子又はローサイド素子
が、バイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴと、発電電圧
を整流する向きに前記バイポーラトランジスタ又はＩＧ
ＢＴと並列接続された接合ダイオードとからなることを
特徴としている。本発明の第５の構成は、上記第３の構
成において更に、前記制御部が、前記ＭＯＳトランジス
タを所定タイミングで断続して直流−交流変換又は交流
−直流変換を行わせるものであることを特徴としてい
る。
【０００８】本発明の第６の構成は、上記第４の構成に
おいて更に、前記制御部が、前記バイポーラトランジス
タ又はＩＧＢＴを所定タイミングで断続して前記回転電
機に交流電圧を印加するものであることを特徴としてい
る。本発明の第７の構成は、上記第１の構成において更
に、前記制御部が、前記両素子の一方をなす前記各トラ
ンジスタを所定の平均導通率で導通させるものであるこ
とを特徴としている。
おいて更に、前記制御部が、前記バイポーラトランジス
タ又はＩＧＢＴを所定タイミングで断続して前記回転電
機に交流電圧を印加するものであることを特徴としてい
る。本発明の第７の構成は、上記第１の構成において更
に、前記制御部が、前記両素子の一方をなす前記各トラ
ンジスタを所定の平均導通率で導通させるものであるこ
とを特徴としている。
【０００９】本発明の第８の構成は、上記第１の構成に
おいて更に、前記短絡回路部が、前記異常電圧検出回路
部による前記超過の検出後、所定時間の間、前記トラン
ジスタの前記全導通を持続することを特徴としている。
本発明の第９の構成は、上記第１の構成において更に、
前記短絡回路部が、前記トランジスタの前記全導通後、
直流端電圧がバッテリ電圧よりも低く設定された所定値
以下となったかどうかを判別し、なった場合に前記全導
通を持続するものであることを特徴としている。
おいて更に、前記短絡回路部が、前記異常電圧検出回路
部による前記超過の検出後、所定時間の間、前記トラン
ジスタの前記全導通を持続することを特徴としている。
本発明の第９の構成は、上記第１の構成において更に、
前記短絡回路部が、前記トランジスタの前記全導通後、
直流端電圧がバッテリ電圧よりも低く設定された所定値
以下となったかどうかを判別し、なった場合に前記全導
通を持続するものであることを特徴としている。
【００１０】
【作用及び発明の効果】本発明の第１の構成によれば、
交流回転電機（交流発電機又は交流電動機又は交流発電
電動機）とバッテリとの間で直交変換による電力授受を
行うブリッジ回路のハイサイド素子又はローサイド素子
の少なくとも一方の少なくとも一部をなすトランジスタ
を、Ｇパルス電圧（交流回転電機の電機子巻線の各端に
発生する高電圧）発生時に全て導通させるので、結局、
電機子巻線の各端はこのトランジスタにより短絡された
状態となる。その結果、Ｇパルス電圧を発生する交流回
転電機のサージ電力はこれらトランジスタのオン抵抗や
配線抵抗や電機子巻線の抵抗などで消費されることにな
り、これにより、ブリッジ回路からバッテリやこのバッ
テリと並列接続される負荷に印加されるＧパルス電圧が
大幅に抑止されることになる。
交流回転電機（交流発電機又は交流電動機又は交流発電
電動機）とバッテリとの間で直交変換による電力授受を
行うブリッジ回路のハイサイド素子又はローサイド素子
の少なくとも一方の少なくとも一部をなすトランジスタ
を、Ｇパルス電圧（交流回転電機の電機子巻線の各端に
発生する高電圧）発生時に全て導通させるので、結局、
電機子巻線の各端はこのトランジスタにより短絡された
状態となる。その結果、Ｇパルス電圧を発生する交流回
転電機のサージ電力はこれらトランジスタのオン抵抗や
配線抵抗や電機子巻線の抵抗などで消費されることにな
り、これにより、ブリッジ回路からバッテリやこのバッ
テリと並列接続される負荷に印加されるＧパルス電圧が
大幅に抑止されることになる。
【００１１】また、上記ブリッジ回路を構成するハイサ
イド素子又はローサイド素子の耐圧を削減してもこれら
素子の破壊を防止することができる。本発明の第２の構
成によれば、上記第１の構成において更に、全て導通さ
れるトランジスタと反対サイドのトランジスタを全て遮
断するので、バッテリ電圧が同一の相ブリッジ回路の両
素子の同時導通により短絡されることがない。
イド素子又はローサイド素子の耐圧を削減してもこれら
素子の破壊を防止することができる。本発明の第２の構
成によれば、上記第１の構成において更に、全て導通さ
れるトランジスタと反対サイドのトランジスタを全て遮
断するので、バッテリ電圧が同一の相ブリッジ回路の両
素子の同時導通により短絡されることがない。
【００１２】本発明の第３の構成によれば、上記第１の
構成において更に、上記トランジスタを、ゲート電極直
下のＰ型基板領域と主電極をなすＮ+ 型領域との間の寄
生ダイオードが発電電圧を整流する向きに形成されたＮ
チャンネルＭＯＳトランジスタで構成しているので、こ
の寄生ダイオードを整流に用いることができる。本発明
の第４の構成によれば、上記第１の構成において更に、
上記ハイサイド素子又はローサイド素子が、バイポーラ
トランジスタ又はＩＧＢＴと、発電電圧を整流する向き
にこれらバイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴと並列接
続された接合ダイオードとからなる。この場合、Ｇパル
ス電圧によるサージ電流は所定相のバイポーラトランジ
スタ又はＩＧＢＴと、このバイポーラトランジスタ又は
ＩＧＢＴと同じサイドで異なる相の接合ダイオードとに
より電機子巻線を短絡することになり、上記と同様にＧ
パルス電圧を支障なく抑止することができる。
構成において更に、上記トランジスタを、ゲート電極直
下のＰ型基板領域と主電極をなすＮ+ 型領域との間の寄
生ダイオードが発電電圧を整流する向きに形成されたＮ
チャンネルＭＯＳトランジスタで構成しているので、こ
の寄生ダイオードを整流に用いることができる。本発明
の第４の構成によれば、上記第１の構成において更に、
上記ハイサイド素子又はローサイド素子が、バイポーラ
トランジスタ又はＩＧＢＴと、発電電圧を整流する向き
にこれらバイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴと並列接
続された接合ダイオードとからなる。この場合、Ｇパル
ス電圧によるサージ電流は所定相のバイポーラトランジ
スタ又はＩＧＢＴと、このバイポーラトランジスタ又は
ＩＧＢＴと同じサイドで異なる相の接合ダイオードとに
より電機子巻線を短絡することになり、上記と同様にＧ
パルス電圧を支障なく抑止することができる。
【００１３】本発明の第５の構成によれば、上記第３の
構成において更に、上記Ｇパルス電圧抑止用のＭＯＳト
ランジスタを、インバータ又はレクチファイヤ用の素子
としても用いるので、ブリッジ回路への素子追加を省略
することができ、構成が簡単となる。本発明の第６の構
成によれば、上記第４の構成において更に、上記Ｇパル
ス電圧抑止用のバイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴを
インバータ用の素子としても用いるので、ブリッジ回路
への素子追加を省略することができ、構成が簡単とな
る。
構成において更に、上記Ｇパルス電圧抑止用のＭＯＳト
ランジスタを、インバータ又はレクチファイヤ用の素子
としても用いるので、ブリッジ回路への素子追加を省略
することができ、構成が簡単となる。本発明の第６の構
成によれば、上記第４の構成において更に、上記Ｇパル
ス電圧抑止用のバイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴを
インバータ用の素子としても用いるので、ブリッジ回路
への素子追加を省略することができ、構成が簡単とな
る。
【００１４】本発明の第７の構成によれば、上記第１の
構成において更に、上記Ｇパルス電圧抑止用のトランジ
スタをＧパルス電圧発生時に完全導通させるのではな
く、所定の平均導通率となるようにＰＷＭ制御するの
で、これらトランジスタの発熱、破壊を防止することが
できる。本発明の第８の構成によれば、上記第１の構成
において更に、短絡回路部が、Ｇパルス電圧の検出後、
所定時間の間、トランジスタの前記全導通を持続するの
で、電機子巻線の短絡によってＧパルス電圧が低下して
も電機子巻線に発生している起電圧が減衰するまでその
短絡を持続することができ、Ｇパルス電圧の発生を防止
することができる。
構成において更に、上記Ｇパルス電圧抑止用のトランジ
スタをＧパルス電圧発生時に完全導通させるのではな
く、所定の平均導通率となるようにＰＷＭ制御するの
で、これらトランジスタの発熱、破壊を防止することが
できる。本発明の第８の構成によれば、上記第１の構成
において更に、短絡回路部が、Ｇパルス電圧の検出後、
所定時間の間、トランジスタの前記全導通を持続するの
で、電機子巻線の短絡によってＧパルス電圧が低下して
も電機子巻線に発生している起電圧が減衰するまでその
短絡を持続することができ、Ｇパルス電圧の発生を防止
することができる。
【００１５】本発明の第９の構成によれば、上記第１の
構成において更に、短絡回路部が、トランジスタの前記
全導通後、直流端電圧がバッテリ電圧より低く設定され
た所定値以下となったかどうかを判別し、なった場合に
前記全導通を持続するので、バッテリの接続が回復した
場合は、電機子巻線の短絡が解消され再びバッテリ充電
を行うことができるという効果を奏することができる。
構成において更に、短絡回路部が、トランジスタの前記
全導通後、直流端電圧がバッテリ電圧より低く設定され
た所定値以下となったかどうかを判別し、なった場合に
前記全導通を持続するので、バッテリの接続が回復した
場合は、電機子巻線の短絡が解消され再びバッテリ充電
を行うことができるという効果を奏することができる。
【００１６】
（実施例１）以下、車両用交流発電機（オルタネータ）
の発電電圧を整流してバッテリを充電する充電装置に用
いた本発明の直流−交流変換装置の一実施例を図１を参
照して説明する。
の発電電圧を整流してバッテリを充電する充電装置に用
いた本発明の直流−交流変換装置の一実施例を図１を参
照して説明する。
【００１７】１は車両用三相交流発電機であって、その
電機子巻線１１〜１３の出力端（各端）は三相全波整流
器（本発明でいうブリッジ回路）３の各交流端（後述す
る接続点）４１〜４３に接続され、三相全波整流器３の
一対の直流端はバッテリ７の両端に接続されている。ま
た、バッテリ７の両端には開閉器１０を介して負荷９が
接続されている。
電機子巻線１１〜１３の出力端（各端）は三相全波整流
器（本発明でいうブリッジ回路）３の各交流端（後述す
る接続点）４１〜４３に接続され、三相全波整流器３の
一対の直流端はバッテリ７の両端に接続されている。ま
た、バッテリ７の両端には開閉器１０を介して負荷９が
接続されている。
【００１８】２は一端がバッテリ７の高位端に接続され
るフィールドコイルで、その他端は発電制御回路部５に
内蔵されたエミッタ接地のトランジスタ５１のコレクタ
に接続されている。５２はフライホイルダイオードであ
り、発電制御回路部５は、従来のレギュレータと同じ構
成を有し、バッテリ７の高位端子電圧（Ｂ電圧）の高低
に応じてトランジスタ５１を断続制御してフィールド電
流を制御し、それにより電機子巻線１１〜１３の発電電
圧を制御してＢ電圧が所定レベルとなるようにしてい
る。この制御動作は周知であるのでこれ以上の説明は省
略する。
るフィールドコイルで、その他端は発電制御回路部５に
内蔵されたエミッタ接地のトランジスタ５１のコレクタ
に接続されている。５２はフライホイルダイオードであ
り、発電制御回路部５は、従来のレギュレータと同じ構
成を有し、バッテリ７の高位端子電圧（Ｂ電圧）の高低
に応じてトランジスタ５１を断続制御してフィールド電
流を制御し、それにより電機子巻線１１〜１３の発電電
圧を制御してＢ電圧が所定レベルとなるようにしてい
る。この制御動作は周知であるのでこれ以上の説明は省
略する。
【００１９】三相全波整流器３は、接合ダイオードから
なるハイサイド素子３１〜３３及びＮチャンネルＭＯＳ
トランジスタからなるローサイド素子３４〜３６からな
り、ハイサイド素子３１〜３３とローサイド素子３４〜
３６を個別に直列接続してなる３組の相ブリッジ回路３
７〜３９を並列接続してなり、一対の直流端がバッテリ
７の高位端及び低位端に個別に接続され、各相ブリッジ
回路３７〜３９の各素子３１〜３６の各接続点すなわち
交流端子４１〜４３が交流発電機１の電機子巻線１１〜
１３の各端に個別に接続される構成となっている。
なるハイサイド素子３１〜３３及びＮチャンネルＭＯＳ
トランジスタからなるローサイド素子３４〜３６からな
り、ハイサイド素子３１〜３３とローサイド素子３４〜
３６を個別に直列接続してなる３組の相ブリッジ回路３
７〜３９を並列接続してなり、一対の直流端がバッテリ
７の高位端及び低位端に個別に接続され、各相ブリッジ
回路３７〜３９の各素子３１〜３６の各接続点すなわち
交流端子４１〜４３が交流発電機１の電機子巻線１１〜
１３の各端に個別に接続される構成となっている。
【００２０】また、ＮチャンネルＭＯＳトランジスタか
らなるローサイド素子３４〜３６のバッテリ低位端子側
の主電極をゲート電極直下のＰ型基板領域（Ｐ型基板で
もＰ型ウエル領域でもよい）に接続してこの基板領域に
電位付与している。したがって、この実施例では、ロー
サイド素子３４〜３６のステータコイル１１〜１３側の
主電極と上記Ｐ型基板領域との間の接合からなる寄生ダ
イオードＤが、寄生的に形成され、この寄生ダイオード
Ｄは整流時にダイオード式三相全波整流器のローサイド
素子を構成する。もちろん、ローサイド素子３４〜３６
に寄生ダイオードＤと並列に整流用の接合ダイオードを
並列接続することも当然、可能である。
らなるローサイド素子３４〜３６のバッテリ低位端子側
の主電極をゲート電極直下のＰ型基板領域（Ｐ型基板で
もＰ型ウエル領域でもよい）に接続してこの基板領域に
電位付与している。したがって、この実施例では、ロー
サイド素子３４〜３６のステータコイル１１〜１３側の
主電極と上記Ｐ型基板領域との間の接合からなる寄生ダ
イオードＤが、寄生的に形成され、この寄生ダイオード
Ｄは整流時にダイオード式三相全波整流器のローサイド
素子を構成する。もちろん、ローサイド素子３４〜３６
に寄生ダイオードＤと並列に整流用の接合ダイオードを
並列接続することも当然、可能である。
【００２１】なお、トランジスタ３４〜３６は、耐圧向
上のためにＤＭＯＳ構造又は縦型パワーＭＯＳ構造とさ
れている。このように三相全波整流器を構成する接合ダ
イオード３１〜３３と寄生ダイオードＤとは車両用三相
交流発電機１の発電電圧を整流してバッテリ７を充電す
る。
上のためにＤＭＯＳ構造又は縦型パワーＭＯＳ構造とさ
れている。このように三相全波整流器を構成する接合ダ
イオード３１〜３３と寄生ダイオードＤとは車両用三相
交流発電機１の発電電圧を整流してバッテリ７を充電す
る。
【００２２】次に、本実施例の特徴部分をなす過電圧抑
止制御回路部６の構成を説明する。この過電圧抑止制御
回路部６は、定格耐圧１８Ｖの定電圧ダイオード６１、
６２と抵抗ｒ１とを直列接続してなり、電機子巻線１１
〜１３の発電電圧が所定の電圧値を超過したかどうかを
検出する異常電圧検出回路部６ａと、この異常電圧検出
回路部６ａの出力電圧に基づいて前記超過時にＭＯＳト
ランジスタ３４〜３６を全て導通させる短絡回路部６ｂ
とからなる。
止制御回路部６の構成を説明する。この過電圧抑止制御
回路部６は、定格耐圧１８Ｖの定電圧ダイオード６１、
６２と抵抗ｒ１とを直列接続してなり、電機子巻線１１
〜１３の発電電圧が所定の電圧値を超過したかどうかを
検出する異常電圧検出回路部６ａと、この異常電圧検出
回路部６ａの出力電圧に基づいて前記超過時にＭＯＳト
ランジスタ３４〜３６を全て導通させる短絡回路部６ｂ
とからなる。
【００２３】短絡回路部６ｂは、抵抗ｒ１〜ｒ５、トラ
ンジスタ６３、６５、定格耐圧６Ｖの定電圧ダイオード
６４、コンデンサＣ１、Ｃ２、接合ダイオード６６から
なる。以下、この過電圧抑止制御回路部６の動作を説明
する。Ｇパルス電圧が発生しない場合、定電圧ダイオー
ド６１、６２が遮断状態であるので、分圧回路からなる
異常電圧検出回路部６ａの出力電圧はローレベルとなっ
てトランジスタ６３はオフし、イグニッションスイッチ
ＩＧＳＷのオンにより抵抗ｒ５、ダイオード６６、抵抗
ｒ２を通じてコンデンサＣ１は充電され、コンデンサＣ
１の充電電圧が印加される定電圧ダイオード６４は導通
し、この定電圧ダイオード６４と抵抗ｒ３とからなる分
圧回路の出力電圧はハイレベルとなってトランジスタ６
５がオンし、このトランジスタ６５と抵抗ｒ４とからな
るインバータの出力電圧はローレベルとなって高周波遮
断用抵抗ｒｇを通じてトランジスタ３４〜３６をオフし
ている。
ンジスタ６３、６５、定格耐圧６Ｖの定電圧ダイオード
６４、コンデンサＣ１、Ｃ２、接合ダイオード６６から
なる。以下、この過電圧抑止制御回路部６の動作を説明
する。Ｇパルス電圧が発生しない場合、定電圧ダイオー
ド６１、６２が遮断状態であるので、分圧回路からなる
異常電圧検出回路部６ａの出力電圧はローレベルとなっ
てトランジスタ６３はオフし、イグニッションスイッチ
ＩＧＳＷのオンにより抵抗ｒ５、ダイオード６６、抵抗
ｒ２を通じてコンデンサＣ１は充電され、コンデンサＣ
１の充電電圧が印加される定電圧ダイオード６４は導通
し、この定電圧ダイオード６４と抵抗ｒ３とからなる分
圧回路の出力電圧はハイレベルとなってトランジスタ６
５がオンし、このトランジスタ６５と抵抗ｒ４とからな
るインバータの出力電圧はローレベルとなって高周波遮
断用抵抗ｒｇを通じてトランジスタ３４〜３６をオフし
ている。
【００２４】バッテリ７の充電中に何らかの不具合によ
ってバッテリ７の端子が外れた場合、又は、何らかの原
因で三相全波整流器３の出力電流が急減した場合、電機
子巻線１１〜１３には高いＧパルス電圧が発生し、この
Ｇパルス電圧は三相全波整流器３を通じてＢ端子に送ら
れる。Ｂ端子電圧が３６．６Ｖを超すと、異常電圧検出
回路部６ａの出力電圧（定電圧ダイオード６２と抵抗ｒ
１との接続点の電圧）がハイレベル（約０．７Ｖ）とな
ってトランジスタ６３をオンし、コンデンサＣ１が放電
され、定電圧ダイオード６４及びトランジスタ６５が遮
断され、その結果、トランジスタ３４〜３６のゲート電
極は抵抗ｒ５、ダイオード６６、抵抗ｒ４、抵抗ｒｇを
通じてハイレベル電圧を印加され、オンする。
ってバッテリ７の端子が外れた場合、又は、何らかの原
因で三相全波整流器３の出力電流が急減した場合、電機
子巻線１１〜１３には高いＧパルス電圧が発生し、この
Ｇパルス電圧は三相全波整流器３を通じてＢ端子に送ら
れる。Ｂ端子電圧が３６．６Ｖを超すと、異常電圧検出
回路部６ａの出力電圧（定電圧ダイオード６２と抵抗ｒ
１との接続点の電圧）がハイレベル（約０．７Ｖ）とな
ってトランジスタ６３をオンし、コンデンサＣ１が放電
され、定電圧ダイオード６４及びトランジスタ６５が遮
断され、その結果、トランジスタ３４〜３６のゲート電
極は抵抗ｒ５、ダイオード６６、抵抗ｒ４、抵抗ｒｇを
通じてハイレベル電圧を印加され、オンする。
【００２５】このようにして各ＭＯＳトランジスタ３４
〜３６が導通すると、三相の電機子巻線１１〜１３の各
相出力端がこれらＭＯＳトランジスタ３４〜３６のチャ
ンネルにより短絡されることとなり、Ｇパルス電圧がバ
ッテリ７や負荷９に印加されるのが防止される。また、
Ｇパルス電圧自体の大きさが減少されるので、各半導体
素子などの破壊を回避することができる。
〜３６が導通すると、三相の電機子巻線１１〜１３の各
相出力端がこれらＭＯＳトランジスタ３４〜３６のチャ
ンネルにより短絡されることとなり、Ｇパルス電圧がバ
ッテリ７や負荷９に印加されるのが防止される。また、
Ｇパルス電圧自体の大きさが減少されるので、各半導体
素子などの破壊を回避することができる。
【００２６】なお、バッテリ端子の外れによりＩＧ端子
電圧が急速に低下する場合であっても、コンデンサＣ２
がダイオード６６を通じてチャージされており、短絡回
路部６ｂの動作は保証される。Ｇパルス電圧の消滅又は
減衰によりＢ端子電圧が低下すると、トランジスタ６３
が再度、遮断し、コンデンサＣ１が抵抗ｒ５、抵抗ｒ２
を通じて充電され、そのＣＲ時定数により定まる所定の
時間経過後、定電圧ダイオード６４及びトランジスタ６
５が導通し、各ＭＯＳトランジスタ３４〜３６が遮断
し、再度、三相全波整流器が整流可能となる。 （実施例２）本発明の装置の他の実施例を図２を参照し
て説明する。
電圧が急速に低下する場合であっても、コンデンサＣ２
がダイオード６６を通じてチャージされており、短絡回
路部６ｂの動作は保証される。Ｇパルス電圧の消滅又は
減衰によりＢ端子電圧が低下すると、トランジスタ６３
が再度、遮断し、コンデンサＣ１が抵抗ｒ５、抵抗ｒ２
を通じて充電され、そのＣＲ時定数により定まる所定の
時間経過後、定電圧ダイオード６４及びトランジスタ６
５が導通し、各ＭＯＳトランジスタ３４〜３６が遮断
し、再度、三相全波整流器が整流可能となる。 （実施例２）本発明の装置の他の実施例を図２を参照し
て説明する。
【００２７】この実施例では、Ｇパルス電圧発生時にト
ランジスタ３４〜３６を導通後、Ｂ端子電圧が１０Ｖ以
下ならば、バッテリ７が三相全波整流器３から外れてい
ると判断し、後述するダイオード８４からトランジスタ
３４〜３６の各ゲート電極へハイレベル電圧を出力し
て、ＭＯＳトランジスタ３４〜３６の導通を継続し、こ
れによりバッテリ端子の接続が確保されるまでＧパルス
の抑制を図るものである。一方、ノイズ電圧などにより
一時的にＧパルス電圧が発生した場合でも、その直後の
バッテリ電圧は１０Ｖ以上であるので実施例１と同様に
充電を再開する。
ランジスタ３４〜３６を導通後、Ｂ端子電圧が１０Ｖ以
下ならば、バッテリ７が三相全波整流器３から外れてい
ると判断し、後述するダイオード８４からトランジスタ
３４〜３６の各ゲート電極へハイレベル電圧を出力し
て、ＭＯＳトランジスタ３４〜３６の導通を継続し、こ
れによりバッテリ端子の接続が確保されるまでＧパルス
の抑制を図るものである。一方、ノイズ電圧などにより
一時的にＧパルス電圧が発生した場合でも、その直後の
バッテリ電圧は１０Ｖ以上であるので実施例１と同様に
充電を再開する。
【００２８】以下、詳しく説明すると、この実施例の過
電圧抑止制御回路部６は、実施例１の過電圧抑止制御回
路部６の構成に、定電圧ダイオード８１と抵抗ｒ６とか
らなる分圧回路の出力電圧により作動するトランジスタ
８２、ダイオード８３、８４、抵抗ｒ７を追加し、更
に、コンデンサＣ１をトランジスタ６３のベース・コレ
クタ間に配置変更したものである。
電圧抑止制御回路部６は、実施例１の過電圧抑止制御回
路部６の構成に、定電圧ダイオード８１と抵抗ｒ６とか
らなる分圧回路の出力電圧により作動するトランジスタ
８２、ダイオード８３、８４、抵抗ｒ７を追加し、更
に、コンデンサＣ１をトランジスタ６３のベース・コレ
クタ間に配置変更したものである。
【００２９】したがって、定電圧ダイオード６１、６
２、トランジスタ６３が導通すると、実施例１と同様に
トランジスタ６５がオフし、抵抗ｒ５、ダイオード６
６、抵抗ｒ４、ダイオード８３を通じてトランジスタ３
４〜３６がオンされる。ここで、もしノイズなどにより
一時的にＧパルス電圧が低下し、定電圧ダイオード６
１、６２、トランジスタ６３がオフしても、コンデンサ
Ｃ１の存在によりそれが充電されるまでの間、定電圧ダ
イオード６４及びトランジスタ６５の導通は禁止され、
これによりトランジスタ３４〜３６のオンを継続するこ
とができるようになっている。
２、トランジスタ６３が導通すると、実施例１と同様に
トランジスタ６５がオフし、抵抗ｒ５、ダイオード６
６、抵抗ｒ４、ダイオード８３を通じてトランジスタ３
４〜３６がオンされる。ここで、もしノイズなどにより
一時的にＧパルス電圧が低下し、定電圧ダイオード６
１、６２、トランジスタ６３がオフしても、コンデンサ
Ｃ１の存在によりそれが充電されるまでの間、定電圧ダ
イオード６４及びトランジスタ６５の導通は禁止され、
これによりトランジスタ３４〜３６のオンを継続するこ
とができるようになっている。
【００３０】バッテリ７が外れている場合にはＢ端子電
圧がＯＶにまで低下するので、定電圧ダイオード８１が
オフし、トランジスタ８２がオフし、これにより、ＭＯ
Ｓトランジスタ３４〜３６のゲート電極にはコンデンサ
Ｃ２の電圧が抵抗ｒ７を通じて印加されるので、ＭＯＳ
トランジスタ３４〜３６の導通が持続されることにな
る。
圧がＯＶにまで低下するので、定電圧ダイオード８１が
オフし、トランジスタ８２がオフし、これにより、ＭＯ
Ｓトランジスタ３４〜３６のゲート電極にはコンデンサ
Ｃ２の電圧が抵抗ｒ７を通じて印加されるので、ＭＯＳ
トランジスタ３４〜３６の導通が持続されることにな
る。
【００３１】バッテリ７と三相全波整流器３との接続が
回復すると、Ｂ端子電圧はバッテリ７の端子電圧まで上
昇するので、定電圧ダイオード８１及びトランジスタ８
２が導通し、ダイオード８４が遮断される。また、トラ
ンジスタ６３は遮断し、トランジスタ６５は導通し、そ
の結果、ＭＯＳトランジスタ３４〜３６が遮断されて通
常の整流動作となる。
回復すると、Ｂ端子電圧はバッテリ７の端子電圧まで上
昇するので、定電圧ダイオード８１及びトランジスタ８
２が導通し、ダイオード８４が遮断される。また、トラ
ンジスタ６３は遮断し、トランジスタ６５は導通し、そ
の結果、ＭＯＳトランジスタ３４〜３６が遮断されて通
常の整流動作となる。
【００３２】したがって、本実施例では、バッテリ７が
外れることにより発生するＧパルスを各ＭＯＳトランジ
スタ３４〜３６を導通することで抑制することが可能で
あり、またバッテリ７の接続が回復した場合にはすみや
かに通常の発電制御にもどることができる。 （実施例３）他の実施例を図３を参照して説明する。
外れることにより発生するＧパルスを各ＭＯＳトランジ
スタ３４〜３６を導通することで抑制することが可能で
あり、またバッテリ７の接続が回復した場合にはすみや
かに通常の発電制御にもどることができる。 （実施例３）他の実施例を図３を参照して説明する。
【００３３】この実施例は、実施例２において、各ＭＯ
Ｓトランジスタ３４〜３６毎にそれぞれトランジスタ作
動制御回路部８を追加したものである。このトランジス
タ作動制御回路部８は、コンパレータ８５、ダイオード
８６、８７、抵抗ｒ８からなり、各ＭＯＳトランジスタ
３４〜３６に１セットづち設けられている。ただし、Ｍ
ＯＳトランジスタ３５、３６駆動用のトランジスタ作動
制御回路部８は、図３ではダイオード８７だけが図示さ
れ後は省略されている。
Ｓトランジスタ３４〜３６毎にそれぞれトランジスタ作
動制御回路部８を追加したものである。このトランジス
タ作動制御回路部８は、コンパレータ８５、ダイオード
８６、８７、抵抗ｒ８からなり、各ＭＯＳトランジスタ
３４〜３６に１セットづち設けられている。ただし、Ｍ
ＯＳトランジスタ３５、３６駆動用のトランジスタ作動
制御回路部８は、図３ではダイオード８７だけが図示さ
れ後は省略されている。
【００３４】ここで、ダイオード８６、８７、抵抗ｒ８
は、ダイオード形式のオア回路であり、ダイオード８
３、８４の論理出力とコンパレータ８５の論理出力との
論理和信号を抵抗ｒｇを通じてＭＯＳトランジスタ３４
のゲート電極に印加するものである。コンパレータ８５
は、電機子巻線１１の端子電圧が接地電位より低下した
かどうかを判定し、低下した場合にハイレベル電圧をト
ランジスタ３４のゲート電極に印加してそれを導通さ
せ、電機子巻線１１の端子電圧が接地電位より高くなっ
た場合にローレベル電圧を出力して、ＭＯＳトランジス
タ３４が実施例２の制御モードで作動するようにしたも
のである。
は、ダイオード形式のオア回路であり、ダイオード８
３、８４の論理出力とコンパレータ８５の論理出力との
論理和信号を抵抗ｒｇを通じてＭＯＳトランジスタ３４
のゲート電極に印加するものである。コンパレータ８５
は、電機子巻線１１の端子電圧が接地電位より低下した
かどうかを判定し、低下した場合にハイレベル電圧をト
ランジスタ３４のゲート電極に印加してそれを導通さ
せ、電機子巻線１１の端子電圧が接地電位より高くなっ
た場合にローレベル電圧を出力して、ＭＯＳトランジス
タ３４が実施例２の制御モードで作動するようにしたも
のである。
【００３５】このようにすれば、三相全波整流器３のロ
ーサイド素子としてダイオード（ここではＭＯＳトラン
ジスタ３４〜３６の寄生ダイオードＤ）よりも少ない損
失で整流が可能となる。 （変形態様）上記実施例では、三相全波整流器３のハイ
サイド素子３１〜３３を接合ダイオードで構成し、ロー
サイド素子３４〜３６をＭＯＳトランジスタ及びその寄
生ダイオードＤで構成した例を示したが、三相全波整流
器３のハイサイド素子及びローサイド素子としては図４
に示すように、寄生ダイオード付のＭＯＳトランジスタ
（ａ）、接合ダイオード（ｂ）、接合ダイオードと並列
接続されたＩＧＢＴ（ｃ）、接合ダイオードと並列接続
されたバイポーラトランジスタ（ｄ）の一つを採用する
ことができる。
ーサイド素子としてダイオード（ここではＭＯＳトラン
ジスタ３４〜３６の寄生ダイオードＤ）よりも少ない損
失で整流が可能となる。 （変形態様）上記実施例では、三相全波整流器３のハイ
サイド素子３１〜３３を接合ダイオードで構成し、ロー
サイド素子３４〜３６をＭＯＳトランジスタ及びその寄
生ダイオードＤで構成した例を示したが、三相全波整流
器３のハイサイド素子及びローサイド素子としては図４
に示すように、寄生ダイオード付のＭＯＳトランジスタ
（ａ）、接合ダイオード（ｂ）、接合ダイオードと並列
接続されたＩＧＢＴ（ｃ）、接合ダイオードと並列接続
されたバイポーラトランジスタ（ｄ）の一つを採用する
ことができる。
【００３６】ハイサイド素子３１〜３３の群とローサイ
ド素子３４〜３６の群の少なくとも一方はトランジスタ
である必要があることは当然である。上記各実施例とは
逆にＧパルス電圧発生時にハイサイド素子を構成するト
ランジスタを全てオンすることもできることは当然であ
る。ただし、ハイサイド素子３１〜３３とローサイド素
子３４〜３６の両方がトランジスタを含む場合、Ｇパル
ス電圧抑止のためにどちらか一方を全てオンする場合、
必ず他方の各トランジスタは全てオフする必要がある。
具体的には、過電圧抑止のために全てオンするサイドの
トランジスタの制御端子に印加する信号電圧の反転信号
を否定回路にて合成し、この反転信号を全てオフするサ
イドのトランジスタの制御端子に印加すればよい。この
ような回路構成は簡単自明であるので図示は省略する。
ド素子３４〜３６の群の少なくとも一方はトランジスタ
である必要があることは当然である。上記各実施例とは
逆にＧパルス電圧発生時にハイサイド素子を構成するト
ランジスタを全てオンすることもできることは当然であ
る。ただし、ハイサイド素子３１〜３３とローサイド素
子３４〜３６の両方がトランジスタを含む場合、Ｇパル
ス電圧抑止のためにどちらか一方を全てオンする場合、
必ず他方の各トランジスタは全てオフする必要がある。
具体的には、過電圧抑止のために全てオンするサイドの
トランジスタの制御端子に印加する信号電圧の反転信号
を否定回路にて合成し、この反転信号を全てオフするサ
イドのトランジスタの制御端子に印加すればよい。この
ような回路構成は簡単自明であるので図示は省略する。
【００３７】また、ハイサイド素子３１〜３３をＭＯＳ
トランジスタで構成する場合、このＭＯＳトランジスタ
は、電機子巻線側のＮ+ 型領域の電位がバッテリ電圧を
超えたかどうかを図３のコンパレータ８５と同様のコン
パレータで検出し、超えた場合にこのＭＯＳトランジス
タのゲート電極に図３と同様の構成でハイレベル電圧を
印加すればよい。ただし、この場合にはこのコンパレー
タのハイレベル電位はバッテリ電圧＋ＭＯＳトランジス
タ３１のしきい値電圧より充分高い電圧としてこのハイ
サイド素子としてもＭＯＳトランジスタを非飽和動作さ
せる必要がある。すなわち、図３の回路にてコンパレー
タ８５の＋入力端に接続点４１の電位を印加し、その−
入力端にバッテリ電圧を印加することによりハイサイド
素子としてのＭＯＳトランジスタを整流動作させること
ができることがわかる。
トランジスタで構成する場合、このＭＯＳトランジスタ
は、電機子巻線側のＮ+ 型領域の電位がバッテリ電圧を
超えたかどうかを図３のコンパレータ８５と同様のコン
パレータで検出し、超えた場合にこのＭＯＳトランジス
タのゲート電極に図３と同様の構成でハイレベル電圧を
印加すればよい。ただし、この場合にはこのコンパレー
タのハイレベル電位はバッテリ電圧＋ＭＯＳトランジス
タ３１のしきい値電圧より充分高い電圧としてこのハイ
サイド素子としてもＭＯＳトランジスタを非飽和動作さ
せる必要がある。すなわち、図３の回路にてコンパレー
タ８５の＋入力端に接続点４１の電位を印加し、その−
入力端にバッテリ電圧を印加することによりハイサイド
素子としてのＭＯＳトランジスタを整流動作させること
ができることがわかる。
【００３８】また、上記実施例では三相全波整流器３を
構成するブリッジ回路をＧパルス電圧から保護する構成
を説明したが、全く同じ回路構成により三相交流電動機
を駆動制御するインバータとしてのブリッジ回路をＧパ
ルス電圧から保護することができることが当然理解され
るであろう。また、上記説明では、少なくともＧパルス
電圧検出期間中はローサイド素子３４〜３６又はハイサ
イド素子３１〜３３のどちらかの群を常時オンする例を
説明したが、その場合におけるハイサイド素子３１〜３
３又はローサイド素子３４〜３６をなすトランジスタの
発熱を許容値以下に抑止するためにトランジスタをＰＷ
Ｍ制御することも可能である。このようなＰＷＭ制御は
回路部５に所定デューティ比の定周波数信号電圧を発生
する発振器を追加し、この定周波数信号電圧と例えば図
１のトランジスタ６５のコレクタ電圧すなわちＭＯＳト
ランジスタ一斉オン電圧とをアンド回路に入力し、この
アンド回路の論理積信号でこれらＭＯＳトランジスタ３
４〜３６を制御すればよい。このような回路構成は簡単
自明であるので図示を省略する。
構成するブリッジ回路をＧパルス電圧から保護する構成
を説明したが、全く同じ回路構成により三相交流電動機
を駆動制御するインバータとしてのブリッジ回路をＧパ
ルス電圧から保護することができることが当然理解され
るであろう。また、上記説明では、少なくともＧパルス
電圧検出期間中はローサイド素子３４〜３６又はハイサ
イド素子３１〜３３のどちらかの群を常時オンする例を
説明したが、その場合におけるハイサイド素子３１〜３
３又はローサイド素子３４〜３６をなすトランジスタの
発熱を許容値以下に抑止するためにトランジスタをＰＷ
Ｍ制御することも可能である。このようなＰＷＭ制御は
回路部５に所定デューティ比の定周波数信号電圧を発生
する発振器を追加し、この定周波数信号電圧と例えば図
１のトランジスタ６５のコレクタ電圧すなわちＭＯＳト
ランジスタ一斉オン電圧とをアンド回路に入力し、この
アンド回路の論理積信号でこれらＭＯＳトランジスタ３
４〜３６を制御すればよい。このような回路構成は簡単
自明であるので図示を省略する。
【００３９】更に、上記各実施例ではバッテリ電圧に基
づいてＧパルス電圧の発生を検出したが、電機子巻線１
１〜１３の出力電圧を直接検出してもよいことは当然で
ある。
づいてＧパルス電圧の発生を検出したが、電機子巻線１
１〜１３の出力電圧を直接検出してもよいことは当然で
ある。
【図１】 本発明の直流−交流変換装置の一実施例を示
す回路図である。
す回路図である。
【図２】 実施例２を示す回路図である。
【図３】 実施例３を示す回路図である。
【図４】 ハイサイド素子又はローサイド素子の変形例
を示す素子図である。
を示す素子図である。
１は三相交流発電機、３は三相全波整流器（ブリッジ回
路）、６は制御部、６ａは異常電圧検出回路部、６ｂは
短絡回路部、７はバッテリ、３１〜３３はハイサイド素
子、３４〜３６はローサイド素子。
路）、６は制御部、６ａは異常電圧検出回路部、６ｂは
短絡回路部、７はバッテリ、３１〜３３はハイサイド素
子、３４〜３６はローサイド素子。
Claims (9)
- 【請求項１】 トランジスタ又は接合ダイオードからな
るハイサイド素子及びローサイド素子を直列接続してな
る相ブリッジ回路を必要数並列接続してなり、一対の直
流端がバッテリ及び負荷の両端に接続され、前記両素子
の接続点が交流回転電機の電機子巻線の各端に個別に接
続されるブリッジ回路と、前記トランジスタを断続制御
する制御部とを備え、前記両素子の少なくとも一方は前
記トランジスタを含む直流−交流変換装置において、 前記制御部は、 前記電機子巻線の発電電圧が所定の電圧値を超過したか
どうかを検出する異常電圧検出回路部と、 前記超過時に前記両素子の一方をなす前記トランジスタ
を全て導通させる短絡回路部と、 を備えることを特徴とする直流−交流変換装置。 - 【請求項２】 前記短絡回路部は、前記両素子の他方が
前記トランジスタを含む場合には前記両素子の他方をな
す前記トランジスタを全て遮断させるものである請求項
１記載の直流−交流変換装置。 - 【請求項３】 前記トランジスタは、ゲート電極直下の
Ｐ型基板領域と主電極をなすＮ+ 型領域との間の寄生ダ
イオードが発電電圧を整流する向きに形成されたＮチャ
ンネルＭＯＳトランジスタからなる請求項１記載の直流
−交流変換装置。 - 【請求項４】 前記ハイサイド素子又はローサイド素子
は、バイポーラトランジスタ又はＩＧＢＴと、発電電圧
を整流する向きに前記バイポーラトランジスタ又はＩＧ
ＢＴと並列接続された接合ダイオードとからなる請求項
１記載の直流−交流変換装置。 - 【請求項５】 前記制御部は、前記ＭＯＳトランジスタ
を所定タイミングで断続して直流−交流変換又は交流−
直流変換を行わせるものである請求項３記載の直流−交
流変換装置。 - 【請求項６】 前記制御部は、前記バイポーラトランジ
スタ又はＩＧＢＴを所定タイミングで断続して前記回転
電機に交流電圧を印加するものである請求項４記載の直
流−交流変換装置。 - 【請求項７】 前記制御部は、前記両素子の一方をなす
前記各トランジスタを所定の平均導通率で導通させるも
のである請求項１記載の直流−交流変換装置。 - 【請求項８】 前記短絡回路部は、前記異常電圧検出回
路部による前記超過の検出後、所定時間の間、前記トラ
ンジスタの前記全導通を持続する請求項１記載の直流−
交流変換装置。 - 【請求項９】 前記短絡回路部は、前記トランジスタの
前記全導通後、直流端電圧がバッテリ電圧よりも低く設
定された所定値以下となったかどうかを判別し、なった
場合に前記全導通を持続するものである請求項１記載の
直流−交流変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12500394A JP3396955B2 (ja) | 1994-06-07 | 1994-06-07 | 直流−交流変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP12500394A JP3396955B2 (ja) | 1994-06-07 | 1994-06-07 | 直流−交流変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JPH07337021A true JPH07337021A (ja) | 1995-12-22 |
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