JPH0738521A - 一括復調装置 - Google Patents
一括復調装置Info
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- JPH0738521A JPH0738521A JP20205793A JP20205793A JPH0738521A JP H0738521 A JPH0738521 A JP H0738521A JP 20205793 A JP20205793 A JP 20205793A JP 20205793 A JP20205793 A JP 20205793A JP H0738521 A JPH0738521 A JP H0738521A
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- timing
- output signal
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 帯域制御されたディジタル変調信号やチャー
プ信号の掃引タイミングと受信シンボルのタイミングが
同期していないディジタル変調信号に対しても、通信品
質を劣化させずに一括復調することを目的とする。 【構成】 入力信号のｋ（ｋ：２以上の整数）シンボル
区間のフーリエ変換信号を出力するフーリエ変換手段
（２ａ，２ｂ，３ａ，４，３ｂ）と、チャネル毎に、フ
ーリエ変換手段の出力信号に受信フィルタの周波数応答
波形を乗算する波形整形手段（１８）と、当該チャネル
のクロック位相ずれを検出するタイミング検出手段（１
１）と、検出されたクロック位相ずれに等しいタイミン
グのインパルス信号のフーリエ変換波形を発生する補償
信号発生手段（１２）と、この補償信号と前記波形整形
手段の出力信号とを乗算する乗算手段（７ｃ）と、乗算
手段の出力信号を積分する積分手段（１３ａ）と、積分
手段の出力信号によりディジタル変調信号の復調を行う
復調手段（１４）を備える。
プ信号の掃引タイミングと受信シンボルのタイミングが
同期していないディジタル変調信号に対しても、通信品
質を劣化させずに一括復調することを目的とする。 【構成】 入力信号のｋ（ｋ：２以上の整数）シンボル
区間のフーリエ変換信号を出力するフーリエ変換手段
（２ａ，２ｂ，３ａ，４，３ｂ）と、チャネル毎に、フ
ーリエ変換手段の出力信号に受信フィルタの周波数応答
波形を乗算する波形整形手段（１８）と、当該チャネル
のクロック位相ずれを検出するタイミング検出手段（１
１）と、検出されたクロック位相ずれに等しいタイミン
グのインパルス信号のフーリエ変換波形を発生する補償
信号発生手段（１２）と、この補償信号と前記波形整形
手段の出力信号とを乗算する乗算手段（７ｃ）と、乗算
手段の出力信号を積分する積分手段（１３ａ）と、積分
手段の出力信号によりディジタル変調信号の復調を行う
復調手段（１４）を備える。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は周波数多重化されたディ
ジタル変調信号を、フーリエ変換によって時間多重化さ
れた信号に変換し、変換された信号から時系列処理によ
り複数チャネルを一括して復調する一括復調装置に関す
る。
ジタル変調信号を、フーリエ変換によって時間多重化さ
れた信号に変換し、変換された信号から時系列処理によ
り複数チャネルを一括して復調する一括復調装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】周波数多重化されたディジタル変調信号
を、少ないハードウェア量で効率よく復調する方法とし
て、周波数多重（ＦＤＭ）−時間多重（ＴＤＭ）変換を
用い、時系列処理により一括して復調する一括復調器が
知られている。またＦＤＭ−ＴＤＭ変換の方法として
は、周波数が時間に比例して変化するチャープ信号と、
遅延特性が周波数に比例して変化するチャープフィルタ
を組み合わせて用いるチャープフーリエ変換による方法
が動作速度等で有利であるため一般的である。
を、少ないハードウェア量で効率よく復調する方法とし
て、周波数多重（ＦＤＭ）−時間多重（ＴＤＭ）変換を
用い、時系列処理により一括して復調する一括復調器が
知られている。またＦＤＭ−ＴＤＭ変換の方法として
は、周波数が時間に比例して変化するチャープ信号と、
遅延特性が周波数に比例して変化するチャープフィルタ
を組み合わせて用いるチャープフーリエ変換による方法
が動作速度等で有利であるため一般的である。
【０００３】チャープフーリエ変換によるＦＤＭ−ＴＤ
Ｍ変換を用いた従来の一括復調器の構成例を図２に示
す。入力されるＦＤＭ信号は、各チャネルのシンボルタ
イミングが全て一致している。タイミング制御回路１は
入力ＦＤＭ信号のシンボルタイミングに同期した１／Ｔ
（Ｈｚ）のクロック信号ａと、Ｍ／Ｔ（Ｈｚ）のクロッ
ク信号ｂを発生する。ここでＴ（ｓｅｃ）はシンボル周
期、ＭはＦＤＭ信号の多重数を表す。クロック信号ａは
チャープ信号発生器２ａおよびチャープ信号発生器２ｂ
に入力される。チャープ信号発生器２ａおよびチャープ
信号発生器２ｂは、クロック信号ａに同期して掃引周期
Ｔ（ｓｅｃ）のチャープ信号をそれぞれ発生する。一
方、受信されたＦＤＭ信号はミキサ３ａに入力され、チ
ャープ信号発生器２ａにより得られたチャープ信号と乗
算される。ミキサ３ａの出力信号はチャープフィルタ４
を通過した後、ミキサ３ｂにおいてチャープ信号発生器
２ｂにより得られたチャープ信号と乗算される。この結
果ミキサ３ｂの出力には入力ＦＤＭ信号がフーリエ変換
されたＴＤＭ信号が現れる。ミキサ３ｂの出力は直交変
換器５に入力され、同相および直交成分に直交変換され
る。
Ｍ変換を用いた従来の一括復調器の構成例を図２に示
す。入力されるＦＤＭ信号は、各チャネルのシンボルタ
イミングが全て一致している。タイミング制御回路１は
入力ＦＤＭ信号のシンボルタイミングに同期した１／Ｔ
（Ｈｚ）のクロック信号ａと、Ｍ／Ｔ（Ｈｚ）のクロッ
ク信号ｂを発生する。ここでＴ（ｓｅｃ）はシンボル周
期、ＭはＦＤＭ信号の多重数を表す。クロック信号ａは
チャープ信号発生器２ａおよびチャープ信号発生器２ｂ
に入力される。チャープ信号発生器２ａおよびチャープ
信号発生器２ｂは、クロック信号ａに同期して掃引周期
Ｔ（ｓｅｃ）のチャープ信号をそれぞれ発生する。一
方、受信されたＦＤＭ信号はミキサ３ａに入力され、チ
ャープ信号発生器２ａにより得られたチャープ信号と乗
算される。ミキサ３ａの出力信号はチャープフィルタ４
を通過した後、ミキサ３ｂにおいてチャープ信号発生器
２ｂにより得られたチャープ信号と乗算される。この結
果ミキサ３ｂの出力には入力ＦＤＭ信号がフーリエ変換
されたＴＤＭ信号が現れる。ミキサ３ｂの出力は直交変
換器５に入力され、同相および直交成分に直交変換され
る。
【０００４】直交変換器５の出力信号は遅延検波回路１
４により、シンボル周期だけ遅延された信号と遅延検波
された後、識別器１５ａおよび識別器１５ｂに入力さ
れ、クロック信号ｂに同期してデータの識別が行われ
る。識別されたデータは直並列変換器１６ａおよび直並
列変換器１６ｂによって１チャネル毎のデータに変換さ
れ出力される。
４により、シンボル周期だけ遅延された信号と遅延検波
された後、識別器１５ａおよび識別器１５ｂに入力さ
れ、クロック信号ｂに同期してデータの識別が行われ
る。識別されたデータは直並列変換器１６ａおよび直並
列変換器１６ｂによって１チャネル毎のデータに変換さ
れ出力される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】図２に示す従来方式で
は、入力されるディジタル変調信号は帯域制限されてい
ない矩形パルス信号を前提としている。しかし、このよ
うな矩形パルス伝送は帯域外への信号の漏れ込みが大き
いため、移動通信等のシステムでは一般的ではない。こ
れに対し、帯域制限されたディジタル変調信号を図２に
示すような従来の一括復調装置を用いて復調すると、以
下のような問題が生じる。従来方式ではＦＤＭ信号の１
シンボル区間に対してチャープフーリエ変換を行ってお
り、これは入力信号に時間軸上で１シンボル幅の矩形窓
をかけた後、フーリエ変換を行うことと等価である。こ
のため従来方式で帯域制限が加えられたＦＤＭ信号を復
調すると、矩形窓の周波数応答の影響により各チャネル
にサイドローブが生じ、これが隣接チャネル干渉を引き
起こす。また、同時にメインローブの電力は低下し、Ｓ
／Ｎ（信号対雑音電力比）が劣化する。加えて、矩形窓
内に両隣のシンボルの信号成分が混入するため、隣接シ
ンボル干渉も発生する。以上の要因により符号誤り率が
劣化する問題があった。
は、入力されるディジタル変調信号は帯域制限されてい
ない矩形パルス信号を前提としている。しかし、このよ
うな矩形パルス伝送は帯域外への信号の漏れ込みが大き
いため、移動通信等のシステムでは一般的ではない。こ
れに対し、帯域制限されたディジタル変調信号を図２に
示すような従来の一括復調装置を用いて復調すると、以
下のような問題が生じる。従来方式ではＦＤＭ信号の１
シンボル区間に対してチャープフーリエ変換を行ってお
り、これは入力信号に時間軸上で１シンボル幅の矩形窓
をかけた後、フーリエ変換を行うことと等価である。こ
のため従来方式で帯域制限が加えられたＦＤＭ信号を復
調すると、矩形窓の周波数応答の影響により各チャネル
にサイドローブが生じ、これが隣接チャネル干渉を引き
起こす。また、同時にメインローブの電力は低下し、Ｓ
／Ｎ（信号対雑音電力比）が劣化する。加えて、矩形窓
内に両隣のシンボルの信号成分が混入するため、隣接シ
ンボル干渉も発生する。以上の要因により符号誤り率が
劣化する問題があった。
【０００６】さらに、従来方式ではチャープ変換に用い
るチャープ信号の掃引タイミングと受信信号のシンボル
タイミングは同期している必要があり、その実現のため
には送信側でのタイミング制御が必要であった。あるい
は送信側でのタイミング制御を用いず、チャープ信号の
掃引タイミングと受信信号が同期していない場合には、
図２に示す装置の符号誤り率は大きく劣化する問題があ
った。
るチャープ信号の掃引タイミングと受信信号のシンボル
タイミングは同期している必要があり、その実現のため
には送信側でのタイミング制御が必要であった。あるい
は送信側でのタイミング制御を用いず、チャープ信号の
掃引タイミングと受信信号が同期していない場合には、
図２に示す装置の符号誤り率は大きく劣化する問題があ
った。
【０００７】本発明は上記問題を解決し、帯域制限され
たディジタル変調信号や、チャープ信号の掃引タイミン
グと受信シンボルのシンボルタイミングが同期していな
いディジタル変調信号に対しても、通信品質をほとんど
劣化させることなく復調可能な一括復調装置を提供する
ことを目的とする。
たディジタル変調信号や、チャープ信号の掃引タイミン
グと受信シンボルのシンボルタイミングが同期していな
いディジタル変調信号に対しても、通信品質をほとんど
劣化させることなく復調可能な一括復調装置を提供する
ことを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、複数チャネル
のディジタル変調信号が周波数多重化された入力信号
を、フーリエ変換によって時間多重化された信号に変換
し、変換された信号から複数チャネルを一括して復調す
る一括復調装置において、入力信号のｋ（ｋ：２以上の
整数）シンボル区間のフーリエ変換信号を出力するフー
リエ変換手段と、チャネル毎に、フーリエ変換手段の出
力信号に受信フィルタの周波数応答波形を乗算する波形
整形手段と、当該チャネルのクロック位相ずれを検出す
るタイミング検出手段と、検出されたクロック位相ずれ
に等しいタイミングのインパルス信号のフーリエ変換波
形を発生する補償信号発生手段と、この補償信号と前記
波形整形手段の出力信号とを乗算する乗算手段と、乗算
手段の出力信号を積分する積分手段と、積分手段の出力
信号によりディジタル変調信号の復調を行う復調手段を
備えたことを特徴とする。
のディジタル変調信号が周波数多重化された入力信号
を、フーリエ変換によって時間多重化された信号に変換
し、変換された信号から複数チャネルを一括して復調す
る一括復調装置において、入力信号のｋ（ｋ：２以上の
整数）シンボル区間のフーリエ変換信号を出力するフー
リエ変換手段と、チャネル毎に、フーリエ変換手段の出
力信号に受信フィルタの周波数応答波形を乗算する波形
整形手段と、当該チャネルのクロック位相ずれを検出す
るタイミング検出手段と、検出されたクロック位相ずれ
に等しいタイミングのインパルス信号のフーリエ変換波
形を発生する補償信号発生手段と、この補償信号と前記
波形整形手段の出力信号とを乗算する乗算手段と、乗算
手段の出力信号を積分する積分手段と、積分手段の出力
信号によりディジタル変調信号の復調を行う復調手段を
備えたことを特徴とする。
【０００９】
【作用】前述した従来装置の問題は、ＦＤＭ−ＴＤＭ変
換処理として受信信号の１シンボル区間のフーリエ変換
を行っていることに起因している。これに対し、本発明
では２シンボル以上（ｋシンボル）の区間のフーリエ変
換によってＦＤＭ−ＴＤＭ変換を行うため、各チャネル
に生じるサイドローブは減少し、隣接チャネル干渉等の
問題は改善される。次にこのｋシンボル区間のフーリエ
変換信号から各チャネルの識別点における信号成分を抽
出するために、本発明ではチャネル毎にクロックタイミ
ングの検出を行い、検出されたタイミングにおけるイン
パルスのフーリエ変換信号とｋシンボル区間のフーリエ
変換信号との畳み込み積分を行っている。図３はこの説
明図である。図３に示されるように、特定の識別点の信
号を抽出するためには、フーリエ変換前であればそのタ
イミングのインパルスを乗算すればよい。フーリエ変換
後では前記の操作はインパルスのフーリエ変換との畳み
込み積分に相当する。このようにインパルスのフーリエ
変換との畳み込み積分を行うことによって、符号間干渉
のない識別点における信号が取り出せると共に、チャー
プ掃引タイミングから任意の時間だけずれたタイミング
を持つ信号の復調も可能となる利点がある。
換処理として受信信号の１シンボル区間のフーリエ変換
を行っていることに起因している。これに対し、本発明
では２シンボル以上（ｋシンボル）の区間のフーリエ変
換によってＦＤＭ−ＴＤＭ変換を行うため、各チャネル
に生じるサイドローブは減少し、隣接チャネル干渉等の
問題は改善される。次にこのｋシンボル区間のフーリエ
変換信号から各チャネルの識別点における信号成分を抽
出するために、本発明ではチャネル毎にクロックタイミ
ングの検出を行い、検出されたタイミングにおけるイン
パルスのフーリエ変換信号とｋシンボル区間のフーリエ
変換信号との畳み込み積分を行っている。図３はこの説
明図である。図３に示されるように、特定の識別点の信
号を抽出するためには、フーリエ変換前であればそのタ
イミングのインパルスを乗算すればよい。フーリエ変換
後では前記の操作はインパルスのフーリエ変換との畳み
込み積分に相当する。このようにインパルスのフーリエ
変換との畳み込み積分を行うことによって、符号間干渉
のない識別点における信号が取り出せると共に、チャー
プ掃引タイミングから任意の時間だけずれたタイミング
を持つ信号の復調も可能となる利点がある。
【００１０】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示したもので、ｋ
＝３とした場合の実施例である。タイミング制御回路１
は１／Ｔ（Ｈｚ）のクロック信号ａと、Ｍ／Ｔ（Ｈｚ）
のクロック信号ｂを発生する。ここでＴ（ｓｅｃ）はシ
ンボル周期、ＭはＦＤＭ信号の多重数を表す。クロック
信号ａはチャープ信号発生器２ａおよびチャープ信号発
生器２ｂに入力される。チャープ信号発生器２ａおよび
チャープ信号発生器２ｂは、クロック信号ａに同期して
掃引周期Ｔ（ｓｅｃ）のチャープ信号をそれぞれ発生す
る。一方、受信されたＦＤＭ信号はミキサ３ａに入力さ
れ、チャープ信号発生器２ａにより得られたチャープ信
号と乗算される。ミキサ３ａの出力信号はチャープフィ
ルタ４を通過した後、ミキサ３ｂにおいてチャープ信号
発生器２ｂにより得られたチャープ信号と乗算される。
この結果ミキサ３ｂの出力には入力ＦＤＭ信号がフーリ
エ変換されたＴＤＭ信号が現れる。ミキサ３ｂの出力は
直交変換器５に入力され、同相および直交成分に直交変
換される。
＝３とした場合の実施例である。タイミング制御回路１
は１／Ｔ（Ｈｚ）のクロック信号ａと、Ｍ／Ｔ（Ｈｚ）
のクロック信号ｂを発生する。ここでＴ（ｓｅｃ）はシ
ンボル周期、ＭはＦＤＭ信号の多重数を表す。クロック
信号ａはチャープ信号発生器２ａおよびチャープ信号発
生器２ｂに入力される。チャープ信号発生器２ａおよび
チャープ信号発生器２ｂは、クロック信号ａに同期して
掃引周期Ｔ（ｓｅｃ）のチャープ信号をそれぞれ発生す
る。一方、受信されたＦＤＭ信号はミキサ３ａに入力さ
れ、チャープ信号発生器２ａにより得られたチャープ信
号と乗算される。ミキサ３ａの出力信号はチャープフィ
ルタ４を通過した後、ミキサ３ｂにおいてチャープ信号
発生器２ｂにより得られたチャープ信号と乗算される。
この結果ミキサ３ｂの出力には入力ＦＤＭ信号がフーリ
エ変換されたＴＤＭ信号が現れる。ミキサ３ｂの出力は
直交変換器５に入力され、同相および直交成分に直交変
換される。
【００１１】直交変換器５の出力信号は合成回路１７に
入力され、ここで３シンボル区間のフーリエ変換信号が
合成される。合成回路１７は図４に示すように入力され
た１シンボル区間のフーリエ変換信号を、遅延回路を用
いることによって３シンボル区間分蓄積し、それらが時
間軸上で等価的に連続となるような操作を行った後に加
算合成して３シンボル区間のフーリエ変換信号としてい
る。合成回路１７に入力された信号は複素乗算器７ａに
より進み信号発生器８ａの出力と乗算され、時間軸上で
等価的に１シンボル進められる。進み信号は＋Ｔの位置
のインパルスのフーリエ変換である。複素乗算器７ｂで
は遅延回路６ａ、遅延回路６ｂおよび遅延回路６ｃ、遅
延回路６ｄによって遅延された２シンボル過去の信号
が、遅れ信号発生器８ｂの出力と乗算され、時間軸上で
等価的に１シンボル遅らせられる。遅れ信号は−Ｔの位
置のインパルスのフーリエ変換である。複素乗算器７ａ
の出力と複素乗算器７ｂの出力、および遅延回路６ａ、
遅延回路６ｂの出力は加算器９ａおよび加算器９ｂで加
算され、３シンボル区間のフーリエ変換信号が出力され
る。
入力され、ここで３シンボル区間のフーリエ変換信号が
合成される。合成回路１７は図４に示すように入力され
た１シンボル区間のフーリエ変換信号を、遅延回路を用
いることによって３シンボル区間分蓄積し、それらが時
間軸上で等価的に連続となるような操作を行った後に加
算合成して３シンボル区間のフーリエ変換信号としてい
る。合成回路１７に入力された信号は複素乗算器７ａに
より進み信号発生器８ａの出力と乗算され、時間軸上で
等価的に１シンボル進められる。進み信号は＋Ｔの位置
のインパルスのフーリエ変換である。複素乗算器７ｂで
は遅延回路６ａ、遅延回路６ｂおよび遅延回路６ｃ、遅
延回路６ｄによって遅延された２シンボル過去の信号
が、遅れ信号発生器８ｂの出力と乗算され、時間軸上で
等価的に１シンボル遅らせられる。遅れ信号は−Ｔの位
置のインパルスのフーリエ変換である。複素乗算器７ａ
の出力と複素乗算器７ｂの出力、および遅延回路６ａ、
遅延回路６ｂの出力は加算器９ａおよび加算器９ｂで加
算され、３シンボル区間のフーリエ変換信号が出力され
る。
【００１２】図２において、２ａ，２ｂ，３ａ，４，３
ｂの部分は１シンボル区間のフーリエ変換を行ない、合
成回路１７はその出力を複数シンボル区間について合成
する。このようにして複数シンボル区間のフーリエ変換
が行なわれる。
ｂの部分は１シンボル区間のフーリエ変換を行ない、合
成回路１７はその出力を複数シンボル区間について合成
する。このようにして複数シンボル区間のフーリエ変換
が行なわれる。
【００１３】次に合成回路１７の出力は波形整形回路１
８に入力される。波形整形回路１８に入力された信号
は、乗算器３ｃおよび乗算器３ｄで、受信フィルタの周
波数特性波形を発生する波形発生器１０の出力と乗算さ
れた後、出力される。図５に波形発生器１０の出力波形
の例を示す。
８に入力される。波形整形回路１８に入力された信号
は、乗算器３ｃおよび乗算器３ｄで、受信フィルタの周
波数特性波形を発生する波形発生器１０の出力と乗算さ
れた後、出力される。図５に波形発生器１０の出力波形
の例を示す。
【００１４】波形整形回路１８の出力は複素乗算器７ｃ
により、補償信号発生器１２からチャネル毎に出力され
る補償信号と乗算される。補償信号は、タイミング検出
器１１によって検出された各チャネルの識別タイミング
位置のインパルスのフーリエ変換である。タイミング検
出器１１はチャープ信号の掃引タイミングに対する各チ
ャネルの相対的なシンボルタイミングを検出するもの
で、これは例えば電子情報通信学会研究技術報告、ＳＡ
Ｔ８４−４０，ｐ．１７−２４（１９８４年）に示され
る方法で実現できる。
により、補償信号発生器１２からチャネル毎に出力され
る補償信号と乗算される。補償信号は、タイミング検出
器１１によって検出された各チャネルの識別タイミング
位置のインパルスのフーリエ変換である。タイミング検
出器１１はチャープ信号の掃引タイミングに対する各チ
ャネルの相対的なシンボルタイミングを検出するもの
で、これは例えば電子情報通信学会研究技術報告、ＳＡ
Ｔ８４−４０，ｐ．１７−２４（１９８４年）に示され
る方法で実現できる。
【００１５】複素乗算器７ｃの出力は積分回路１３ａお
よび積分回路１３ｂによりチャネル毎に積分され、各チ
ャネルの識別点における信号となる。これらの信号は遅
延検波回路１４により、シンボル周期だけ遅延された信
号と遅延検波された後、識別器１５ａおよび識別器１５
ｂに入力され、クロック信号ｂに同期してデータの識別
が行われる。識別されたデータは直並列変換器１６ａお
よび直並列変換器１６ｂによって１チャネル毎のデータ
に変換され出力される。
よび積分回路１３ｂによりチャネル毎に積分され、各チ
ャネルの識別点における信号となる。これらの信号は遅
延検波回路１４により、シンボル周期だけ遅延された信
号と遅延検波された後、識別器１５ａおよび識別器１５
ｂに入力され、クロック信号ｂに同期してデータの識別
が行われる。識別されたデータは直並列変換器１６ａお
よび直並列変換器１６ｂによって１チャネル毎のデータ
に変換され出力される。
【００１６】ここで本発明の効果を確認するため計算機
シミュレーションを行った。本シミュレーションでは受
信するＦＤＭ信号として、π／４シフトＱＰＳＫ方式に
より変調された伝送速度３８４ｋｂｐｓの信号が、ロー
ルオフ率０．５のルートロールオフフィルタで帯域制限
され、これが３００ｋＨｚ間隔で３チャネル多重化され
た信号を用いた。図１に示した本発明の装置と図２に示
した従来の装置の符号誤り率特性を比較して図６に示
す。図６はチャープ信号の掃引タイミングと各チャネル
のシンボルタイミングが一致している場合の符号誤り率
特性である。本発明の装置は従来の装置に比較して符号
誤り率を大きく改善できることがわかる。つぎにチャー
プ信号の掃引タイミングに対して目的のチャネルのシン
ボルタイミングをずらせた場合の符号誤り率特性を図７
に示す。従来の装置では符号誤り率に大きな劣化が見ら
れるが、本発明の装置ではタイミングによらずほぼ一定
の符号誤り率が得られている。
シミュレーションを行った。本シミュレーションでは受
信するＦＤＭ信号として、π／４シフトＱＰＳＫ方式に
より変調された伝送速度３８４ｋｂｐｓの信号が、ロー
ルオフ率０．５のルートロールオフフィルタで帯域制限
され、これが３００ｋＨｚ間隔で３チャネル多重化され
た信号を用いた。図１に示した本発明の装置と図２に示
した従来の装置の符号誤り率特性を比較して図６に示
す。図６はチャープ信号の掃引タイミングと各チャネル
のシンボルタイミングが一致している場合の符号誤り率
特性である。本発明の装置は従来の装置に比較して符号
誤り率を大きく改善できることがわかる。つぎにチャー
プ信号の掃引タイミングに対して目的のチャネルのシン
ボルタイミングをずらせた場合の符号誤り率特性を図７
に示す。従来の装置では符号誤り率に大きな劣化が見ら
れるが、本発明の装置ではタイミングによらずほぼ一定
の符号誤り率が得られている。
【００１７】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば帯
域制限されたディジタル変調信号や、チャープ信号の掃
引タイミングと受信シンボルのシンボルタイミングが同
期していないディジタル変調信号に対しても、通信品質
をほとんど劣化させることなく復調可能な一括復調装置
が実現される。
域制限されたディジタル変調信号や、チャープ信号の掃
引タイミングと受信シンボルのシンボルタイミングが同
期していないディジタル変調信号に対しても、通信品質
をほとんど劣化させることなく復調可能な一括復調装置
が実現される。
【図１】本発明による一括復調回路の一実施例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】従来の一括復調回路の一実施例を示すブロック
図である。
図である。
【図３】特定の識別点の信号の抽出の方法を示す説明図
である。
である。
【図４】合成回路の動作を表す説明図である。
【図５】波形発生器の出力波形の図である。
【図６】チャープ信号の掃引タイミングと各チャネルの
シンボルタイミングが一致している場合の符号誤り率を
示す図である。
シンボルタイミングが一致している場合の符号誤り率を
示す図である。
【図７】チャープ信号の掃引タイミングに対して目的の
チャネルのシンボルタイミングをずらせた場合の符号誤
り率特性を示す図である。
チャネルのシンボルタイミングをずらせた場合の符号誤
り率特性を示す図である。
１ タイミング制御回路 ２ａ〜２ｂ チャープ信号発生器 ３ａ〜３ｄ ミキサ ４ チャープフィルタ ５ 直交変換器 ６ａ〜６ｄ 遅延回路 ７ａ〜７ｃ 複素乗算器 ８ａ 進み信号発生器 ８ｂ 遅れ信号発生器 ９ａ〜９ｂ 加算器 １０ 波形発生器 １１ タイミング検出器 １２ 補償信号発生器 １３ａ〜１３ｂ 積分回路 １４ 遅延検波回路 １５ａ〜１５ｂ 識別器 １６ａ〜１６ｂ 直並列変換器 １７ 合成回路 １８ 波形整形回路
Claims (3)
- 【請求項１】 複数チャネルのディジタル変調信号が周
波数多重化された入力信号を、フーリエ変換によって時
間多重化された信号に変換し、変換された信号から複数
チャネルを一括して復調する一括復調装置において、 入力信号のｋ（ｋ：２以上の整数）シンボル区間のフー
リエ変換信号を出力するフーリエ変換手段と、 チャネル毎に、フーリエ変換手段の出力信号に受信フィ
ルタの周波数応答波形を乗算する波形整形手段と、 当該チャネルのクロック位相ずれを検出するタイミング
検出手段と、 検出されたクロック位相ずれに等しいタイミングのイン
パルス信号のフーリエ変換波形を発生する補償信号発生
手段と、 この補償信号と前記波形整形手段の出力信号とを乗算す
る乗算手段と、 乗算手段の出力信号を積分する積分手段と、 積分手段の出力信号によりディジタル変調信号の復調を
行う復調手段を備えたことを特徴とする一括復調装置。 - 【請求項２】 前記入力信号のｋシンボル区間のフーリ
エ変換信号を出力するフーリエ変換手段を、 １シンボル区間のフーリエ変換信号を出力するフーリエ
変換手段と、１シンボル区間のフーリエ変換信号からｋ
シンボル区間のフーリエ変換信号を合成する合成手段と
によって構成することを特徴とする請求項１記載の一括
復調装置。 - 【請求項３】 フーリエ変換手段として、チャープフー
リエ変換器を用いることを特徴とする請求項１又は２に
記載の一括復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20205793A JPH0738521A (ja) | 1993-07-23 | 1993-07-23 | 一括復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP20205793A JPH0738521A (ja) | 1993-07-23 | 1993-07-23 | 一括復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0738521A true JPH0738521A (ja) | 1995-02-07 |
Family
ID=16451232
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP20205793A Pending JPH0738521A (ja) | 1993-07-23 | 1993-07-23 | 一括復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0738521A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100392385B1 (ko) * | 2001-03-16 | 2003-07-23 | 한국전자통신연구원 | 디지털 복조를 위한 반송파 복원 장치 |
-
1993
- 1993-07-23 JP JP20205793A patent/JPH0738521A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100392385B1 (ko) * | 2001-03-16 | 2003-07-23 | 한국전자통신연구원 | 디지털 복조를 위한 반송파 복원 장치 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20010313 |