JPH07337026A - Ｐｗｍ制御装置 - Google Patents
Ｐｗｍ制御装置Info
- Publication number
- JPH07337026A JPH07337026A JP6130082A JP13008294A JPH07337026A JP H07337026 A JPH07337026 A JP H07337026A JP 6130082 A JP6130082 A JP 6130082A JP 13008294 A JP13008294 A JP 13008294A JP H07337026 A JPH07337026 A JP H07337026A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- power converter
- current
- voltage
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】変調波信号と搬送波信号の位相を同期させて制
御するキャリア同期方式において、波形歪のない搬送波
信号を発生させ、ＰＷＭ制御する電力変換器を安定に動
作させることを目的としている。 【構成】搬送波信号と変調波信号を同期させて制御する
ＰＷＭコンバータ１において、搬送波信号は交流電源３
の同期信号θとＰＷＭコンバータ１の入力電圧電圧ベク
トルを回転座標軸上でｄ，ｑ制御する電圧指令Ｖｄ＊，
Ｖｑ＊から演算した補正信号φに基づいて作成するが、
フイルタ回路１９により補正信号φのリプルを除去す
る。 【効果】電力変換器を効率よく安定に運転でき、しかも
高調波の発生量を抑制することができる。
御するキャリア同期方式において、波形歪のない搬送波
信号を発生させ、ＰＷＭ制御する電力変換器を安定に動
作させることを目的としている。 【構成】搬送波信号と変調波信号を同期させて制御する
ＰＷＭコンバータ１において、搬送波信号は交流電源３
の同期信号θとＰＷＭコンバータ１の入力電圧電圧ベク
トルを回転座標軸上でｄ，ｑ制御する電圧指令Ｖｄ＊，
Ｖｑ＊から演算した補正信号φに基づいて作成するが、
フイルタ回路１９により補正信号φのリプルを除去す
る。 【効果】電力変換器を効率よく安定に運転でき、しかも
高調波の発生量を抑制することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＰＷＭ制御による電力変
換器に係り、特に電力変換器をオン，オフ制御するＰＷ
Ｍ制御装置に関する。
換器に係り、特に電力変換器をオン，オフ制御するＰＷ
Ｍ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】自己消弧形のスイッチ素子により構成さ
れた電力変換器のＰＷＭ制御装置として変調波信号（正
弦波）と搬送波信号（三角波）の位相を同期させて制御
する、いわゆるキャリア同期方式がある。従来、この種
のキャリア同期方式としては、特開平4−42780号公報に
記載のように回転座標軸上でｄ，ｑ制御する電圧の２成
分Ｖｄ，Ｖｑより系統電圧との位相差（φ）を演算し、
この値に基づいて搬送波信号の位相を補正する方式が提
案されている。しかし、大容量電力変換器では素子のス
イッチング損失とスナバ損失を低減するためにスイッチ
ング周波数を低く設定する必要がある。このため、位相
差（φ）を演算するためのＶｄ，Ｖｑにリプル成分が多
く含まれるようになり、搬送波信号を正常に動作させる
ことができなくなる問題があるがこれらについては何ら
触れられていない。
れた電力変換器のＰＷＭ制御装置として変調波信号（正
弦波）と搬送波信号（三角波）の位相を同期させて制御
する、いわゆるキャリア同期方式がある。従来、この種
のキャリア同期方式としては、特開平4−42780号公報に
記載のように回転座標軸上でｄ，ｑ制御する電圧の２成
分Ｖｄ，Ｖｑより系統電圧との位相差（φ）を演算し、
この値に基づいて搬送波信号の位相を補正する方式が提
案されている。しかし、大容量電力変換器では素子のス
イッチング損失とスナバ損失を低減するためにスイッチ
ング周波数を低く設定する必要がある。このため、位相
差（φ）を演算するためのＶｄ，Ｖｑにリプル成分が多
く含まれるようになり、搬送波信号を正常に動作させる
ことができなくなる問題があるがこれらについては何ら
触れられていない。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は電力変
換器のスイッチング周波数を低く設定した場合のｄ，ｑ
軸電圧の２成分Ｖｄ，Ｖｑに含まれるリプル成分につい
ては配慮されておらず、最終的には電力変換器を正常に
動作させる上で問題があった。
換器のスイッチング周波数を低く設定した場合のｄ，ｑ
軸電圧の２成分Ｖｄ，Ｖｑに含まれるリプル成分につい
ては配慮されておらず、最終的には電力変換器を正常に
動作させる上で問題があった。
【０００４】本発明の目的は、ｄ，ｑ軸電圧の２成分Ｖ
ｄ，Ｖｑにリプル成分が含まれていても、波形歪みのな
い搬送波信号を作成し、変調波信号と搬送波信号の位相
を同期させて制御し、電力変換器の高調波の発生量を抑
制することのできるＰＷＭ制御装置を提供することにあ
る。
ｄ，Ｖｑにリプル成分が含まれていても、波形歪みのな
い搬送波信号を作成し、変調波信号と搬送波信号の位相
を同期させて制御し、電力変換器の高調波の発生量を抑
制することのできるＰＷＭ制御装置を提供することにあ
る。
【０００５】
【課題を解決するための手段】上記目的は、交流電源に
リアクトルを介して接続される電力変換器と、前記交流
電源の電圧に同期した位相信号を発生する手段と、前記
位相信号と補正信号に基づいて搬送波信号を出力する手
段と、前記搬送波信号と変調波信号とを比較し、前記電
力変換器をオン，オフ制御する手段と、前記電力変換器
の入力電圧ベクトルを回転座標軸上で制御する電圧指令
Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から変調波信号を出力する手段と、前記
電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から補正信号を演算する手段を
具備したＰＷＭ制御装置において、補正信号の出力にリ
プルを除去する手段を備えることにより実現できる。
リアクトルを介して接続される電力変換器と、前記交流
電源の電圧に同期した位相信号を発生する手段と、前記
位相信号と補正信号に基づいて搬送波信号を出力する手
段と、前記搬送波信号と変調波信号とを比較し、前記電
力変換器をオン，オフ制御する手段と、前記電力変換器
の入力電圧ベクトルを回転座標軸上で制御する電圧指令
Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から変調波信号を出力する手段と、前記
電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から補正信号を演算する手段を
具備したＰＷＭ制御装置において、補正信号の出力にリ
プルを除去する手段を備えることにより実現できる。
【０００６】
【作用】搬送波信号は交流電源の電圧に同期した位相信
号と電力変換器の入力電圧ベクトルをｄ，ｑ制御する電
圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から演算した補正信号に基づいて
作成するが、補正信号にリプル成分が含まれると搬送波
信号の波形が歪み正常の動作ができなくなるために電力
変換器の高調波が増加する。最悪、電力変換器が正常に
動作しなくなることもある。これを防ぐために前述のよ
うにしてフイルタの動作によりリプルを除去し、電力変
換器の高調波の発生量を抑制できる。
号と電力変換器の入力電圧ベクトルをｄ，ｑ制御する電
圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から演算した補正信号に基づいて
作成するが、補正信号にリプル成分が含まれると搬送波
信号の波形が歪み正常の動作ができなくなるために電力
変換器の高調波が増加する。最悪、電力変換器が正常に
動作しなくなることもある。これを防ぐために前述のよ
うにしてフイルタの動作によりリプルを除去し、電力変
換器の高調波の発生量を抑制できる。
【０００７】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１を用いて説明
する。ＰＷＭコンバータ１はブリッジ接続された各自己
消弧形スイッチ素子にダイオードを逆並列接続して構成
される回路から成り、ＡＣリアクトル２を介して交流電
源３に接続され、直流出力側にコンデンサ４が接続され
ている。負荷５はＰＷＭコンバータ１の負荷となるもの
である。電圧検出回路６はＰＷＭコンバータ１の直流電
圧Ｅｄを検出する。電圧制御回路７は電圧検出回路６に
より検出した直流電圧Ｅｄと電圧指令Ｅｄ＊との偏差を
演算し、有効電流指令Ｉｑ＊を出力する。正弦波発生回
路９は位相検出回路８より検出された交流電源３の同期
信号（位相信号）θに基づいて座標変換の基準信号とな
るsin成分及びcos成分を出力する。電流検出回路１１は
電流検出器１０より検出した交流電流と正弦波発生回路
９の基準信号から交流電流の有効電流Ｉｑと無効電流Ｉ
ｄを分離して出力する。有効電流制御回路１２は有効電
流指令Ｉｑ＊と前記有効電流Ｉｑとの偏差を演算し、ｑ
軸電圧指令Ｖｑ＊を算出する。一方、無効電流制御回路
１３は無効電流指令Ｉｄ＊と前記無効電流Ｉｄとの偏差
を演算し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を算出する。また、２相
／３相変換回路１４は正弦波発生回路９の基準信号に基
づいてｄ，ｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から３相の変調
波信号（交流電圧指令）ｅＲ＊，ｅＳ＊，ｅＴ＊を出力
する。加算回路１５は位相検出回路８の同期信号θと後
述するフイルタ回路１９の出力信号φＦを加算し、位相
基準信号θ＊を出力する。搬送波発生回路１６は位相基
準信号θ＊に同期した搬送波信号（三角波キャリア信
号）を出力する。ＰＷＭ制御回路１７は変調波信号ｅＲ
＊，ｅＳ＊，ｅＴ＊と搬送波信号とを比較しＰＷＭコン
バータ１の自己消弧形スイッチ素子にスイッチング指令
ｓｗを出力する。さらに、位相演算回路１８はｄ−ｑ軸
電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊の２成分から同期信号θに対す
る位相の変化、すなわち補正信号φ〔φ＝arctan（Ｖｑ
＊／Ｖｄ＊）〕を演算し、フイルタ回路１９を通して加
算回路１５の入力信号φＦとして加えられる。
する。ＰＷＭコンバータ１はブリッジ接続された各自己
消弧形スイッチ素子にダイオードを逆並列接続して構成
される回路から成り、ＡＣリアクトル２を介して交流電
源３に接続され、直流出力側にコンデンサ４が接続され
ている。負荷５はＰＷＭコンバータ１の負荷となるもの
である。電圧検出回路６はＰＷＭコンバータ１の直流電
圧Ｅｄを検出する。電圧制御回路７は電圧検出回路６に
より検出した直流電圧Ｅｄと電圧指令Ｅｄ＊との偏差を
演算し、有効電流指令Ｉｑ＊を出力する。正弦波発生回
路９は位相検出回路８より検出された交流電源３の同期
信号（位相信号）θに基づいて座標変換の基準信号とな
るsin成分及びcos成分を出力する。電流検出回路１１は
電流検出器１０より検出した交流電流と正弦波発生回路
９の基準信号から交流電流の有効電流Ｉｑと無効電流Ｉ
ｄを分離して出力する。有効電流制御回路１２は有効電
流指令Ｉｑ＊と前記有効電流Ｉｑとの偏差を演算し、ｑ
軸電圧指令Ｖｑ＊を算出する。一方、無効電流制御回路
１３は無効電流指令Ｉｄ＊と前記無効電流Ｉｄとの偏差
を演算し、ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊を算出する。また、２相
／３相変換回路１４は正弦波発生回路９の基準信号に基
づいてｄ，ｑ軸電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から３相の変調
波信号（交流電圧指令）ｅＲ＊，ｅＳ＊，ｅＴ＊を出力
する。加算回路１５は位相検出回路８の同期信号θと後
述するフイルタ回路１９の出力信号φＦを加算し、位相
基準信号θ＊を出力する。搬送波発生回路１６は位相基
準信号θ＊に同期した搬送波信号（三角波キャリア信
号）を出力する。ＰＷＭ制御回路１７は変調波信号ｅＲ
＊，ｅＳ＊，ｅＴ＊と搬送波信号とを比較しＰＷＭコン
バータ１の自己消弧形スイッチ素子にスイッチング指令
ｓｗを出力する。さらに、位相演算回路１８はｄ−ｑ軸
電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊の２成分から同期信号θに対す
る位相の変化、すなわち補正信号φ〔φ＝arctan（Ｖｑ
＊／Ｖｄ＊）〕を演算し、フイルタ回路１９を通して加
算回路１５の入力信号φＦとして加えられる。
【０００８】この実施例の基本動作は以下の通りであ
る。交流電圧を直流に変換するＰＷＭコンバータ１は電
源電圧の力率を１.０ に制御することができ、しかも順
変換及び逆変換が自由に行えることからインバータの電
源として最も適しており、その制御方式についても特開
平4−42780号公報記載のようによく知られているので説
明を省略する。
る。交流電圧を直流に変換するＰＷＭコンバータ１は電
源電圧の力率を１.０ に制御することができ、しかも順
変換及び逆変換が自由に行えることからインバータの電
源として最も適しており、その制御方式についても特開
平4−42780号公報記載のようによく知られているので説
明を省略する。
【０００９】ところで、ＰＷＭコンバータ１のスイッチ
ング指令ｓｗは搬送波信号と変調波信号をもとにＰＷＭ
制御回路１７で比較することによって発生するが、この
とき搬送波信号は加算回路１５の出力信号である位相基
準信号θ＊に同期した信号となっている。一方、位相演
算回路１８で演算された補正信号φはフイルタ回路１９
に入力されるが、ここでは信号に含まれているリプル成
分を一次遅れ要素により除去し、加算回路１５に補正信
号φＦとして加えられる。そのため、加算回路１５の出
力は同期信号θに対し補正信号φＦ分だけ加算された位
相基準信号θ＊となり、変調波信号に同期した信号とな
る。したがって、搬送波発生回路１６から出力される搬
送波信号と変調波信号は常に同期して動作させることが
できる。なお、フイルタ回路１９として一次遅れ要素に
ついて説明したが、リプル成分を除去するものであれば
他のフイルタ要素を用いても達成することができる。次
に、図２及び図３を用いて図１の実施例の効果について
説明する。図２は、位相演算回路１８の出力にフイルタ
回路１９を付加しない場合、また図３は位相演算回路１
８の出力にフイルタ回路１９を付加した場合の動作波形
を示す。フイルタ回路１９を付加しない場合は、補正信
号φにリプル分多く含まれるため、搬送波信号の波形が
歪み正常な波形が得られなくなる。しかし、フイルタ回
路１９を付加した場合は補正信号φに含まれるリプル分
が除去されるので、搬送波信号を正常に動作させること
ができる。そのため、変調波信号に同期した搬送波信号
を発生させることができるのでＰＷＭコンバータ１を効
率よく運転でき、しかも安定に動作させることができ
る。
ング指令ｓｗは搬送波信号と変調波信号をもとにＰＷＭ
制御回路１７で比較することによって発生するが、この
とき搬送波信号は加算回路１５の出力信号である位相基
準信号θ＊に同期した信号となっている。一方、位相演
算回路１８で演算された補正信号φはフイルタ回路１９
に入力されるが、ここでは信号に含まれているリプル成
分を一次遅れ要素により除去し、加算回路１５に補正信
号φＦとして加えられる。そのため、加算回路１５の出
力は同期信号θに対し補正信号φＦ分だけ加算された位
相基準信号θ＊となり、変調波信号に同期した信号とな
る。したがって、搬送波発生回路１６から出力される搬
送波信号と変調波信号は常に同期して動作させることが
できる。なお、フイルタ回路１９として一次遅れ要素に
ついて説明したが、リプル成分を除去するものであれば
他のフイルタ要素を用いても達成することができる。次
に、図２及び図３を用いて図１の実施例の効果について
説明する。図２は、位相演算回路１８の出力にフイルタ
回路１９を付加しない場合、また図３は位相演算回路１
８の出力にフイルタ回路１９を付加した場合の動作波形
を示す。フイルタ回路１９を付加しない場合は、補正信
号φにリプル分多く含まれるため、搬送波信号の波形が
歪み正常な波形が得られなくなる。しかし、フイルタ回
路１９を付加した場合は補正信号φに含まれるリプル分
が除去されるので、搬送波信号を正常に動作させること
ができる。そのため、変調波信号に同期した搬送波信号
を発生させることができるのでＰＷＭコンバータ１を効
率よく運転でき、しかも安定に動作させることができ
る。
【００１０】以上のようにして、位相演算回路１８の出
力に含まれるリプル成分を除去をすることにより搬送波
信号を波形歪なく動作させることができるので、ＰＷＭ
コンバータ１を効率よ安定に運転でき、しかも高調波の
発生量を抑制することができる。
力に含まれるリプル成分を除去をすることにより搬送波
信号を波形歪なく動作させることができるので、ＰＷＭ
コンバータ１を効率よ安定に運転でき、しかも高調波の
発生量を抑制することができる。
【００１１】図４は本発明の他の実施例である。図１と
同一物には同じ符号を付しているので説明を省略する。
図１と異なる点は進み補償回路２０と加算回路１５であ
る。進み補償回路２０はフイルタ回路１９の遅れを補償
するためのものであり、また加算回路１５は位相検出回
路８からの同期信号θと進み補償回路２０からの出力信
号φO を加算し、位相基準信号θ＊を出力する。位相演
算回路１８で演算された補正信号φはフイルタ回路１９
によって遅れが進み補償回路２０よりその遅れを補償す
ることができる。そのため、変調波信号に対し位相基準
信号θ＊が遅れることなく動作できるので、前述より迅
速にキャリア同期が行われる効果がある。
同一物には同じ符号を付しているので説明を省略する。
図１と異なる点は進み補償回路２０と加算回路１５であ
る。進み補償回路２０はフイルタ回路１９の遅れを補償
するためのものであり、また加算回路１５は位相検出回
路８からの同期信号θと進み補償回路２０からの出力信
号φO を加算し、位相基準信号θ＊を出力する。位相演
算回路１８で演算された補正信号φはフイルタ回路１９
によって遅れが進み補償回路２０よりその遅れを補償す
ることができる。そのため、変調波信号に対し位相基準
信号θ＊が遅れることなく動作できるので、前述より迅
速にキャリア同期が行われる効果がある。
【００１２】図５は本発明の他の実施例である。図１と
同一物には同じ符号を付しているので説明を省略する。
図１と異なる点はフイルタ回路１９の代わりに有効電流
制御回路１２及び無効電流制御回路１３の出力にフイル
タ回路２５と加算回路１５を付加したところにある。バ
ンド・パス・フイルタ回路３１はｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の
リプル成分ＶｑＬ＊を検出するための回路、加算回路３
２は電圧指令Ｖｑ＊とバンド・パス・フイルタ回路３１
の出力信号ＶｑＬ＊を加算し、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊を
出力する。また、バンド・パス・フイルタ回路３３はｄ
軸電圧指令Ｖｄ＊のリプル成分ＶｄＬ＊を検出するため
の回路、加算回路３４は電圧指令Ｖｄ＊とバンド・パス
・フイルタ回路３３の出力信号ＶｄＬ＊を加算し、ｄ軸
電圧指令Ｖｄ＊＊を出力する。一方、ｄ，ｑ軸電圧指令
Ｖｑ＊＊，Ｖｄ＊＊は加算回路３２，３４によって電圧
指令(Ｖｑ＊,Ｖｄ＊)に対し、リプル成分(ＶｑＬ＊，Ｖ
ｄＬ＊）が互いに逆位相になるように加算されているた
め、リプル成分が打ち消される。そのため、リプル成分
を含まないｄ，ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊，Ｖｄ＊＊をもと
に２相／３相変換回路１４及び位相演算回路１８を動作
させることができるので、前述と同様の効果が得られ
る。
同一物には同じ符号を付しているので説明を省略する。
図１と異なる点はフイルタ回路１９の代わりに有効電流
制御回路１２及び無効電流制御回路１３の出力にフイル
タ回路２５と加算回路１５を付加したところにある。バ
ンド・パス・フイルタ回路３１はｑ軸電圧指令Ｖｑ＊の
リプル成分ＶｑＬ＊を検出するための回路、加算回路３
２は電圧指令Ｖｑ＊とバンド・パス・フイルタ回路３１
の出力信号ＶｑＬ＊を加算し、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊を
出力する。また、バンド・パス・フイルタ回路３３はｄ
軸電圧指令Ｖｄ＊のリプル成分ＶｄＬ＊を検出するため
の回路、加算回路３４は電圧指令Ｖｄ＊とバンド・パス
・フイルタ回路３３の出力信号ＶｄＬ＊を加算し、ｄ軸
電圧指令Ｖｄ＊＊を出力する。一方、ｄ，ｑ軸電圧指令
Ｖｑ＊＊，Ｖｄ＊＊は加算回路３２，３４によって電圧
指令(Ｖｑ＊,Ｖｄ＊)に対し、リプル成分(ＶｑＬ＊，Ｖ
ｄＬ＊）が互いに逆位相になるように加算されているた
め、リプル成分が打ち消される。そのため、リプル成分
を含まないｄ，ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊＊，Ｖｄ＊＊をもと
に２相／３相変換回路１４及び位相演算回路１８を動作
させることができるので、前述と同様の効果が得られ
る。
【００１３】図６は本発明の他の実施例である。図１と
同一物には同じ符号を付しているので説明を省略する。
図１と異なる点はノッチ・フイルタ回路３５，３６であ
る。これは電流検出回路１１より検出した交流電流の有
効電流Ｉｑと無効電流Ｉｄのリプル成分のみを除去する
ためのものである。有効電流Ｉｑ及び無効電流Ｉｄに含
まれるリプル成分の除去によってｄ，ｑ軸電圧指令Ｖｑ
＊，Ｖｄ＊に含まれるリプル成分が減少するので、前述
と同様の効果が得られる。なお、有効電流Ｉｑ及び無効
電流Ｉｄのリプル成分の除去法として電流検出回路１１
の出力側にノッチ・フイルタ回路３５，３６を付加した
場合について説明したが、電流検出回路１１の入力側に
バンド・パス・フイルタ回路を付加して電源電流の基本
波のみを検出しても同様の効果が得られる。
同一物には同じ符号を付しているので説明を省略する。
図１と異なる点はノッチ・フイルタ回路３５，３６であ
る。これは電流検出回路１１より検出した交流電流の有
効電流Ｉｑと無効電流Ｉｄのリプル成分のみを除去する
ためのものである。有効電流Ｉｑ及び無効電流Ｉｄに含
まれるリプル成分の除去によってｄ，ｑ軸電圧指令Ｖｑ
＊，Ｖｄ＊に含まれるリプル成分が減少するので、前述
と同様の効果が得られる。なお、有効電流Ｉｑ及び無効
電流Ｉｄのリプル成分の除去法として電流検出回路１１
の出力側にノッチ・フイルタ回路３５，３６を付加した
場合について説明したが、電流検出回路１１の入力側に
バンド・パス・フイルタ回路を付加して電源電流の基本
波のみを検出しても同様の効果が得られる。
【００１４】図７は本発明の他の実施例である。図１と
同一物には同じ符号を付しているので説明を省略する。
図１と異なる点はＰＷＭコンバータの代わりにＰＷＭイ
ンバータを適用したところにある。ＰＷＭインバータ４
０は直流電圧４１を交流電圧に変換し、交流電動機４２
に３相の交流電圧を供給する。速度検出器４３は交流電
動機４２の速度ωｒを検出する。速度制御回路４４は速
度検出器４３により検出した速度ωｒと速度指令ωｒ＊
との偏差を演算し、有効電流指令Ｉｑ＊を出力する。す
べり周波数演算器４５は有効電流指令Ｉｑ＊に基づいて
すべり周波数ωｓを演算する。加算器４６は速度ωｒと
すべり周波数ωｓを加算し、交流電動機４２の一次周波
数ω1を出力する。変換回路４７は一次周波数ω1を位相
信号θに変換するための回路である。ＰＷＭインバータ
４０により交流電動機４２をベクトル制御する場合にお
いても、同様に補正信号φに含まれるリプル除去するこ
とにより搬送波信号を正常に動作させることができるの
で、前述と同様の効果が得られる。
同一物には同じ符号を付しているので説明を省略する。
図１と異なる点はＰＷＭコンバータの代わりにＰＷＭイ
ンバータを適用したところにある。ＰＷＭインバータ４
０は直流電圧４１を交流電圧に変換し、交流電動機４２
に３相の交流電圧を供給する。速度検出器４３は交流電
動機４２の速度ωｒを検出する。速度制御回路４４は速
度検出器４３により検出した速度ωｒと速度指令ωｒ＊
との偏差を演算し、有効電流指令Ｉｑ＊を出力する。す
べり周波数演算器４５は有効電流指令Ｉｑ＊に基づいて
すべり周波数ωｓを演算する。加算器４６は速度ωｒと
すべり周波数ωｓを加算し、交流電動機４２の一次周波
数ω1を出力する。変換回路４７は一次周波数ω1を位相
信号θに変換するための回路である。ＰＷＭインバータ
４０により交流電動機４２をベクトル制御する場合にお
いても、同様に補正信号φに含まれるリプル除去するこ
とにより搬送波信号を正常に動作させることができるの
で、前述と同様の効果が得られる。
【００１５】
【発明の効果】本発明によれば、補正信号φを演算する
位相演算回路の出力に含まれるリプル成分を除去するこ
とにより、波形歪のない搬送波信号を作成し変調波信号
と搬送波信号の位相を同期させて制御するようにしたの
で、電力変換器を効率よく運転でき、しかも高調波の発
生量を確実に抑制することができる。
位相演算回路の出力に含まれるリプル成分を除去するこ
とにより、波形歪のない搬送波信号を作成し変調波信号
と搬送波信号の位相を同期させて制御するようにしたの
で、電力変換器を効率よく運転でき、しかも高調波の発
生量を確実に抑制することができる。
【図１】本発明の一実施例を示すＰＷＭコンバータ装置
の回路構成図である。
の回路構成図である。
【図２】従来技術を適用した場合の変調波信号と搬送波
信号の波形を示した図である。
信号の波形を示した図である。
【図３】本発明を適用した場合の効果を示した波形図で
ある。
ある。
【図４】本発明の他の実施例を示すＰＷＭコンバータ装
置の回路構成図である。
置の回路構成図である。
【図５】本発明の他の実施例を示すＰＷＭコンバータ装
置の回路構成図である。
置の回路構成図である。
【図６】本発明の他の実施例を示すＰＷＭコンバータ装
置の回路構成図である。
置の回路構成図である。
【図７】本発明の他の実施例を示すＰＷＭコンバータ装
置の回路構成図である。
置の回路構成図である。
１…ＰＷＭコンバータ、４…コンデンサ、７…電圧制御
回路、８…位相検出回路、９…正弦波発生回路、１１…
電流検出回路、１２…有効電流制御回路、１３…無効電
流制御回路、１４…２相／３相変換回路、１５…加算回
路、１６…搬送波発生回路、１７…ＰＷＭ制御回路、１
８…位相演算回路、１９…フイルタ回路。
回路、８…位相検出回路、９…正弦波発生回路、１１…
電流検出回路、１２…有効電流制御回路、１３…無効電
流制御回路、１４…２相／３相変換回路、１５…加算回
路、１６…搬送波発生回路、１７…ＰＷＭ制御回路、１
８…位相演算回路、１９…フイルタ回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 宮崎 聖子 茨城県日立市大みか町七丁目１番１号 株 式会社日立製作所日立研究所内
Claims (6)
- 【請求項１】交流を直流にあるいは直流を交流に変換す
る電力変換器と、前記電力変換器出力の基準となる位相
信号と補正信号に基づいて搬送波信号を出力する手段
と、前記搬送波信号と変調波信号とを比較し、前記電力
変換器をオン、オフ制御する手段と、前記電力変換器の
交流出力電流が所定値になるように、前記電力変換器の
交流電圧ベクトルを回転座標軸上で制御する電圧指令Ｖ
ｄ＊，Ｖｑ＊を生成する電流制御手段，変調波信号を出
力する手段と、前記電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から補正信
号を演算する手段を具備したＰＷＭ制御装置において、
前記補正信号の出力に含まれるリプルを除去する手段を
備えたことを特徴とするＰＷＭ制御装置。 - 【請求項２】請求項１において、リプルを除去する手段
として一次遅れ要素を備えたことを特徴とするＰＷＭ制
御装置。 - 【請求項３】交流を直流にあるいは直流を交流に変換す
る電力変換器と、前記変換器出力の基準となる位相信号
と補正信号に基づいて搬送波信号を出力する手段と、前
記搬送波信号と変調波信号とを比較し、前記電力変換器
をオン，オフ制御する手段と、前記電力変換器の交流電
圧ベクトルを回転座標軸上で制御する電圧指令Ｖｄ＊，
Ｖｑ＊から変調波信号を出力する手段と、前記電圧指令
Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から補正信号を演算する手段を具備した
ＰＷＭ制御装置において、前記補正信号の出力に含まれ
るリプルを除去するための手段と、前記リプルをなくす
るための動作遅れを補償するための進み要素手段を備え
たことを特徴とするＰＷＭ制御装置。 - 【請求項４】請求項３において、リプルを除去手段とし
て一次遅れ要素手段を備えたことを特徴とするＰＷＭ制
御装置。 - 【請求項５】交流を直流にあるいは直流を交流に変換す
る電力変換器と、前記電力変換器出力の基準となる位相
信号と補正信号に基づいて搬送波信号を出力する手段
と、前記搬送波信号と変調波信号とを比較し、前記電力
変換器をオン，オフ制御する手段と、前記電力変換器の
交流電流から有効電流Ｉｑ及び無効電流Ｉｄを検出する
手段と、前記有効電流の指令値Ｉｑ＊に検出値Ｉｑが一
致し、無効電流Ｉｄが零になるように、前記電力変換器
の交流電圧ベクトルを回転座標軸上で制御する電圧指令
Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を出力する手段と、前記電圧指令Ｖｄ
＊，Ｖｑ＊から変調波を出力する手段と、前記電圧指令
Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から補正信号を演算する手段を具備した
ＰＷＭ制御装置において、前記電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊
の出力に含まれるリプルを除去するためにそれぞれバン
ド・パス・フイルタ要素と加算回路を備えたことを特徴
とするＰＷＭ制御装置。 - 【請求項６】交流を直流にあるいは直流を交流に変換す
る電力変換器と、前記電力変換器出力の基準となる位相
信号と補正信号に基づいて搬送波信号を出力する手段
と、前記搬送波信号と変調波信号を比較し、前記電力変
換器をオン，オフ制御する手段と、前記電力変換器の入
力電流から有効電流Ｉｑ及び無効電流Ｉｄを検出する手
段と、前記有効電流の指令値Ｉｑ＊に検出値Ｉｑが一致
し、無効電流Ｉｄが零になるように、前記電力変換器の
交流電圧ベクトルを回転座標軸上で制御する電圧指令Ｖ
ｄ＊，Ｖｑ＊を出力する手段と、前記電圧指令Ｖｄ＊，
Ｖｑ＊から変調波信号を出力する手段と、前記電圧指令
Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から補正信号を演算する手段を具備した
ＰＷＭ制御装置において、前記補正信号の出力に含まれ
るリプルを除去するための手段と、前記有効電流Ｉｑ及
び無効電流Ｉｄに含まれるリプルを除去するためにノッ
チ・フイルタ要素手段を備えたことを特徴とするＰＷＭ
制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6130082A JPH07337026A (ja) | 1994-06-13 | 1994-06-13 | Ｐｗｍ制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6130082A JPH07337026A (ja) | 1994-06-13 | 1994-06-13 | Ｐｗｍ制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07337026A true JPH07337026A (ja) | 1995-12-22 |
Family
ID=15025555
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6130082A Pending JPH07337026A (ja) | 1994-06-13 | 1994-06-13 | Ｐｗｍ制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07337026A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011502458A (ja) * | 2007-10-31 | 2011-01-20 | ジョンソン コントロールズ テクノロジー カンパニー | 可変速駆動装置におけるアクティブコンバータの同期動作を拡張するためのシステムおよび方法 |
-
1994
- 1994-06-13 JP JP6130082A patent/JPH07337026A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011502458A (ja) * | 2007-10-31 | 2011-01-20 | ジョンソン コントロールズ テクノロジー カンパニー | 可変速駆動装置におけるアクティブコンバータの同期動作を拡張するためのシステムおよび方法 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US9257931B2 (en) | Power conversion apparatus | |
| EP2020740B1 (en) | Power converter | |
| KR960005691B1 (ko) | 전력 변환 장치 | |
| JPWO2008139518A1 (ja) | 電力変換装置 | |
| US20210091681A1 (en) | Capacitor size reduction and lifetime extension for cascaded h-bridge drives | |
| CN111886790B (zh) | 电力变换装置以及旋转机械驱动系统 | |
| JP3192058B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御装置 | |
| JP2733724B2 (ja) | 多巻線交流電動機の電流制御装置 | |
| JP3236985B2 (ja) | Ｐｗｍコンバータの制御装置 | |
| JP4493432B2 (ja) | インバータ制御装置 | |
| JP2000050529A (ja) | 電力変換装置の電流制限方法 | |
| JPH10225142A (ja) | インバータのデッドタイム補償回路 | |
| KR101639825B1 (ko) | 인버터의 전류 제어 장치 | |
| JP3112386B2 (ja) | 無効電力発生装置 | |
| JP4303433B2 (ja) | 系統連系用電力変換装置 | |
| JPH0515070A (ja) | 並列運転制御装置 | |
| JPH1189250A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2010226806A (ja) | 電力変換装置 | |
| JPH07337026A (ja) | Ｐｗｍ制御装置 | |
| Kwon et al. | Three-phase PWM synchronous rectifiers without line-voltage sensors | |
| JP2000060137A (ja) | 電力変換装置 | |
| US12088228B2 (en) | Power conversion device and control method thereof | |
| JPH10191640A (ja) | コンバータの制御装置 | |
| US11909341B2 (en) | Power conversion device and method for controlling same | |
| JP3309894B2 (ja) | 自励式無効電力補償装置の制御方法 |