JPH07337088A

JPH07337088A - インバータ

Info

Publication number: JPH07337088A
Application number: JP6125515A
Authority: JP
Inventors: Hidehiro Ishii; 英宏石井; Hiroshi Domae; 浩堂前
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1994-06-07
Filing date: 1994-06-07
Publication date: 1995-12-22

Abstract

(57)【要約】【目的】入力電力が極小になるように交流電圧出力を
制御して最大効率で運転できるインバータを提供する。【構成】電流センサ３は、交流電源１０から整流器１
に流れる入力電流を検出する。ゼロクロス検出器４は、
交流電源１０からの入力電圧のゼロクロス点を検出す
る。そして、上記ゼロクロス検出器４からのゼロクロス
信号に基づいて、正弦波発生部２２は、交流電源１０か
らの交流電圧と同一周期の正弦波を発生する。上記電流
センサ３からの入力電流信号と正弦波発生部２２からの
正弦波を表わす信号とに基づいて、電力演算部２３は、
交流電源１０から整流器１に入力される電力に略比例す
る値を演算する。そして、上記制御部２４は、電力演算
部２３により演算された電力に略比例する値が極小とな
るようにインバータ部２の交流出力電圧を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、運転周波数,負荷の
変化に影響されることなく、誘導電動機を高効率で運転
制御するインバータに関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、誘導電動機を駆動するインバータ
としては、図６に示すように、交流電源７０に接続され
た整流器６１と、上記整流器６１の直流電圧出力端子に
接続されたインバータ部６２と、上記交流電源７０の交
流電圧出力端子と整流器６１の交流電圧入力端子との間
に設けられた電流センサ６３と、上記整流器６１の両交
流電圧入力端子に接続されたゼロクロス検出器６４とを
備えたものがある。また、上記整流器６１の両直流電圧
出力端子間に設けられた平滑コンデンサ７１と、上記平
滑コンデンサ７１の一端と整流器６１の一方の出力端子
との間に設けられたリアクトル７２と、上記平滑コンデ
ンサ７１の他端とインバータ部６２との間に設けられた
過電流検出用シャント抵抗７３とを備えている。そし
て、上記インバータ部６２の交流電圧出力端子に誘導電
動機６７を接続している。

【０００３】上記構成のインバータは、上記電流センサ
６３からの入力電流を表わす信号が極小となるようにイ
ンバータ部６２の交流電圧出力を制御して、誘導電動機
６７を高効率に運転するようにしている(特開平６−１
１２１７号公報参照)。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記インバ
ータでは、電流センサ６３からの入力電流が極小になる
ようにインバータ部６２の交流電圧出力を制御するが、
入力電力を最小にするものではないため、誘導電動機６
７を最大効率で運転できないという問題がある。

【０００５】また、上記電流センサ６３からの入力電流
を表わす信号を平均値化する平均値整流回路を必要と
し、その平均値整流回路の時定数を考慮して、インバー
タ部６２の交流出力電圧を制御しなければならないとい
う欠点がある。

【０００６】そこで、この発明の目的は、入力電力が極
小になるようにインバータの交流電圧出力を制御して最
大効率運転でき、かつ電流センサからの信号を平均値化
する平均値整流回路等を省略できるインバータを提供す
ることにある。

【０００７】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、請求項１のインバータは、交流電源に接続される整
流器と、上記整流器の直流電圧出力端子に入力端子が接
続され、交流電圧出力端子が誘導電動機に接続されるイ
ンバータ部とを備えたインバータにおいて、上記交流電
源から上記整流器に入力される電力に相当する値を検出
する電力検出手段と、上記電力検出手段により検出され
た上記電力に相当する値が極小となるように上記インバ
ータ部の交流出力電圧を制御する制御手段とを備えたこ
とを特徴としている。

【０００８】また、請求項２のインバータは、請求項１
のインバータにおいて、上記電力検出手段は、上記交流
電源から上記整流器に流れる入力電流を検出する入力電
流検出手段と、上記交流電源からの交流電圧のゼロクロ
ス点を検出するゼロクロス検出手段と、上記ゼロクロス
検出手段からのゼロクロス点を表わす信号に基づいて、
上記交流電源からの交流電圧と同一周期の正弦波を発生
する正弦波発生手段と、上記入力電流検出手段からの入
力電流を表わす信号と上記正弦波発生手段からの正弦波
を表わす信号とに基づいて、上記交流電源から上記整流
器に入力される電力に相当する値を演算する電力演算手
段とを備えたことを特徴とするインバータ。

【０００９】

【作用】上記請求項１のインバータによれば、上記電力
検出手段は、上記交流電源から上記整流器に入力される
電力に相当する値を検出すると共に、上記制御手段は、
電力検出手段により検出された電力に相当する値が極小
となるように上記インバータ部の交流出力電圧を制御す
る。

【００１０】したがって、上記インバータ部の交流電圧
出力端子に接続される誘導電動機を最大効率で運転でき
る。

【００１１】また、上記請求項２のインバータによれ
ば、請求項１のインバータにおいて、上記電力検出手段
は、入力電流検出手段,ゼロクロス検出手段,正弦波発生
手段および電力演算手段を備え、上記正弦波発生手段
は、上記ゼロクロス検出手段からのゼロクロス点を表わ
す信号に基づいて、上記交流電源からの交流電圧と同一
周期の正弦波を表わす信号を発生する。そして、上記入
力電流検出手段からの入力電流を表わす信号と正弦波発
生手段からの正弦波を表わす信号とに基づいて、上記電
力演算手段は、上記交流電源から整流器に入力される電
力に相当する値を演算する。そして、上記制御手段は、
上記電力演算手段により演算された電力に相当する値が
極小となるようにインバータ部の交流出力電圧を制御す
る。

【００１２】したがって、この発明のインバータを例え
ば空気調和機に用いた場合、伝送用に既に備えられてい
るゼロクロス検出手段からのゼロクロス点に基づいて、
正弦波発生手段は、入力電圧の代わりに正弦波を表わす
信号を発生することができるので、新たな電圧センサを
用いて交流電源からの入力電圧を検出することなく、そ
の正弦波を表わす信号と電流検出手段からの入力電流を
表す信号を用いて、整流器に入力される電力に相当する
値を容易に求めることができる。また、入力電流検出手
段からの入力電流を表わす信号を瞬時値のまま電力を求
めることによって、入力電流検出手段からの入力電流を
表わす信号を平均値化する平均値整流回路等を省略でき
る。さらに、上記平均値整流回路を省略することによっ
て、上記制御手段がインバータ部の交流出力電圧を制御
するとき、平均値整流回路の時定数を考慮する必要がな
くなる。

【００１３】

【実施例】以下、この発明のインバータを一実施例によ
り詳細に説明する。

【００１４】図１はこの発明の一実施例のインバータの
ブロック図を示しており、１は交流電源１０の交流電圧
出力端子に交流電圧入力端子が接続されたダイオードブ
リッジからなる整流器、２は上記整流器１の直流電圧出
力端子に入力端子が接続されたインバータ部、３は上記
交流電源１０の交流電圧出力端子の一端と整流器１の交
流電圧入力端子の一端との間に設けられた入力電流検出
手段としての電流センサ、４は上記整流器１の両交流電
圧入力端子間に接続されたゼロクロス検出手段としての
ゼロクロス検出器、５は上記電流センサ３からの入力電
流信号と、上記ゼロクロス検出器４からのゼロクロス点
を表わすゼロクロス信号とを受けて、ＰＷＭ(パルス幅
変調)信号を出力するマイクロコンピュータ(以下、マイ
コンという。)、６は上記マイコン５からのＰＷＭ信号
を受けて、インバータ部２に転流制御信号を出力するド
ライブ回路、７は上記インバータ部２の交流電圧出力端
子に接続された誘導電動機である。なお、上記整流器１
の両直流電圧出力端子間に平滑用コンデンサ１１を接続
し、その平滑用コンデンサ１１の一端と整流器１の直流
電圧出力端子の一端との間にリアクトル１２を接続して
いる。また、上記平滑用コンデンサ１１の他端とインバ
ータ部２の入力端子の一端との間に、整流器１の直流電
圧出力端子からインバータ部２の入力端子に流れる過電
流を検出する過電流検出用シャント抵抗１３を接続して
いる。

【００１５】上記マイコン５は、電流センサ３からの入
力電流信号(図２(b)に示す)を受けて、その入力電流信
号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄコンバータ２１と、上記ゼロ
クロス検出器４からのゼロクロス信号(図２(a)に示す)
を受けて、正弦波の疑似電圧信号(図２(c)に示す)を発
生する正弦波発生手段としての正弦波発生部２２と、上
記Ａ／Ｄコンバータ２１からのＡ／Ｄ変換された入力電
流信号の瞬時値を表わす信号と正弦波発生部２２からの
正弦波の疑似電圧信号とに基づいて、電力に略比例する
値を演算する電力演算手段としての電力演算部２３と、
その電力演算部２３からの上記電力に略比例する値に基
づいて、ＰＷＭ信号を出力する制御手段としての制御部
２４とを備えている。上記電流センサ３,ゼロクロス検
出器４,Ａ／Ｄコンバータ２１,正弦波発生部２２および
電力演算部２３で電力検出手段を構成している。

【００１６】上記ゼロクロス検出器４は、交流電源１０
からの整流器１に入力される入力電圧のゼロクロス点を
検出して、図２(a)に示すゼロクロス信号を出力する。
そして、上記ゼロクロス信号に基づいて、マイコン５の
正弦波発生部２２は、予めテーブルに格納した正弦波の
データを用いて、図２(c)に示す疑似電圧信号を発生す
る。なお、上記疑似電圧信号は、所定の演算式を用いて
演算により求めてもよい。そして、上記電流センサ３
は、図２(b)に示す入力電流を検出して、その入力電流
を表わす入力電流信号を出力すると共に、Ａ／Ｄコンバ
ータ２１は、その入力電流信号をＡ／Ｄ変換して、入力
電流の瞬時値を表わす信号を出力する。上記マイコン５
の電力演算部２３は、上記疑似電圧信号と入力電流の瞬
時値を表わす信号に基づいて、整流器１に入力される電
力を演算する。すなわち、上記疑似電圧信号の瞬時電圧
をｖ,その瞬時電圧に対応する入力電流の瞬時値をｉと
すると、電力Ｐは、Ｐ＝１／Ｔ（∫ｖ・ｉdt） (Ｔ：疑似電圧信号の
一周期の時間) により求められる。こうして求められた電力Ｐは、実際
の整流器１に入力された電力に相当する値すなわち電力
に略比例する値となる。つまり、上記整流器１に入力さ
れる電圧は安定しているので、上記疑似電圧信号は実際
の入力電圧に略比例しているものと見なすことができる
からである。したがって、上記電力に略比例する値を極
小にすることで、実際に交流電源１０から整流器１に入
力される電力を極小にすることができる。

【００１７】図３はマイコン５の制御部２４の動作を示
すフローチャートであり、この制御部２４は、入力電流
の変化に応じてインバータ部２の出力電圧を増減させる
制御１の処理と、運転周波数を変えた場合にその運転周
波数に応じてインバータ部２の出力電圧を増減させる制
御２の処理とを行う。なお、この処理は所定の間隔毎に
繰り返し行なう。

【００１８】以下、上記制御部２４の処理を図３のフロ
ーチャートに従って説明する。

【００１９】まず、ステップＳ１で運転周波数が指令周
波数と一致するか否かを判別して、運転周波数が指令周
波数と一致すると判別した場合、ステップＳ２に進む。
次ぎに、ステップＳ２で上記運転周波数が指令周波数と
一致してから所定のｔ_w秒経過したか否かを判別して、
ｔ_w秒が経過した場合、ステップＳ３に進む。一方、ｔ_w
秒が経過していない場合は処理を終り、ｔ_w秒が経過す
るまでステップＳ１,Ｓ２が繰り返される。すなわち、
上記運転周波数を変更した後、モータ電流等が安定状態
になるのを待つのである。そして、ステップＳ３で制御
１の第１回目か否かを判別し、制御１の第１回目である
場合、ステップＳ４に進み、電圧補正幅 ΔＶ＝ｃ・ｆ_out＋ｄ (ｃ,ｄ：定数、
ｆ_out：運転周波数）を演算する。そして、ステップＳ５で、標準負荷条件に
おける運転周波数ｆ_ｏｕｔＨzのときの最大効率ポイン
トの基準出力電圧Ｖ₀に電圧補正幅ΔＶだけ減算する−
補正をして、ステップＳ１１に進む。すなわち、出力電圧Ｖ₁＝Ｖ₀−ΔＶを演算し、制御１の処理の第１回目は、インバータ部２
の出力電圧がＶ₁になるように制御部２４からＰＷＭ信
号を出力する。なお、標準負荷条件における運転周波数
ｆ_outＨzのときの最大効率ポイントの基準出力電圧Ｖ₀
は、基準出力電圧Ｖ₀＝ａ・ｆ_out＋ｂ (ａ,ｂ：定
数) で求められる。

【００２０】一方、ステップＳ３で制御１の第１回目で
ない場合、ステップＳ６に進み、電力の変化を判定す
る。すなわち、上記電力演算部２３により演算された電
力に略比例する値を表わす信号に基づいて、上記電力に
略比例する値が大きくなるときに電力が増加したと判別
する一方、上記電力に略比例する値が小さくなるときに
電力が減少したと判別し、上記電力に略比例する値が変
化しないときに電力の変化がないと判別する。そして、
ステップＳ６で電力が減少したと判別した場合、ステッ
プＳ７に進み、出力電圧の増加(＋),減少(−)の方向を
決める±極性を維持する一方、電力が増加したと判別し
た場合、ステップＳ８に進み、±極性を反転させる。つ
まり、上記インバータ部２の出力電圧が増加(＋)方向で
あった場合は、減少(−)方向にする一方、インバータ部
２の出力電圧が減少(−)方向であった場合は、増加(＋)
方向にするのである。また、ステップＳ６で電力に変化
がない場合は処理を終わり、再びステップＳ１より処理
が繰り返される。

【００２１】次ぎに、ステップＳ９で、ステップＳ７ま
たはステップＳ８で決定された±極性に基づいて制御１
の処理を行う。すなわち、Ｖ_n+1＝Ｖ_n±ΔＶ (Ｖ_n：前回の出力電圧、Ｖ_n+1：
今回の出力電圧) を演算し、インバータ部２の出力電圧がＶ_n+1になるよ
うに、制御部２４からＰＷＭ信号を出力する。したがっ
て、上記ステップＳ１において、運転周波数が指令周波
数に一致した後の制御１の処理の第１回目は、出力電圧
は減少(−)方向の−極性として、電力が増加したと判別
して±極性を反転するまで、基準出力電圧Ｖ₀から徐々
に出力電圧を減少させるのである。そして、ステップＳ
１０に進み、電圧補正限界処理を行なう。つまり、ステ
ップＳ９で補正された出力電圧Ｖ_n+1が停動ライン(図５
に示す)を越えるか否かを判定して、越えている場合
は、出力電圧Ｖ_n+1を停動ライン上の値にするのであ
る。

【００２２】次ぎに、ステップＳ１１で、制御電圧率Ｋ＝Ｖ_n+1／Ｖ₀ を演算して、この処理を終了する。なお、上記制御電圧
率Ｋの初期値は１としている。

【００２３】また、ステップＳ１で運転周波数が指令周
波数と一致しないと判別した場合、ステップＳ１２に進
み、制御２の処理を行い、Ｖ_m＝Ｋ・(ａ・ｆ_out＋ｂ) (ａ,ｂ：定数) を演算して、インバータ部２の出力電圧がＶ_mになるよ
うに、制御部２４から電圧指令信号を出力する。すなわ
ち、運転周波数を指令周波数に徐々に変えながら、その
ときの各運転周波数における出力電圧Ｖ₀から制御電圧
率Ｋだけ補正した出力電圧Ｖ_mをインバータ部２から出
力するのである。

【００２４】したがって、指令周波数を変更して、運転
周波数が変動している場合は、ステップＳ１２の制御２
の処理により出力電圧を制御し、上記運転周波数が指令
周波数と一致すると、ｔ_w秒間待った後に制御１の処理
に移り、出力電圧を増減させて、電力が極小の最大効率
ポイントで運転するのである。

【００２５】例えば、図４に示すように、運転周波数が
一定のときのインバータ部２の出力電圧と電力との関係
は、Ｕ字状の特性曲線で表される。そして、運転周波数
が所定の周波数であるとき、標準負荷条件における運転
周波数ｆ_outＨzのときの出力電圧Ｖ₀から−極性で出力
電圧をΔＶ小さくして、出力電圧Ｖ₁にすると、電力は
小さくなる。さらに、−極性でΔＶずつ出力電圧を小さ
くして出力電圧Ｖ₂とすると、電力は徐々に小さくな
る。そして、上記出力電圧Ｖ₂から−極性でΔＶずつ出
力電圧を小さくして出力電圧Ｖ₃にすると、電力は極小
値を過ぎて徐々に大きくなる。このとき、極性を反転し
て＋極性でΔＶずつ出力電圧を大きくして、出力電圧Ｖ
₄に戻る。このように、上記インバータ部２の出力電圧
の増減を繰り返して、最大効率ポイントすなわち電力が
極小となるようにインバータ部２の出力電圧を制御する
のである。

【００２６】また、図５に示すように、上記出力電圧を
可変制御する制御１の処理状態から指令周波数を変更し
た場合、制御２の処理状態に移り、最大効率ポイントの
出力電圧Ｖ_nから指令された周波数まで、標準負荷条件
における運転周波数に対する出力電圧特性(図５の周波
数変化時Ｖ／Ｆ特性に示す)に合わせて、インバータ部
２の出力電圧を下げる。そして、上記運転周波数が指令
周波数と一致した後、ｔ_w秒経過後に出力電圧を可変する
制御１の処理を行うのである。なお、上記インバータ部
２の出力電圧の可変範囲の上限と下限は、図５の点線で
示す電圧補正限界(停動ライン)となる。

【００２７】このように、上記正弦波発生部２２により
ゼロクロス検出器４からのゼロクロス信号に基づいて演
算された疑似電圧信号と電流センサ３からの入力電流信
号とに基づいて、電力演算部２３は、交流電源１０から
整流器１に入力される電力に略比例する値を演算し、制
御部２４は、その電力に略比例する値を極小となるよう
にＰＷＭ信号を制御して、インバータ部２の交流出力電
圧を可変する。したがって、上記誘導電動機７を最大効
率で制御することができる。また、上記交流電源１０か
ら整流器１に入力される電力を極小にすることによっ
て、整流器１,平滑コンデンサ１１,リアクトル１２,イ
ンバータ部２のパワーモジュールおよび誘導電動機７の
損失を見込んだインバータ全体としての効率の改善がで
きる。なお、交流電源１０からインバータ部２の間に追
加回路(例えば、アクティブフィルタや太陽電池など)を
加えるならば、追加回路の損失も見込めるのは勿論、電
流型インバータなどのようにインバータの回路方式を変
えても同等の効果が得られる。

【００２８】また、例えば、このインバータを空気調和
機に用いた場合、伝送用に備えられているゼロクロス検
出器４からのゼロクロス点に基づいて、正弦波発生部２
２は、交流電源１０からの入力電圧の代わりに正弦波の
疑似電圧信号を発生することができるので、新たな電圧
センサを用いて交流電源１０からの入力電圧を検出する
必要がなく、その正弦波の疑似電圧信号と電流センサ３
からの入力電流信号を用いて、整流器１に入力された電
力に略比例した値を容易に求めることができる。また、
上記電流センサ３からの入力電流信号の瞬時値を用い
て、電力に略比例する値を演算するので、入力電流信号
を平均値化する平均値整流回路等を省略することができ
る。さらに、上記平均値整流回路を省略することによっ
て、平均値整流回路の時定数を考慮して、インバータ部
２の出力電圧を制御する必要がなくなる。

【００２９】上記実施例では、上記ゼロクロス検出器４
からのゼロクロス点を表わす信号に基づいて疑似電圧信
号を演算したが、入力電圧検出用の電圧センサ等を設け
てもよい。また、上記電圧センサからの入力電圧信号と
入力電流検出手段からの入力電流信号により整流器に入
力される電力を求めてもよい。

【００３０】また、上記インバータ部２は出力電圧の制
御をパルス幅変調されたＰＷＭ信号により行なっている
が、インバータ部の出力電圧の制御方式はこれに限ら
ず、パルス振幅変調方式やパルス周波数変調方式等でも
よいのは勿論である。

【００３１】

【発明の効果】以上より明らかなように、請求項１の発
明のインバータは、交流電源に接続される整流器と、上
記整流器の直流電圧出力端子に入力端子が接続され、交
流電圧出力端子が誘導電動機に接続されるインバータ部
とを備えたインバータにおいて、電力検出手段は、交流
電源から整流器に入力される電力に相当する値を検出
し、制御手段は、電力検出手段により検出された電力に
相当する値が極小となるようにインバータ部の交流出力
電圧を制御するものである。

【００３２】したがって、請求項１の発明のインバータ
によれば、上記インバータ部の交流電圧出力に接続され
る誘導電動機を最大効率で運転することができる。

【００３３】また、請求項２の発明のインバータは、請
求項１に記載のインバータにおいて、電力検出手段の入
力電流検出手段は、上記交流電源から上記整流器に流れ
る入力電流を検出し、電力検出手段のゼロクロス検出手
段は、上記交流電源からの交流電圧のゼロクロス点を検
出すると共に、上記ゼロクロス検出手段からのゼロクロ
ス点を表わす信号に基づいて、電力検出手段の正弦波発
生手段は、上記交流電源からの交流電圧と同一周期の正
弦波を発生し、電力検出手段の電力演算手段は、上記入
力電流検出手段からの入力電流を表わす信号と正弦波発
生手段からの正弦波を表わす信号とに基づいて、上記交
流電源から整流器に入力される電力に略比例する値を演
算して、上記制御手段は、電力演算手段により演算され
た電力に相当する値が極小となるようにインバータ部の
交流出力電圧を制御するものである。

【００３４】したがって、請求項２の発明のインバータ
によれば、例えば、このインバータを空気調和機に用い
た場合、伝送用に既に備えられたゼロクロス検出手段か
らのゼロクロス点に基づいて、正弦波発生手段は、入力
電圧の代わりに正弦波を表わす信号を発生することがで
きるので、新たな電圧センサを用いて交流電源からの入
力電圧を検出する必要がなく、その正弦波を表わす信号
と電流検出手段からの入力電流を表す信号を用いて、整
流器に入力された電力に相当する値を容易に求めること
ができる。また、上記入力電流検出手段からの入力電流
を表わす信号と正弦波発生手段からの正弦波を表わす信
号に基づいて、電力に相当する値を求めるので、上記入
力電流検出手段からの入力電流を表わす信号を平均値化
する平均値整流回路等を省略することができる。さら
に、上記平均値整流回路を省略することによって、平均
値整流回路の時定数を考慮して、インバータ部を制御す
る必要がなくなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１はこの発明の一実施例の電流変化検出装
置を用いたインバータのブロック図である。

【図２】図２は図１の各部の信号を示す図である。

【図３】図３は上記インバータのマイコンの動作を示
すフローチャートである。

【図４】図４は上記インバータの出力電圧と電力の関
係を示す図である。

【図５】図５は指令周波数を変えたときの運転周波数
と出力電圧との関係を示す図である。

【図６】図６は従来のインバータのブロック図であ
る。

【符号の説明】

１,６１…整流器、２,６２…インバータ部、３,６３…
電流センサ、４,６４…ゼロクロス検出器、５…マイコ
ン、６…ドライブ回路、７,６７…誘導電動機、１０,７
０…交流電源、１１,７１…平滑用コンデンサ、１２,７
２…リアクトル、１３,７３…過電流検出用シャント抵
抗。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】交流電源(１０)に接続される整流器(１)
と、上記整流器(１)の直流電圧出力端子に入力端子が接
続され、交流電圧出力端子が誘導電動機(７)に接続され
るインバータ部(２)とを備えたインバータにおいて、上記交流電源(１０)から上記整流器(１)に入力される電
力に相当する値を検出する電力検出手段と、上記電力検
出手段により検出された上記電力に相当する値が極小と
なるように上記インバータ部(２)の交流出力電圧を制御
する制御手段(２４)とを備えたことを特徴とするインバ
ータ。
【請求項２】請求項１に記載のインバータにおいて、
上記電力検出手段は、上記交流電源(１０)から上記整流
器(１)に流れる入力電流を検出する入力電流検出手段
(３)と、上記交流電源(１０)からの交流電圧のゼロクロ
ス点を検出するゼロクロス検出手段(４)と、上記ゼロク
ロス検出手段(４)からのゼロクロス点を表わす信号に基
づいて、上記交流電源(１０)からの交流電圧と同一周期
の正弦波を発生する正弦波発生手段(２２)と、上記入力
電流検出手段(３)からの入力電流を表わす信号と上記正
弦波発生手段(２２)からの正弦波を表わす信号とに基づ
いて、上記交流電源(１０)から上記整流器(１)に入力さ
れる電力に相当する値を演算する電力演算手段(２３)と
を備えたことを特徴とするインバータ。