JPH0738023B2 - Ｇｐｓ受信機の衛星電波捕捉方法 - Google Patents
Ｇｐｓ受信機の衛星電波捕捉方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、GPS（Global Positioning System）受信機の
衛星電波捕捉方法に関する。
衛星電波捕捉方法に関する。
GPS受信機は、GPS衛星から送られてくるスペクトル拡散
された衛星電波をPNコードで逆拡散した後、ディジタル
位相変調（PSK）された受信信号を復調し、所望の航法
データを得ている。このディジタル位相変調信号を復調
するには、変調信号に対して基準搬送波の同相成分と直
交成分をそれぞれ乗積し、それぞれの乗積結果をローパ
スフィルタに通して、元のベースバンド信号たる同相チ
ャネル信号Ｉ（ｔ）と直交チャネル信号Ｑ（ｔ）を得て
いる。このような復調方式は同期検波と呼ばれている。
された衛星電波をPNコードで逆拡散した後、ディジタル
位相変調（PSK）された受信信号を復調し、所望の航法
データを得ている。このディジタル位相変調信号を復調
するには、変調信号に対して基準搬送波の同相成分と直
交成分をそれぞれ乗積し、それぞれの乗積結果をローパ
スフィルタに通して、元のベースバンド信号たる同相チ
ャネル信号Ｉ（ｔ）と直交チャネル信号Ｑ（ｔ）を得て
いる。このような復調方式は同期検波と呼ばれている。
前記のように、ディジタル位相変調信号の復調に際して
は、衛星電波の受信周波数に位相同期した基準搬送波が
必要である。しかし、衛星電波は平衡変調によって送ら
れてくるため、その受信信号中には搬送波が含まれてい
ない。このため、通常、GPS受信機では、PLL（位相同期
ループ）を用いて衛星電波の受信周波数に位相同期した
基準搬送波を再生するようにしている。
は、衛星電波の受信周波数に位相同期した基準搬送波が
必要である。しかし、衛星電波は平衡変調によって送ら
れてくるため、その受信信号中には搬送波が含まれてい
ない。このため、通常、GPS受信機では、PLL（位相同期
ループ）を用いて衛星電波の受信周波数に位相同期した
基準搬送波を再生するようにしている。
ところで、GPS衛星からの衛星電波（L1波）は1575.42
［MHz］で送信されるが、GPS衛星は静止衛星でなく周回
衛星であること、また、GPS受信機は車両などの移動体
に搭載され、移動中においても受信を行うなどのため、
衛星電波にドップラー変化を生じ、地上側で受信する実
際の衛星電波の受信周波数は、前記送信周波数1575.42
［MHz］を中心に、或る周波数範囲で不測に変動する。
したがって、GPS受信機で実際に衛星電波を受信して復
調するには、ドップラー変動する衛星電波がど周波数位
置にいるかをサーチし、衛星電波の実際の受信周波数に
位相同期した基準搬送波を復調器で再生しなければなら
ない。
［MHz］で送信されるが、GPS衛星は静止衛星でなく周回
衛星であること、また、GPS受信機は車両などの移動体
に搭載され、移動中においても受信を行うなどのため、
衛星電波にドップラー変化を生じ、地上側で受信する実
際の衛星電波の受信周波数は、前記送信周波数1575.42
［MHz］を中心に、或る周波数範囲で不測に変動する。
したがって、GPS受信機で実際に衛星電波を受信して復
調するには、ドップラー変動する衛星電波がど周波数位
置にいるかをサーチし、衛星電波の実際の受信周波数に
位相同期した基準搬送波を復調器で再生しなければなら
ない。
第７図に、従来のGPS受信機における衛星電波の捕捉方
法の原理を示す。図において、横軸は復調器の再生搬送
波の周波数、縦軸は復調器の復調強度I2＋Q2である。衛
星電波の受信状態を示す復調強度は、復調された同相チ
ャネル信号Ｉ（ｔ）と直交チャネル信号Ｑ（ｔ）の二乗
和で表される。また、fcはドップラー変化した実際の衛
星電波の受信周波数である。なお、復調器の出力特性を
示す復調強度曲線Ｍは、図示するように、衛星電波の受
信周波数fnを中心に左右対称な単峰特性を示す。
法の原理を示す。図において、横軸は復調器の再生搬送
波の周波数、縦軸は復調器の復調強度I2＋Q2である。衛
星電波の受信状態を示す復調強度は、復調された同相チ
ャネル信号Ｉ（ｔ）と直交チャネル信号Ｑ（ｔ）の二乗
和で表される。また、fcはドップラー変化した実際の衛
星電波の受信周波数である。なお、復調器の出力特性を
示す復調強度曲線Ｍは、図示するように、衛星電波の受
信周波数fnを中心に左右対称な単峰特性を示す。
第７図から明らかなように、復調器の再生搬送波の周波
数ｆが衛星電波の受信周波数fcに一致したとき、復調強
度I2＋Q2が最大となる。従来のGPS受信機では、この衛
星電波の受信周波数fcをサーチするために、ドップラー
効果による周波数変動範囲について、サーチ開始周波数
fsを起点として復調器の再生搬送周波数をPLLのキャプ
チャレンジΔfn毎に１ステップづつ順次切り換えてい
き、衛星電波の受信周波数fcがキャプチャレンジΔfn内
に入った時にPLLを位相同期してロックし、衛星電波の
受信周波数fcに位相同期した復調用の基準搬送波を得る
ようにしていた。
数ｆが衛星電波の受信周波数fcに一致したとき、復調強
度I2＋Q2が最大となる。従来のGPS受信機では、この衛
星電波の受信周波数fcをサーチするために、ドップラー
効果による周波数変動範囲について、サーチ開始周波数
fsを起点として復調器の再生搬送周波数をPLLのキャプ
チャレンジΔfn毎に１ステップづつ順次切り換えてい
き、衛星電波の受信周波数fcがキャプチャレンジΔfn内
に入った時にPLLを位相同期してロックし、衛星電波の
受信周波数fcに位相同期した復調用の基準搬送波を得る
ようにしていた。
しかしながら、前記した従来の衛星電波捕捉方法による
ときは、復調器の再生搬送波の周波数ｆをPLLのキャプ
チャレンジΔfn毎に切り換えながらサーチしているた
め、衛星電波の捕捉時間が長くなるという問題があっ
た。
ときは、復調器の再生搬送波の周波数ｆをPLLのキャプ
チャレンジΔfn毎に切り換えながらサーチしているた
め、衛星電波の捕捉時間が長くなるという問題があっ
た。
本発明は、上記事情の下になされたもので、その目的と
するところは、衛星電波の捕捉時間を短縮できるGPS受
信機の衛星電波捕捉方法を提供することである。
するところは、衛星電波の捕捉時間を短縮できるGPS受
信機の衛星電波捕捉方法を提供することである。
本発明は、上記目的を達成するため、復調器の基準搬送
波の再生にPLLを用い、該再生搬送波の周波数をPLLのキ
ャプチャレンジ間隔で順次変えながら衛星電波をサーチ
するようにしたGPS受信機の衛星電波捕捉方法におい
て、復調器の復調強度が所定のレベルに達するまではPL
L動作を止め、復調器の再生搬送波の周波数をPLLをキャ
プチャレンジよりも広い周波数間隔で順次変えながら衛
星電波をサーチするようにしたものである。
波の再生にPLLを用い、該再生搬送波の周波数をPLLのキ
ャプチャレンジ間隔で順次変えながら衛星電波をサーチ
するようにしたGPS受信機の衛星電波捕捉方法におい
て、復調器の復調強度が所定のレベルに達するまではPL
L動作を止め、復調器の再生搬送波の周波数をPLLをキャ
プチャレンジよりも広い周波数間隔で順次変えながら衛
星電波をサーチするようにしたものである。
また、衛星電波の捕捉時間をさらに短縮するため、復調
器の復調強度が所定のレベルに達するまでは、復調器の
ローパスフィルタの積分時定数をPLL動作時よりも小さ
な値に切り換えるようにしたものである。
器の復調強度が所定のレベルに達するまでは、復調器の
ローパスフィルタの積分時定数をPLL動作時よりも小さ
な値に切り換えるようにしたものである。
第１図に本発明方法の原理を示す。図示するように、復
調器の再生搬送波の周波数ｆをPLLのキャプチャレンジ
Δfnよりも広い周波数間隔Δfwで順次切り換えていけ
ば、復調強度が所定のレベル（しきい値TH）以上に達す
るまでの切り換えステップ数が従来よりも少なくて済
む。したがって、その分だけ衛星電波の捕捉時間を短縮
することができる。
調器の再生搬送波の周波数ｆをPLLのキャプチャレンジ
Δfnよりも広い周波数間隔Δfwで順次切り換えていけ
ば、復調強度が所定のレベル（しきい値TH）以上に達す
るまでの切り換えステップ数が従来よりも少なくて済
む。したがって、その分だけ衛星電波の捕捉時間を短縮
することができる。
ところで、第１図において、周波数間隔Δfwを大きく採
れば採るほどステップ数が少なくなるので、衛星電波の
捕捉時間はそれだけ早くなる。しかし、この周波数間隔
Δfwはやみくもに大きくすることはできず、しきい値TH
における帯域幅ΔF1よりも小さくなければならない。何
故なら、ΔfwをΔF1よりも大きくすると、変調器の再生
搬送波をΔfw間隔で切り換えていった際、第１図におけ
る復調強度曲線Ｍのしきい値TH以上となる周波数範囲を
飛び越してしまう場合が起こる。一方、GPS受信機は復
調強度が前記しきい値TH以上となった時に衛星電波を捕
捉したものとして検出するようになっている。このた
め、周波数間隔Δfwがしきい値THの帯域幅ΔF1よりも大
きい場合には、衛星電波を捕捉することができない事態
が発生するからである。
れば採るほどステップ数が少なくなるので、衛星電波の
捕捉時間はそれだけ早くなる。しかし、この周波数間隔
Δfwはやみくもに大きくすることはできず、しきい値TH
における帯域幅ΔF1よりも小さくなければならない。何
故なら、ΔfwをΔF1よりも大きくすると、変調器の再生
搬送波をΔfw間隔で切り換えていった際、第１図におけ
る復調強度曲線Ｍのしきい値TH以上となる周波数範囲を
飛び越してしまう場合が起こる。一方、GPS受信機は復
調強度が前記しきい値TH以上となった時に衛星電波を捕
捉したものとして検出するようになっている。このた
め、周波数間隔Δfwがしきい値THの帯域幅ΔF1よりも大
きい場合には、衛星電波を捕捉することができない事態
が発生するからである。
上述したところから明らかなように、復調強度曲線Ｍの
帯域幅ΔF1を広くすることができれば、前記周波数間隔
Δfwをより広く採ることが可能となり、衛星電波の捕捉
時間をさらに短縮することができる。この復調強度曲線
Ｍの帯域幅ΔF1を広げるには、第２図に示すように、復
調強度曲線をM1からM2のように広帯域型に変えればよ
い。復調強度曲線をM1からM2に変えるには、ローパスフ
ィルタの積分時定数を小さくすればよい。そこで、本発
明は、復調器の復調強度が所定のレベルに達するまで
は、復調器のローパフィルタの積分時定数をPLL動作時
よりも小さな値に切り換えるようにした。これにより、
復調強度曲線が第２図に示すようにM1からM2のように変
わる。したがって、帯域幅がΔF1からΔF2に広がるの
で、前記周波数間隔ΔfwをこのΔF2に範囲内でさらに大
きく採ることができ、その分だけステップ数を減らし、
捕捉時間をさらに短縮することが可能となる。
帯域幅ΔF1を広くすることができれば、前記周波数間隔
Δfwをより広く採ることが可能となり、衛星電波の捕捉
時間をさらに短縮することができる。この復調強度曲線
Ｍの帯域幅ΔF1を広げるには、第２図に示すように、復
調強度曲線をM1からM2のように広帯域型に変えればよ
い。復調強度曲線をM1からM2に変えるには、ローパスフ
ィルタの積分時定数を小さくすればよい。そこで、本発
明は、復調器の復調強度が所定のレベルに達するまで
は、復調器のローパフィルタの積分時定数をPLL動作時
よりも小さな値に切り換えるようにした。これにより、
復調強度曲線が第２図に示すようにM1からM2のように変
わる。したがって、帯域幅がΔF1からΔF2に広がるの
で、前記周波数間隔ΔfwをこのΔF2に範囲内でさらに大
きく採ることができ、その分だけステップ数を減らし、
捕捉時間をさらに短縮することが可能となる。
〔実施例〕 第３図に、本発明方法を適用して構成したGPS受信機の
復調器の第１の実施例を示す。なお、この例は、復調器
としてコスタス型復調器を用いたものである。
復調器の第１の実施例を示す。なお、この例は、復調器
としてコスタス型復調器を用いたものである。
第３図において、１はPNコードを用いた逆拡散用の乗算
器、２は同相チャネル信号復調用の乗算器、３は直交チ
ャネル信号復調用の乗算器、４は乗算器２の乗算結果か
ら高周波成分を除去して同相チャネル信号Ｉ（ｔ）を得
るローパスフィルタ、５は乗算器３の乗算結果から高周
波成分を除去して直交チャネル信号Ｑ（ｔ）を得るロー
パスフィルタ、６は衛星電波の受信搬送波と再生搬送波
の位相差を検出するための乗算器、７はループフィル
タ、８は復調用の再生搬送波を出力するVCO（電圧制御
発振器）、９はVCOの出力する再生搬送波を90°移相す
るためのπ/2移相器である。以上述べた回路は、従来周
知のコスタス型復調器を構成している。
器、２は同相チャネル信号復調用の乗算器、３は直交チ
ャネル信号復調用の乗算器、４は乗算器２の乗算結果か
ら高周波成分を除去して同相チャネル信号Ｉ（ｔ）を得
るローパスフィルタ、５は乗算器３の乗算結果から高周
波成分を除去して直交チャネル信号Ｑ（ｔ）を得るロー
パスフィルタ、６は衛星電波の受信搬送波と再生搬送波
の位相差を検出するための乗算器、７はループフィル
タ、８は復調用の再生搬送波を出力するVCO（電圧制御
発振器）、９はVCOの出力する再生搬送波を90°移相す
るためのπ/2移相器である。以上述べた回路は、従来周
知のコスタス型復調器を構成している。
本発明は、前記従来周知のコスタス型復調器において、
受信状態を示す復調強度を算出する復調強度算出回路1
0、VCO8の発振周波数（再生搬送波）を制御する制御回
路11、制御回路11により切り換えられるスイッチ12を付
加することにより実現される。復調強度算出回路10は、
二乗回路13、14と加算器15からなり、加算器15の出力端
子から復調強度信号I2＋Q2が出力される。この復調強度
信号I2＋Q2を各周波数についてプロットしていけば、第
１図に示したごとく、衛星電波の受信波数fc位置を中心
にした左右対称な単峰特性の復調強度曲線Ｍが得られ
る。なお、復調器に入力される衛星電波の受信信号は、
受信信号を所定の中間周波まで落としたIF信号である
が、原理的には周波数変換されていない受信信号がその
まま入力されていると考えてもその動作は同じであり、
むしろその方が、衛星電波の受信周波数fcとVCO8で再生
される搬送波ｆとの関係を理解する上からは適してい
る。したがって、以下の説明においては、周波数変換さ
れていない衛星電波の受信信号が復調器に入力されるも
のとして話を進める。
受信状態を示す復調強度を算出する復調強度算出回路1
0、VCO8の発振周波数（再生搬送波）を制御する制御回
路11、制御回路11により切り換えられるスイッチ12を付
加することにより実現される。復調強度算出回路10は、
二乗回路13、14と加算器15からなり、加算器15の出力端
子から復調強度信号I2＋Q2が出力される。この復調強度
信号I2＋Q2を各周波数についてプロットしていけば、第
１図に示したごとく、衛星電波の受信波数fc位置を中心
にした左右対称な単峰特性の復調強度曲線Ｍが得られ
る。なお、復調器に入力される衛星電波の受信信号は、
受信信号を所定の中間周波まで落としたIF信号である
が、原理的には周波数変換されていない受信信号がその
まま入力されていると考えてもその動作は同じであり、
むしろその方が、衛星電波の受信周波数fcとVCO8で再生
される搬送波ｆとの関係を理解する上からは適してい
る。したがって、以下の説明においては、周波数変換さ
れていない衛星電波の受信信号が復調器に入力されるも
のとして話を進める。
進んで、前記第１の実施例の動作につき、第１図の原理
図、第４図の動作説明図および第５図のフローチャート
を参照して説明する。なお、復調開始の初期状態では、
スイッチ12は制御回路11側へ接続されている。
図、第４図の動作説明図および第５図のフローチャート
を参照して説明する。なお、復調開始の初期状態では、
スイッチ12は制御回路11側へ接続されている。
乗算器１に入力した受信信号はPNコードで逆拡散され、
目的の衛星の電波のみが抽出される。この抽出された受
信信号（変調信号）は乗算器2,3に入力する。制御回路1
1は、まず、VCO8に対して第１図に示すサーチ開始周波
数fsを発振するように制御する（第５図ステップS1）。
目的の衛星の電波のみが抽出される。この抽出された受
信信号（変調信号）は乗算器2,3に入力する。制御回路1
1は、まず、VCO8に対して第１図に示すサーチ開始周波
数fsを発振するように制御する（第５図ステップS1）。
VCO8の発振出力は乗算器３へ、またこれをπ/2移相器で
90°だけ移相した後、乗算器２へそれぞれ与えられ、変
調信号に乗積される。これにより、乗算器２の出力端に
は、高調波成分を含んだ同相チャネル信号Ｉ（ｔ）が、
また、乗算器３の出力端には、高調波成分を含んだ直交
チャネル信号Ｑ（ｔ）がそれぞれ出力される。そして、
ローパスフィルタ4,5においてそれぞれのチャネル信号
中の高調波成分を除去することにより、同相チャネル信
号Ｉ（ｔ）と直交チャネル信号Ｑ（ｔ）が復調される。
復調強度算出回路10は、二乗回路13,14において前記復
調信号Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）をそれぞれ二乗し、加算器15
から復調強度信号ｌ（ｆ）＝I2＋Q2を制御回路11へ出力
する（第５図ステップS2）。
90°だけ移相した後、乗算器２へそれぞれ与えられ、変
調信号に乗積される。これにより、乗算器２の出力端に
は、高調波成分を含んだ同相チャネル信号Ｉ（ｔ）が、
また、乗算器３の出力端には、高調波成分を含んだ直交
チャネル信号Ｑ（ｔ）がそれぞれ出力される。そして、
ローパスフィルタ4,5においてそれぞれのチャネル信号
中の高調波成分を除去することにより、同相チャネル信
号Ｉ（ｔ）と直交チャネル信号Ｑ（ｔ）が復調される。
復調強度算出回路10は、二乗回路13,14において前記復
調信号Ｉ（ｔ）とＱ（ｔ）をそれぞれ二乗し、加算器15
から復調強度信号ｌ（ｆ）＝I2＋Q2を制御回路11へ出力
する（第５図ステップS2）。
ところで、いま、衛星電波の受信周波数が第１図のfc位
置に存在するもとすると、前記サーチ開始周波数fsはこ
のfcから遠く離れている。したがって、ローパスフィル
タ4,5から出力される前記２つのチャネル信号Ｉ（ｔ）
とＱ（ｔ）はほとんど０であり、復調強度算出回路10の
出力する復調強度信号ｌ（ｆ）＝I2＋Q2も殆ど０とな
る。
置に存在するもとすると、前記サーチ開始周波数fsはこ
のfcから遠く離れている。したがって、ローパスフィル
タ4,5から出力される前記２つのチャネル信号Ｉ（ｔ）
とＱ（ｔ）はほとんど０であり、復調強度算出回路10の
出力する復調強度信号ｌ（ｆ）＝I2＋Q2も殆ど０とな
る。
制御回路11は、この復調強度算出回路10の出力する復調
強度信号ｌ（ｆ）を予め定めた所定のしきい値THで監視
しており（第５図ステップS3）、ｌ（ｆ）＞THとなるま
では、第１図に示すように、PLLのキャプチャレンジΔf
nよりも大きな周波数間隔ΔfwでVCO8の発振周波数ｆを
順次変えていく（ステップS4）。
強度信号ｌ（ｆ）を予め定めた所定のしきい値THで監視
しており（第５図ステップS3）、ｌ（ｆ）＞THとなるま
では、第１図に示すように、PLLのキャプチャレンジΔf
nよりも大きな周波数間隔ΔfwでVCO8の発振周波数ｆを
順次変えていく（ステップS4）。
VCO8の発振周波数ｆがΔfw間隔で順次増加され、例えば
第４図（ａ）（ｂ）（ｃ）に例示すように、或る周波数
f2においてその復調強度がしきい値THよりも大きくなる
と、制御回路11はこれを検出し（ステップS3）、以後、
VCO8の周波数の切り換えステップを前記ΔfwからPLLの
キャプチャレンジに一致するΔfnに切り換える（ステッ
プS5）。
第４図（ａ）（ｂ）（ｃ）に例示すように、或る周波数
f2においてその復調強度がしきい値THよりも大きくなる
と、制御回路11はこれを検出し（ステップS3）、以後、
VCO8の周波数の切り換えステップを前記ΔfwからPLLの
キャプチャレンジに一致するΔfnに切り換える（ステッ
プS5）。
以上のように、本発明では、復調強度が所定のレベル
（しきい値TH）に達するまでは、PLLのキャプチャレン
ジΔfnよりも大きな周波数間隔ΔfwでVCO8の周波数を切
り換えるので、従来の復調器よりも短時間のうちに、VC
O8の発振周波数を衛星電波の受信周波数近傍まで持って
いくことができ、衛星電波のサーチ時間が短縮される。
（しきい値TH）に達するまでは、PLLのキャプチャレン
ジΔfnよりも大きな周波数間隔ΔfwでVCO8の周波数を切
り換えるので、従来の復調器よりも短時間のうちに、VC
O8の発振周波数を衛星電波の受信周波数近傍まで持って
いくことができ、衛星電波のサーチ時間が短縮される。
前記のようにして復調強度が或る周波数f2において所定
のしきい値TH以上に達すると、制御回路11は、まず、VC
O8の発振周波数を前記f2を中心にその前後に±Δfnだけ
振り、復調強度算出回路10においてこの３点の周波数f1
＝f2−Δfn，f2，f3＝f2＋Δfnにおける復調強度信号l1
（f1），l2（f2）、l3（f2）を求める（ステップS6）。
そして、制御回路11は、この３点の復調強度信号の傾き
から、以下に示すようにして、その時の受信電波の存在
方向を検出し（ステップS7,S8）、その方向に向けてVCO
8の発振周波数を変えていくことにより、最終的にPLLを
衛星電波の受信周波数に位相ロックさせる。
のしきい値TH以上に達すると、制御回路11は、まず、VC
O8の発振周波数を前記f2を中心にその前後に±Δfnだけ
振り、復調強度算出回路10においてこの３点の周波数f1
＝f2−Δfn，f2，f3＝f2＋Δfnにおける復調強度信号l1
（f1），l2（f2）、l3（f2）を求める（ステップS6）。
そして、制御回路11は、この３点の復調強度信号の傾き
から、以下に示すようにして、その時の受信電波の存在
方向を検出し（ステップS7,S8）、その方向に向けてVCO
8の発振周波数を変えていくことにより、最終的にPLLを
衛星電波の受信周波数に位相ロックさせる。
すなわち、まず、第４図（ａ）に示すように、前記３点
の周波数f1，f2，f3における復調強度がl1＜l2＞l3とな
った場合、中心周波数f2は復調強度曲線Ｍのほぼピーク
位置付近に存在し、その周波数f2でPLLが衛星電波の受
信周波数fcに位相ロック可能であると判断できるので
（ステップS7）、制御回路11はVCO8の発振周波数をこの
f2に設定するとともに、スイッチ12を直ちにループフィ
ルタ７側へ切り換える。これにより、ループフィルタ7,
VCO8を一巡する周知のPLLループが構成され（ステップS
9）、VCO8は衛星電波の受信周波数fcに引き込まれて位
相ロックし、以後、VCO8からは受信周波数fcに位相同期
した正確な基準搬送波が再生される。
の周波数f1，f2，f3における復調強度がl1＜l2＞l3とな
った場合、中心周波数f2は復調強度曲線Ｍのほぼピーク
位置付近に存在し、その周波数f2でPLLが衛星電波の受
信周波数fcに位相ロック可能であると判断できるので
（ステップS7）、制御回路11はVCO8の発振周波数をこの
f2に設定するとともに、スイッチ12を直ちにループフィ
ルタ７側へ切り換える。これにより、ループフィルタ7,
VCO8を一巡する周知のPLLループが構成され（ステップS
9）、VCO8は衛星電波の受信周波数fcに引き込まれて位
相ロックし、以後、VCO8からは受信周波数fcに位相同期
した正確な基準搬送波が再生される。
一方、前記ステップ７において、l1＜l2＞l3が成立しな
かった場合、ステップ８へ移行する。そして、ステップ
S8において、l1＜l3が成立した場合には、第４図（ｂ）
に示すように、f2はfcよりも小さい周波数側に位置して
いると判断できるので、ステップ10へ移行する。制御回
路11は、VCO8の周波数をfcへ向けてΔfnづつ増加してい
き（ステップS10）、Δfnづつ切り換える度にその復調
強度を求め（ステップS11）、その都度、Δfn増加後の
周波数f2とそのひとつ前の周波数f1における復調強度と
の大小を比較する（ステップS12）。
かった場合、ステップ８へ移行する。そして、ステップ
S8において、l1＜l3が成立した場合には、第４図（ｂ）
に示すように、f2はfcよりも小さい周波数側に位置して
いると判断できるので、ステップ10へ移行する。制御回
路11は、VCO8の周波数をfcへ向けてΔfnづつ増加してい
き（ステップS10）、Δfnづつ切り換える度にその復調
強度を求め（ステップS11）、その都度、Δfn増加後の
周波数f2とそのひとつ前の周波数f1における復調強度と
の大小を比較する（ステップS12）。
ステップS12において、現在の周波数f2の復調強度がそ
のひとつ前の周波数f1の復調強度よりも大きくなり、l1
＞l2となった場合、ひとつ前の周波数f1は衛星電波の受
信周波数fcの±Δfn以内のピーク位置に存在しているも
のと判断できる。そこで、御回路11は、VCO8の周波数を
このf1に設定するとともに、スイッチ13をループフィル
タ７側へ切り換える。これにより、ループフィルタ7,VC
O8を一巡する周知のPLLループが構成され（ステップS
9）、VCO8は衛星電波の受信周波数fcに引き込まれて位
相ロックし、以後、VCO8からは受信周波数fcに位相同期
した正確な基準搬送波が再生される。
のひとつ前の周波数f1の復調強度よりも大きくなり、l1
＞l2となった場合、ひとつ前の周波数f1は衛星電波の受
信周波数fcの±Δfn以内のピーク位置に存在しているも
のと判断できる。そこで、御回路11は、VCO8の周波数を
このf1に設定するとともに、スイッチ13をループフィル
タ７側へ切り換える。これにより、ループフィルタ7,VC
O8を一巡する周知のPLLループが構成され（ステップS
9）、VCO8は衛星電波の受信周波数fcに引き込まれて位
相ロックし、以後、VCO8からは受信周波数fcに位相同期
した正確な基準搬送波が再生される。
また、前記ステップS8において、l1＜l3が成立しない場
合、第４図（ｃ）に示すように、f2はfcよりも大きな側
に位置していると判断できるので、この場合にはステッ
プ13へ移行する。制御回路12は、VCO8の周波数をfcへ向
けてΔfnづつ低減していき（ステップS13）、このΔfn
づつ切り換える度にその復調強度を求め（ステップS1
4）、その都度、Δfnに低減後の周波数f2とそのひとつ
前の周波数f1における復調強度との大小を比較する（ス
テップS15）。
合、第４図（ｃ）に示すように、f2はfcよりも大きな側
に位置していると判断できるので、この場合にはステッ
プ13へ移行する。制御回路12は、VCO8の周波数をfcへ向
けてΔfnづつ低減していき（ステップS13）、このΔfn
づつ切り換える度にその復調強度を求め（ステップS1
4）、その都度、Δfnに低減後の周波数f2とそのひとつ
前の周波数f1における復調強度との大小を比較する（ス
テップS15）。
ステップS15において、現在の周波数f2の復調強度がそ
のひとつ前の周波数f1の復調強度よりも大きくなり、l1
＞l2となった場合、ひとつ前の周波数f1は衛星電波の受
信周波数fcの±Δfn以内のピーク位置に存在しているも
のと判断できる。そこで、制御回路11は、VCO8の周波数
をこのf1に設定するとともに、スイッチ13をループフィ
ルタ７側へ切り換える。これにより、ループフィルタ7,
VCO8を一巡する周知のPLLループが構成され（ステップS
9）、VCO8は衛星電波の受信周波数fcに引き込まれて位
相ロックし、以後、VCO8からは受信周波数fcに位相同期
した正確な基準搬送波が再生される。
のひとつ前の周波数f1の復調強度よりも大きくなり、l1
＞l2となった場合、ひとつ前の周波数f1は衛星電波の受
信周波数fcの±Δfn以内のピーク位置に存在しているも
のと判断できる。そこで、制御回路11は、VCO8の周波数
をこのf1に設定するとともに、スイッチ13をループフィ
ルタ７側へ切り換える。これにより、ループフィルタ7,
VCO8を一巡する周知のPLLループが構成され（ステップS
9）、VCO8は衛星電波の受信周波数fcに引き込まれて位
相ロックし、以後、VCO8からは受信周波数fcに位相同期
した正確な基準搬送波が再生される。
なお、前記実施例は、衛星電波の受信周波数fcの位置、
すなわち復調強度曲線Ｍのピーク位置を、VCO8の発振周
波数をキャプチャレンジΔfnで順次変えながら、現在の
周波数位置の復調強度とその一つ前の周波数位置の復調
強度とを比較することにより検出するようにしたが、こ
れに限定されるものではなく、他のどうような方法であ
ってもよい。
すなわち復調強度曲線Ｍのピーク位置を、VCO8の発振周
波数をキャプチャレンジΔfnで順次変えながら、現在の
周波数位置の復調強度とその一つ前の周波数位置の復調
強度とを比較することにより検出するようにしたが、こ
れに限定されるものではなく、他のどうような方法であ
ってもよい。
例えば、復調強度が所定のしきい値TH以上の周波数f2に
達した後、復調強度曲線Ｍのしきい値TH以上となる全周
波数範囲に亘ってVCOの周波数をΔfn間隔で順次切り換
えてその復調強度を求め、これらの中から最大強度とな
る周波数を選択して該周波数位置をピーク位置として検
出するようにしてもよい。また、サーチ開始周波数fsを
必ず衛星電波のサーチ範囲の最小（最大）周波数位置か
ら開始するようにし、VCOの発振周波数が衛星電波の受
信周波数fcに対して必ず低減（高域）側から近づいてい
くようにようにすれば、前記復調強度曲線のピーク位置
は、必ず現在位置よりも右側（左側）に存在するので、
前述したピーク位置の存在方向の検出を省略することも
できる。
達した後、復調強度曲線Ｍのしきい値TH以上となる全周
波数範囲に亘ってVCOの周波数をΔfn間隔で順次切り換
えてその復調強度を求め、これらの中から最大強度とな
る周波数を選択して該周波数位置をピーク位置として検
出するようにしてもよい。また、サーチ開始周波数fsを
必ず衛星電波のサーチ範囲の最小（最大）周波数位置か
ら開始するようにし、VCOの発振周波数が衛星電波の受
信周波数fcに対して必ず低減（高域）側から近づいてい
くようにようにすれば、前記復調強度曲線のピーク位置
は、必ず現在位置よりも右側（左側）に存在するので、
前述したピーク位置の存在方向の検出を省略することも
できる。
第６図に、本発明の第２の実施例を示す。この第２の実
施例は、基本的な構成および動作は前記第１の実施例と
同様である。第１実施例と異なる点は、制御回路11によ
ってスイッチ12を切り換え制御することにより、ローパ
スフィルタ4,5を構成する積分器16の積分時定数用の静
電容量C1，C2（C1＞C2）を切り換え可能とし、復調器の
復調強度I2＋Q2が前述した所定のしきい値THを越えるま
での間は、スイッチ17を容量の小さなC2側に接続するこ
とにより、復調器の復調強度曲線が第２図の広帯域のM2
となるようにし、また、復調強度I2＋Q2が前述した所定
のしきい値THを越えた後は、スイッチ17を容量の大きな
C1側に切り換えることにより、復調器の復調強度曲線が
第２図の狭帯域のM1となるようにしたものである。この
ように構成することにより、復調強度曲線のしきい値TH
における帯域幅が、ΔF1からΔF2に広がり、前述した周
波数間隔ΔfwをこのΔF2の範囲内でさらに大きく採るこ
とができ、その分だけ切り換えステップ数を減らし、捕
捉時間をさらに短縮することができる。
施例は、基本的な構成および動作は前記第１の実施例と
同様である。第１実施例と異なる点は、制御回路11によ
ってスイッチ12を切り換え制御することにより、ローパ
スフィルタ4,5を構成する積分器16の積分時定数用の静
電容量C1，C2（C1＞C2）を切り換え可能とし、復調器の
復調強度I2＋Q2が前述した所定のしきい値THを越えるま
での間は、スイッチ17を容量の小さなC2側に接続するこ
とにより、復調器の復調強度曲線が第２図の広帯域のM2
となるようにし、また、復調強度I2＋Q2が前述した所定
のしきい値THを越えた後は、スイッチ17を容量の大きな
C1側に切り換えることにより、復調器の復調強度曲線が
第２図の狭帯域のM1となるようにしたものである。この
ように構成することにより、復調強度曲線のしきい値TH
における帯域幅が、ΔF1からΔF2に広がり、前述した周
波数間隔ΔfwをこのΔF2の範囲内でさらに大きく採るこ
とができ、その分だけ切り換えステップ数を減らし、捕
捉時間をさらに短縮することができる。
以上述べた実施例は、各回路を専用のディスクリート回
路により構成したが、乗算器１〜３、ローパフィルタ4,
5、VCO8の除く他の回路については、マイクロコンピュ
ータで置き換えてソフトウェアにより実現することもで
きる。
路により構成したが、乗算器１〜３、ローパフィルタ4,
5、VCO8の除く他の回路については、マイクロコンピュ
ータで置き換えてソフトウェアにより実現することもで
きる。
以上述べたところから明らかなように、本発明によると
きは、復調器の復調強度が所定のレベルに達するまでは
PLL動作を止め、復調器の再生搬送波の周波数をPLLのキ
ャプチャレンジよりも広い周波数間隔で順次変えながら
衛星電波をサーチするようにしたので、復調強度が所定
のレベルに達するまでの切り換えステップ数が従来より
も少なくて済み、その分だけ衛星電波の捕捉時間を短縮
することができる。
きは、復調器の復調強度が所定のレベルに達するまでは
PLL動作を止め、復調器の再生搬送波の周波数をPLLのキ
ャプチャレンジよりも広い周波数間隔で順次変えながら
衛星電波をサーチするようにしたので、復調強度が所定
のレベルに達するまでの切り換えステップ数が従来より
も少なくて済み、その分だけ衛星電波の捕捉時間を短縮
することができる。
また、復調器の復調強度が所定のレベルに達するまで
は、復調器のローパスフィルタの積分時定数をPLL動作
時よりも小さな値に切り換えるようにしたので、所定の
レベル以上となるまでは帯域幅の広い復調強度曲線を用
いて衛星電波をサーチすることができ、衛星電波サーチ
のための周波数間隔をさらに広く採ることができ、衛星
電波の捕捉時間をさらに短縮することができる。
は、復調器のローパスフィルタの積分時定数をPLL動作
時よりも小さな値に切り換えるようにしたので、所定の
レベル以上となるまでは帯域幅の広い復調強度曲線を用
いて衛星電波をサーチすることができ、衛星電波サーチ
のための周波数間隔をさらに広く採ることができ、衛星
電波の捕捉時間をさらに短縮することができる。
第１図は本発明の衛星電波捕捉方法の原理図、 第２図は本発明で用いる広帯域および狭帯域の２つの復
調強度曲線の例を示す図、 第３図は本発明方法を適用して構成した復調器の第１の
実施例のブロック図、 第４図は第１実施例の動作説明図、 第５図は第１実施例の動作のフローチャート、 第６図は本発明方法を適用して構成した復調器の第２の
実施例のブロック図、 第７図は従来の衛星電波捕捉方法の原理図である。 2,3…復調器、4,5…ローパスフィルタ、６…乗算器、７
…ループフィルタ、８…VCO、９…π/2位相器、10…復
調強度算出回路、11…制御回路、12…PLLループ切り換
え用のスイッチ、16…積分器、17…積分時定数切り換え
用のスイッチ、M,M1，M2…復調強度曲線、TH…しきい
値、Δfn…PLLのキャプチャレンジ、Δfw…PLL解除時の
周波数切り換え間隔、C1，C2…積分時定数用の静電容
量。
調強度曲線の例を示す図、 第３図は本発明方法を適用して構成した復調器の第１の
実施例のブロック図、 第４図は第１実施例の動作説明図、 第５図は第１実施例の動作のフローチャート、 第６図は本発明方法を適用して構成した復調器の第２の
実施例のブロック図、 第７図は従来の衛星電波捕捉方法の原理図である。 2,3…復調器、4,5…ローパスフィルタ、６…乗算器、７
…ループフィルタ、８…VCO、９…π/2位相器、10…復
調強度算出回路、11…制御回路、12…PLLループ切り換
え用のスイッチ、16…積分器、17…積分時定数切り換え
用のスイッチ、M,M1，M2…復調強度曲線、TH…しきい
値、Δfn…PLLのキャプチャレンジ、Δfw…PLL解除時の
周波数切り換え間隔、C1，C2…積分時定数用の静電容
量。
Claims (2)
- 【請求項１】復調器の基準搬送波の再生にPLLを用い、
該再生搬送波の周波数をPLLのキャプチャレンジ間隔で
順次変えながら衛星電波をサーチするようにしたGPS受
信機の衛星電波捕捉方法において、 復調器の復調強度が所定のレベルに達するまではPLL動
作を止め、復調器の再生搬送波の周波数をPLLのキャプ
チャレンジよりも広い周波数間隔で順次変えながら衛星
電波をサーチすることを特徴とするGPS受信機の衛星電
波捕捉方法。 - 【請求項２】請求項（１）記載のGPS受信機の衛星電波
捕捉方法において、 復調器の復調強度が所定のレベルに達するまでは、復調
器のローパスフィルタの積分時定数をPLL動作時よりも
小さな値に切り換えることを特徴とするGPS受信機の衛
星電波捕捉方法。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2029488A JPH0738023B2 (ja) | 1990-02-13 | 1990-02-13 | Ｇｐｓ受信機の衛星電波捕捉方法 |
| US07/648,800 US5203030A (en) | 1990-02-13 | 1991-01-31 | Satellite transmission capturing method for gps receiver |
| EP91101341A EP0445522B1 (en) | 1990-02-13 | 1991-02-01 | Satellite transmission capturing method for gps receiver |
| DE91101341T DE69100072T2 (de) | 1990-02-13 | 1991-02-01 | Verfahren zur Erfassung von Satellitensendungen für einen GPS-Empfänger. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2029488A JPH0738023B2 (ja) | 1990-02-13 | 1990-02-13 | Ｇｐｓ受信機の衛星電波捕捉方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03235078A JPH03235078A (ja) | 1991-10-21 |
| JPH0738023B2 true JPH0738023B2 (ja) | 1995-04-26 |
Family
ID=12277461
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2029488A Expired - Fee Related JPH0738023B2 (ja) | 1990-02-13 | 1990-02-13 | Ｇｐｓ受信機の衛星電波捕捉方法 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5203030A (ja) |
| EP (1) | EP0445522B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0738023B2 (ja) |
| DE (1) | DE69100072T2 (ja) |
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| KR960007657B1 (ko) * | 1993-12-29 | 1996-06-08 | 현대전자산업 주식회사 | 엘-밴드 위상 편이키잉 변조방식을 이용한 위성통신에서의 수신기 |
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| JP3085511B2 (ja) * | 1994-11-24 | 2000-09-11 | 株式会社アドバンテスト | 基準周波数発生装置 |
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| DE602006010810D1 (de) * | 2006-03-22 | 2010-01-14 | Qualcomm Inc | Breitband Frequenzdiskriminator und Funkortungsempfänger |
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