JPH073890B2

JPH073890B2 - 発光ダイオ−ド駆動装置

Info

Publication number: JPH073890B2
Application number: JP6936587A
Authority: JP
Inventors: 茂郎林
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 1987-03-24
Filing date: 1987-03-24
Publication date: 1995-01-18
Anticipated expiration: 2010-01-18
Also published as: JPS63234568A

Description

【発明の詳細な説明】〈産業上の利用分野〉この発明は発光ダイオード駆動装置に関し、さらに詳細
にいえば、光ファイバを使用してディジタル信号を伝送
する光伝送システムにおいて、電気データ信号を光デー
タ信号に変換する発光ダイオード駆動装置に関する。

〈従来の技術〉従来から光ファイバを伝送路として使用する光伝送シス
テムにおいては、電気データ信号を光データ信号に変換
して光ファイバに送り込むための電気−光変換装置が光
送信側に取付けられている。

そして、上記電気−光変換装置において使用される半導
体発光素子として、従来から半導体レーザ（以下、LDと
略称する）、および発光ダイオード（以下、LEDと略称
する）の２種類が提供されている。このうち、LEDは、
光ファイバへの結合パワーの点でLDに劣るのであるが、
低価格、高信頼性、および取扱いの容易さの点でLDより
優れているので、近年広く使用されるに至っている。

光通信や光計測のような分野では、LEDを高速で駆動す
る必要がある。このような高速駆動を実現するために、
従来から、いろいろな駆動回路が考えられてきたが、そ
れらは、シリーズ方式、シャント方式およびコンプリメ
ンタリ方式の３種類に大別される。シリーズ方式とは、
LEDに対して駆動信号源を直列に入れたものをいい、シ
ャント方式とは、LEDに対して駆動信号源を並列に入れ
たものをいう。また、コンプリメンタリ方式とは、LED
に対して直列および並列の２つの駆動信号源を入れたも
ので、いわば、シリーズ方式とシャント方式とを併用し
た方式といえる。

第７図（ａ）および（ｂ）には、典型的なシリーズ方式
の駆動回路の構成が示されている。LED20に対して、電
流スイッチとしてのNPNトランジスタQ1が直列に接続さ
れており、このNPNトランジスタQ1のベースには、伝送
すべきデータに対応したパルス信号が入力されている。
トランジスタQ1が導通すれば、LED20に電流が流れ、こ
のLED20は発光する。また、トランジスタQ1が遮断すれ
ば、LED20は消光する。

一般には、トランジスタQ1のベースに入力される入力信
号のハイレベル／ローレベルに対する消費電流の変化
や、トランジスタQ1の飽和を避ける目的で、第７図
（ｂ）のような回路構成が採られることが多い。すなわ
ち、第７図（ｂ）の構成では、トランジスタQ1およびLE
D20の直列回路に対して並列にNPNトランジスタQ2が接続
されており、NPNトランジスタQ1およびQ2の各エミッタ
は電流源21に共通に接続されている。トランジスタQ2の
ベースには、トランジスタQ1に与えられる信号を反転し
た反転入力信号が与えられる。すなわち、トランジスタ
Q1,Q2によって差動回路が構成されている。

これらのシリーズ方式の駆動回路では、トランジスタQ1
を遮断したときに、LED20に流れる電流をほぼ完全に遮
断することができるから、完全に消光することができ、
高い消光比を得ることができる。また、LEDやトランジ
スタの特性のばらつきによらずに一定の電流をLED20に
流すことができるので、安定した発光／消光制御を実現
できる。

しかし、発光状態から消光状態に切り換わるときのスイ
ッチングが遅く、光が完全に消えるまでに時間がかかる
という欠点がある。すなわち、光波形の立下りが遅く、
光波形の立下りのすそ引き現象が生じる。これは、LED2
0が有する大きな寄生容量に起因している。すなわち、
トランジスタQ1が遮断されても、しばらくの間は、LED2
0の寄生容量に蓄えられた電荷がLED20の接合部を通って
放電し、その結果、発光が継続することになるのであ
る。

このような欠点のために、トランジスタQ1のベース端子
に供給される信号の周波数が高くなって、短時間の間に
発光、消光を反復する必要があっても、消光までに時間
がかかるので、トランジスタQ1のベース端子に供給する
信号周波数を余り高くすることができず、単位時間当り
のデータ伝送量を増加させることができないことにな
る。また、高速変調を行なおうとする場合には、限界の
変調速度が低いという問題が生じる。

第８図（ａ）および（ｂ）は、典型的なシャント方式の
駆動回路の構成を示す電気回路図である。この駆動回路
では、LED20に対して並列に、電流スイッチングとして
のNPNトランジスタQ1が接続されている。そして、NPNト
ランジスタQ1およびLED20は共通に電流源21に接続され
ている。

ハイレベルの信号をトランジスタQ1のベースに与えると
トランジスタQ1は導通し、電流源21からの電流がトラン
ジスタQ1に流れ込む。これにより、LED20への供給電流
が減少し、このLED20は消光する。また、トランジスタQ
1のベースにローレベルの信号を与えると、このトラン
ジスタQ1が遮断され、その結果、電流源21からの大きな
電流がLED20に供給される。これにより、LED20が発光す
る。

この回路の利点は、高速駆動が可能なことである。すな
わち、LED20が発光状態から消光状態に切り換わると
き、LED20の寄生容量に蓄えられた電荷は、トランジス
タQ1を通って放電されてしまう。そのため、第７図に示
されたシリーズ方式の駆動回路とは異なり、光波形の立
下りが遅くなることがない。

しかしながら、このシャント方式の駆動回路では、トラ
ンジスタQ1を導通状態としてLED20を消光状態とした場
合であっても、LED20に流れる電流を良好に遮断するこ
とができず、LED20を完全に消光することができないと
いう問題がある。これは、電流源21から供給される電流
の全てをトランジスタQ1側に引き込むこと難しいからで
ある。完全に消光することができるように回路定数を無
理に設定することはできるが、この場合には、光波形が
大きく歪んでしまうという問題が生じる。

このような、消光比が低いという欠点のために、ディジ
タル２値データに対応する発光状態と消光状態とのレベ
ル差が低くなるので、伝送路が長くなった場合に、ディ
ジタルデータを誤認識してしまう可能性が高くなる。

さらに、シャント方式の駆動回路では、LEDやトランジ
スタの特性のばらつきに弱く、これらの素子を厳重に選
別しないと、所望の光出力を得ることができない。すな
わち、LED20の特性のばらつきに起因して、このLED20に
流れる電流にばらつきが生じ、発生光量の均一化が困難
である。

このような欠点のために、シャント方式の駆動回路は、
専ら測定器や実験用途などに用いられ、量産が必要な光
通信用等の一般の用途には用いられていないのが現状で
ある。

第９図（ａ）および（ｂ）は、コンプリメンタリ方式の
駆動回路の構成を示す電気回路図である。すなわち、伝
送すべきデータに対応した入力信号が与えられるNPNト
ランジスタQ1のコレクタには、電源との間にPNPトラン
ジスタQ3が接続されており、トランジスタQ1,Q3の各コ
レクタと電源との間には、LED20が接続されている。

トランジスタQ3のベースには、入力信号をレベルシフト
回路22でレベル調整した信号が入力される。すなわち、
トランジスタQ3は、トランジスタQ1への入力信号と同一
波形の信号によって制御される。

第９図（ｂ）の構成では、トランジスタQ1、トランジス
タQ3およびLED20を含む回路に対して並列にNPNトランジ
スタQ2が接続されており、NPNトランジスタQ1およびQ2
の各エミッタは電流源21に共通に接続されている。トラ
ンジスタQ2のベースには、トランジスタQ1に与えられる
信号を反転した反転入力信号が与えられる。すなわち、
トランジスタQ1,Q2により差動回路が構成されている。

この第９図（ａ）または（ｂ）に示された構成では、ト
ランジスタQ1,Q3は相補的に動作する。すなわち、トラ
ンジスタQ1のベースに与えられる入力信号がハイレベル
なら、トランジスタQ1は導通し、トランジスタQ3は遮断
される。その結果、LED20に電流が流れ、このLED20は発
光する。一方、トランジスタQ1のベースに与えられる入
力信号がローレベルなら、トランジスタQ1は遮断し、ト
ランジスタQ3は導通する。そのため、LED20には全く電
流が流れず、完全な消光が達成される。また、トランジ
スタQ3が導通することで、LED20の両端子間は短絡状態
となるから、LED20に蓄えられた電荷はトランジスタQ3
に引き込まれることになる。その結果、光波形の立下り
も高速になる。

すなわち、コンプリメンタリ方式の駆動回路は、消光比
が高く、かつ、光波形の立下りが速い。しかも、このコ
ンプリメンタリタ方式では、LED20の特性のばらつきに
も強いという利点がある。

しかしながら、このコンプリメンタリ方式の駆動回路に
は、致命的な欠点があり、実用化には至っていない。致
命的な欠点とは、トランジスタQ1,Q3の特性差の問題で
ある。さらに詳細に説明すると、コンプリメンタリ方式
の駆動回路では、トランジスタQ1,Q3は極性だけが逆
で、他の特性は全て同じであること、すなわち、相補的
であることが要求される。もしも、２つのトランジスタ
Q1,Q3に特性の差があると、トランジスタQ1への入力信
号がローレベルからハイレベルに立ち上がるときに、LE
D20に電流を流そうとするトランジスタQ1の出力電流の
一部がトランジスタQ3に引き込まれてしまい、光波形が
大きく歪んでしまうからである。

しかしながら、完全に相補的なトランジスタQ1,Q3を得
ることは困難であり、とりわけICチップ内に集積するこ
とは極めて困難である。なぜなら、トランジスタの特性
は、半導体内の電流の担い手であるキャリアの性質に大
きく依存するからである。すなわち、NPNトランジスタQ
1のキャリアは電子である、PNPトランジスタQ3のキャリ
アは正孔である。そして、電子と正孔とでは、半導体内
での速度に相当する易動度に５倍程度の差異がある。こ
のような易動度の大きさ差異のために、完全に相補的な
NPNトランジスタQ1とPNPトランジスタQ3との対を得るこ
とは極めて困難になっている。

すなわち、実際にコンプリメンタリ方式の駆動回路を作
成しても、PNPトランジスタQ3の動作速度がNPNトランジ
スタQ1に比べて遅いために、次の立上りが遅れること等
の原因によりパルス幅歪、ジッタ等を引起し、伝送デー
タ品質を低下させてしまうという問題がある。

しかも、一般的に、許容電流が大きく、かつ、動作速度
が高いPNPトランジスタを得ることは非常に困難である
から、このようなPNPトランジスタの特性に合わせてNPN
トランジスタを選択すると、電流容量が大きく、かつ動
作速度が高い電気−光変換装置を得ることができないと
いう問題がある。

これらの問題のため、コンプリメンタリ方式の駆動回路
は、特性的には最も優れていると考えられているにもか
かわらず、実用化には至っていない。

第10図は、コンプリメンタリ方式を変形したトーテムポ
ール回路とよばれる駆動回路の構成を示す電気回路図で
ある。このトーテムポール回路は、コンプリメンタリ方
式を同一極性のトランジスタを用いて実現しようとした
ものであり、NPNトランジスタQ1およびQ4が直列に接続
されており、トランジスタQ1に対して並列にLED20が接
続されている。そして、トランジスタQ4のベースには、
トランジスタQ1に与えられる入力信号を反転した反転入
力信号が与えられる。

したがって、トランジスタQ1が遮断するときには、トラ
ンジスタQ4は導通してLED20に電流が供給され、このLED
20は発光する。また、トランジスタQ1が導通すると、ト
ランジスタQ4は遮断して、LED20への給電が遮断される
とともに、LED20の両端が短絡され、その蓄積電荷が速
やかに放電される。したがって、高い消光比が得られる
とともに、光波形の立下りが高速になる。

しかしながら、このトーテムポール回路では、トランジ
スタQ4のエミッタ出力によってLED20を駆動しているか
ら、光波形の立上り特性が悪く、光波形が歪みやすいと
いう欠点がある。これは、エミッタ出力では、LEDのよ
うな容量性負荷を駆動することが困難だからである。

上述のような各方式の駆動回路は、実際には、何らかの
補償回路と併用されることが多い。

第11図には、第７図（ｂ）のシリーズ方式の駆動回路に
対しては、並列バイパス路による補償回路を適用した例
が示されている。トランジスタQ1のベースへの入力信号
がハイレベルからローレベルになり、トランジスタQ1が
遮断するとき、LED20の寄生容量に蓄えられた電荷は、
並列バイパス路Z1を通って放電される。並列バイパス路
Z1としては、抵抗のみ、抵抗とインダクタとの組合せ、
抵抗とインダクタと電流源との組合せ、などが適用され
る。

この構成では、光波形の立下りを高速化することがで
き、シャント方式の駆動回路の欠点が克服される。

しかしながら、入力信号がハイレベルの間は、バイパス
路Z1に電流が流れつづけるから、エネルギー効率が悪
く、消費電流が増大するという欠点がある。

第12図には、チューニング回路で構成した補償回路の適
用例で示されている。すなわち、第12図（ａ）には、第
７図（ｂ）のシリーズ方式の駆動回路に、抵抗Ｒおよび
コンデンサＣの並列回路からるチューニング回路を適用
した例が示されている。また、第12図（ｂ）には、第８
図（ａ）のシャント方式の駆動回路に、同様なチューニ
ング回路を適用した例が示されている。また、第12図
（ｃ）には、第10図のトーテムポール回路に同様なチュ
ーニング回路を適用した例が示されている。いずれの駆
動回路においても、チューニング回路はLED20と駆動用
のトランジスタQ1またはQ4との間に接続されている。

チューニング回路は、トランジスタの駆動能力の不足の
ためにLEDを高速駆動することが困難な場合に、トラン
ジスタの負荷を軽くして、LEDを高速するために用いら
れる。

LEDの寄生容量は通常数百pF程度であるが、このようなL
EDをトランジスタで直接駆動することが困難な場合があ
る（とくに、トランジスタがエミッタ出力の場合）。そ
こで、駆動用のトランジスタQ1とLED20との間に数十Ω
程度の抵抗Ｒを入れる。これにより、トランジスタQ1は
負荷が軽くなり動作しやすくなる。しかし、抵抗Ｒを入
れたことで、LED20の速度が遅くなる。そこで、高速化
のために数十pF程度のコンデンサＣを抵抗Ｒと並列に入
れる。これにより、光波形の高速化が図れる。このよう
なCR並列回路によって負荷の調整および高速化を行なう
ことを一般にチューニングとよび、マイクロ波用途とし
て1950年代に実用化された古い手法である。

このようなチューニング回路は、シリーズ方式の駆動回
路に適用した場合に、光波形の立上りが或る程度高速化
されるが、波形の跳ね上りが現れることが多く、あまり
用いられない。光波形の立下りについては、LED20の寄
生容量が小さく、もともと充分高速である場合には若干
の効果はあるが、通常は、大きな効果を期待することは
できない。したがって、チューニング回路は、むしろ、
シャント方式の駆動回路やトーテムポール回路において
用いられることが多い。

このチューニング回路を用いた補償回路の欠点は、LED2
0の特性のばらつきに弱く、光波形が歪みやすいことで
ある。すなわち、LED20の寄生容量が変われば、それに
応じてチューニング回路の定数も変えなければ、光波形
に大きな歪みを生じさせてしまう。そのため、光送信器
などのように量産が必要な用途に対しては、チューニン
グ回路による補償は、ほとんど適用されておらず、専ら
LEDに関する研究実験用途に用いられているに過ぎな
い。

このように、シリーズ方式には光波形の立下りが遅いと
いう問題があり、シャント方式には消光比が低いという
問題があり、コンプリメンタリ方式には、立上り時にお
ける光波形の歪みを回避することができず、実用化でき
ないという問題がある。また、コンプリメンタリ方式を
変形したトーテムポール回路には駆動能力が低いために
光波形に歪みが生じやすいという問題がある。

そして、シリーズ方式における問題を克服するためにバ
イパス回路による補償を行なおうとすると、エネルギー
効率が悪く、消費電力が増大するという新たな問題が生
じる。また、シャント方式やトーテムポール回路の欠点
を解消しようとしてチューニング回路を適用すると、LE
Dの特性のばらつきに弱くなり、量産化が困難になると
いう新たな問題が生じる。もっとも、シャント方式はも
ともとLEDなどの特性のばらつきに弱いから、この問題
については克服する方法がない。

したがって、上述の従来技術では、立下り時の高速性、
完全消光性、立上り時の良好な光波形、駆動能力、低消
費電力および量産性の全てについての要求を同時に満足
することができない。

〈発明が解決しようとする課題〉この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、
立下り時の高速性、完全消光性、立上り時の良好な光波
形、駆動能力および低消費電力についての要求を満足す
ることができ、しかも、LEDの特性のばらつきにも強い
発光ダイオード駆動装置を提供することを目的としてい
る。

〈課題を解決するための手段〉上記の目的を達成するための、第１の発明の発光ダイオ
ード駆動装置は、NPNトランジスタとPNPトランジスタと
がコレクタ端子同士を接続することにより直列接続され
ているとともに、PNPトランジスタと並列に発光ダイオ
ードが接続されており、上記NPNトランジスタのベース端子に発光ダイオード点
灯制御用のパルス信号が直接供給されているとともに、上記発光ダイオード点灯制御用のパルス信号の立下りに
対応して上記PNPトランジスタを導通させ、かつ、上記
点灯制御用のパルス信号が立ち上がるよりも前に上記PN
Pトランジスタを遮断させるための制御信号を生成する
制御信号生成手段が、上記PNPトランジスタのベース端
子に接続されていることを特徴とする。

但し、上記NPNトランジスタが、差動回路を構成する１
対のNPNトランジスタの一方であることが好ましい。

また、上記PNPトランジスタのベース端子に微小な順バ
イアスが印加されていることが好ましい。

また、第２の発明の発光ダイオード駆動装置は、Ｎチャ
ンネル電界効果トランジスタとＰチャンネル電界効果ト
ランジスタとがドレイン端子同士を接続することにより
直列接続されているとともに、Ｐチャンネル電界効果ト
ランジスタと並列に発光ダイオードが接続されており、上記Ｎチャンネル電界効果トランジスタのゲート端子に
発光ダイオード点灯制御用のパルス信号が直接供給され
ているとともに、上記発光ダイオード点灯制御用のパルス信号の立下りに
対応して上記Ｐチャンネル電界効果トランジスタを導通
させ、かつ、上記点灯制御用のパルス信号が立ち上がる
よりも前に上記Ｐチャンネル電界効果トランジスタを遮
断させるための制御信号を生成する制御信号生成手段
が、上記Ｐチャンネル電界効果トランジスタのゲート端
子に接続されていることを特徴とする。

但し、Ｎチャンネル電界効果トランジスタが、差動回路
を構成する１対のＮチャンネル電界効果トランジスタの
一方であることが好ましい。

また、Ｐチャンネル電界効果トランジスタのゲート端子
に微少な順バイアスが印加されていることが好ましい。

〈作用〉上記第１の発明の発光ダイオード駆動装置であれば、LE
Dを点灯制御するためのパルス信号をNPNトランジスタの
ベース端子に供給することにより、NPNトランジスタを
導通状態とし、LEDに通電して発光させることができ
る。また、NPNトランジスタを遮断状態とすれば、LEDへ
の通電を停止することができ、このLEDを完全に消光す
ることができる。

そして、LEDを消光状態から発光状態に立ち上げる場合
の立上りは、NPNトランジスタの立上りが速いのである
から、速くなる。また、この立上りのタイミングでは、
PNPトランジスタは遮断されている。したがって、LEDを
駆動するための電流がPNPトランジスタに引き込まれる
ことなく、立上り時における光波形の歪みが生じること
がない。

しかも、LEDはNPNトランジスタのコレクタ出力で駆動さ
れるから、充分な駆動能力を確保することができ、この
点からも、立上り時における光波形の歪みが抑制され
る。

上記パルス信号が立下った場合には、NPNトランジスタ
が遮断状態になるので、LEDへの通電が遮断され、消光
させられることになるのであるが、そのままであれば、
LEDが有している寄生容量に蓄えられた電荷がLEDを通し
て放電されることにより、光波形立下りのすそ引きを生
じさせることになる。すなわち、光波形の立下りが遅く
なる。しかし、この発明においては、パルス信号の立下
りに対応して制御信号生成手段から生成される制御信号
によってPNPトランジスタが導通状態になる。そのた
め、LEDの寄生容量に蓄えられた電荷をPNPトランジスタ
を通して速やかに放電させることができ、立下りのすそ
引き現象を抑制することができる。

このように、本発明では、制御信号生成手段の働きによ
って、PNPトランジスタは点灯制御用パルス信号の立下
りに対応して導通して、点灯制御用パルス信号が次に立
ち上がる前に遮断される。すなわち、NPNトランジスタ
とPNPトランジスタとは相補的に動作するわけではな
い。

したがって、NPNトランジスタとPNPトランジスタとの特
性が厳密に一致している必要はなく、たとえNPNトラン
ジスタとPNPトランジスタとの特性に相違があったとし
ても、光波形の立上り時に歪みが生じることがない。

このように、本発明は、点灯制御用パルス信号やその反
転信号を制御信号として用いていた従来のいずれの方式
の駆動回路とは全く異なる構成、すなわち、点灯制御用
パルス信号をNPNトランジスタの制御のために用いると
ともに、点灯制御用パルス信号の立下りに対応してPNP
トランジスタを導通させるために新たに生成した制御信
号をPNPトランジスタの制御のために用いたものであ
る。そして、この構成によって、従来のコンプリメンタ
リ方式において問題となっていた、PNPトランジスタとN
PNトランジスタとの特性の不一致に起因する光波形の歪
みの問題が克服され、実用化が可能とされている。

また、本発明では、NPNトランジスタが導通するときに
はPNPトランジスタは遮断状態となるから、並列バイパ
ス路を補償回路として用いた従来技術とは異なり、消費
電力が増大するという問題が生じることがない。また、
LEDに直列に接続されたNPNトランジスタによって、LED
に流れる電流をスイッチングする構成であるので、LED
の特性のばらつきにも強い。

なお、上記NPNトランジスタが、差動回路を構成する１
対のNPNトランジスタの一方である場合には、NPNトラン
ジスタの遮断時における遮断電流を小さくすることがで
き、LEDの消光比を大きくすることができる。

また、上記PNPトランジスタの制御端子に微小な順バイ
アスが印加されている場合には、PNPトランジスタの導
通動作速度を速くすることができ、立下りのすそ引き現
象をより確実に抑制することができる。

また、第２の発明の発光ダイオード駆動装置であれば、
LEDと点灯制御するためのパルス信号をＮチャンネル電
界効果トランジスタのゲート端子に供給することによ
り、Ｎチャンネル電界効果トランジスタを導通状態と
し、LEDに通電して発光させることができる。そして、
この場合における立上りは、Ｎチャンネル電界効果トラ
ンジスタの立上りが速いのであるから、速くなる。ま
た、この場合には、Ｐチャンネル電界効果トランジスタ
が遮断状態に保持され続ける。したがって、LED駆動用
の電流がＰチャンネル電界効果トランジスタに引き込ま
れることがない。そのため、立上り時における光波形の
歪みを防止できる。

上記パルス信号が立ち下がった場合には、Ｎチャンネル
電界効果トランジスタが遮断状態になるので、LEDへの
通電が遮断され、消光させられることになるのである
が、そのままであれば、LEDが有している寄生容量に蓄
えられた電荷がLEDを通して放電されることにより、立
下りのすそ引きを生じさせることになる。しかし、この
発明においては、パルス信号の立下りのタイミングで制
御信号生成手段が発生する制御信号がＰチャンネル電界
効果トランジスタの制御端子に供給され、Ｐチャンネル
電界効果トランジスタが導通状態になるのであるから、
LEDの寄生容量に蓄えられた電荷をＰチャンネル電界効
果トランジスタを通して放電させることができ、立下り
のすそ引き現象を抑制することができる。

そして、上記Ｎチャンネル電界効果トランジスタが、差
動回路を構成する１対のＮチャンネル電界効果トランジ
スタの一方である場合には、Ｎチャンネル電界効果トラ
ンジスタの遮断時における遮断電流を小さくすることが
でき、LEDの消光比を大きくすることができる。

また、上記Ｐチャンネル電界効果トランジスタの制御端
子に微小な順バイアスが印加されている場合には、Ｐチ
ャンネル電界効果トランジスタの導通動作速度を速くす
ることができ、立下りのすそ引き現象をより確実に抑制
することができる。

〈実施例〉以下、実施例を示す添付図面によって詳細に説明する。

第１図は、この発明の一実施例の発光ダイオード駆動装
置の構成を示す電気回路図である。

１対のNPNトランジスタ1,2のエミッタ端子を共通の定電
流源３に接続して差動回路を構成しているとともに、一
方のNPNトランジスタ２のコレクタ端子を電源に接続
し、他方のNPNトランジスタ１のコレクタ端子と電源と
の間にPNPトランジスタ４のコレクタ−エミッタ端子を
接続している。そして、PNPトランジスタ４のエミッタ
−コレクタ端子と並列にLED5を接続している。また、差
動信号出力源６から出力される正相信号、および逆相信
号がそれぞれNPNトランジスタ1,2のベース端子に供給さ
れているとともに、微小な順バイアスV_B（例えば、−0.
5V程度の順バイアス）が適当な抵抗（図示せず）を介し
てPNPトランジスタ４のベース端子に供給されている。
さらに、NPNトランジスタ１のベース端子とPNPトランジ
スタ４のベース端子との間には、抵抗７およびコンデン
サ８を直列接続している。抵抗７およびコンデンサ８な
どによってハイパスフィルタ（または微分回路）が構成
されており、これらが制御信号生成手段として機能して
いる。

第２図は、PNPトランジスタ４のベースに与えられてい
る微小な順バイアスV_Bについて説明するための図であ
り、ベース電圧とコレクタ電流との関係が示されてい
る。

PNPトランジスタ４は、ベースに電圧V1未満のバイアス
を与えることによって導通し、コレクタ電流が流れる。
上記の微小な順バイアスV_Bは、電圧V1以上の値（上記の
ようにたとえば−0.5V）とされている。すなわち、PNP
トランジスタ４は、通常は、遮断されている。

第３図は、PNPトランジスタ４の動作を説明するための
波形図である。第３図（ａ）はNPNトランジスタ１のベ
ースに与えられる入力信号の波形を表し、第３図（ｂ）
はPNPトランジスタ４のベースに与えられる電圧波形を
表し、第３図（ｃ）は、PNPトランジスタ４のコレクタ
電流波形を表している。

NPNトランジスタ１への入力信号がハイレベルに立ち上
がる時刻t1では、コンデンサ８の充電に伴ってPNPトラ
ンジスタ４のベース電圧は瞬間的に高くなる。すなわ
ち、PNPトランジスタ４の順バイアスが瞬間的にやや低
下する。この場合、第３図（ｂ）に示されているよう
に、PNPトランジスタ４のベース電圧は、上述の電圧V1
以上に保持されるから、PNPトランジスタ４は遮断状態
に保持される。すなわち、第３図（ｃ）に示されている
ように、PNPトランジスタ４のコレクタ電流は零に保持
される。

一方、NPNトランジスタ１の入力信号が立ち下がる時刻t
2には、コンデンサ８の放電に伴って、PNPトランジスタ
４のベース電圧は、瞬間的に低下する。そのため、PNP
トランジスタ４のベース電圧は、電圧V1を瞬間的に下回
ることになる。すなわち、PNPトランジスタ４のベース
には、瞬間的に大きな順バイアスが印加される。その結
果、PNPトランジスタ４が導通し、第３図（ｃ）に示さ
れているように、コレクタ電流が流れることになる。

すなわち、PNPトランジスタ４は、抵抗７およびコンデ
ンサ８などからなるハイパスフィルタの働きによって、
入力信号の立下りに対応した期間T_ONにおいて瞬間的に
導通し、残余の期間T_OFFには終始遮断状態に保持され
る。つまり、入力信号が次に立ち上がるよりも前に、PN
Pトランジスタ４は遮断される。

第４図は、第１図に示された発光ダイオード駆動装置の
全体の動作を説明するための波形図である。第４図
（Ａ）は、NPNトランジスタ１のベースに供給される入
力信号の波形を示し、第４図（Ｂ）はPNPトランジスタ
４のベース電圧波形を示し、第４図（Ｃ）はNPNトラン
ジスタ１のコレクタ電流波形を示し、第４図（Ｄ）はPN
Pトランジスタ４のコレクタ電流波形を示し、第４図
（Ｅ）はLED5の電流波形を示している。

第４図（Ａ）に示すように、NPNトランジスタ１のベー
ス端子に供給される入力信号をハイレベルとするととも
に、NPNトランジスタ２のベース端子に供給される入力
信号（図示せず）をローレベルとすることにより、NPN
トランジスタ１を導通させ、NPNトランジスタ２を遮断
すれば、NPNトランジスタ１を通してLED5に電流（第４
図（Ｅ）参照）が流れるので、LED5を発生させることが
できる。

逆に、NPNトランジスタ１のベース端子に供給される入
力信号をローレベルとするとともに、NPNトランジスタ
２のベース端子に供給される入力信号をハイレベルとす
ることにより、NPNトランジスタ１を遮断させ、NPNトラ
ンジスタ２を導通させることにより、NPNトランジスタ
１によりLED5への通電を停止して、LED5を消光させるこ
とができる。

尚、上述のように、NPNトランジスタ１への入力信号が
ハイレベルに立ち上がるタイミングで、コンデンサ８の
充電が行なわれるので、PNPトランジスタ４のベース端
子に供給されている順バイアスが瞬間的にやや低下し、
直ちに復帰する（第４図（Ｂ）参照）が、PNPトランジ
スタ４は遮断状態のまま保持され続ける（第４図（Ｄ）
参照）ので、LED5の発光には何ら影響を及ぼさない。す
なわち、NPNトランジスタ１を導通させてLED5を発光さ
せようとするときに、一部の電流がPNPトランジスタ４
に引き込まれたりすることを確実に防止することができ
るので、光波形の立上りに歪みが生じることを確実に防
止することができる。

一方、NPNトランジスタ１への入力信号が立ち下がるタ
イミングにおいては、上述のように、コンデンサ８に蓄
えられていた電荷が放電されるのであるから、PNPトラ
ンジスタ４のベース端子には瞬間的に大きな順バイアス
が印加される（第４図（Ｂ）参照）ことになり、PNPト
ランジスタ４が導通させられる。したがって、LED5の寄
生容量に蓄えられていた電荷は、導通状態になったPNP
トランジスタを通して放電され（第４図（Ｄ）参照）、
第４図（Ｅ）に示すように、LED50の電流を速やかに立
ち下げることができる。すなわち、光波形の立下りを高
速化することができる。

このように、LED5の消光時に、PNPトランジスタ４が瞬
間的に導通される。そのため、消光時において、LED5の
寄生容量に蓄えられた電荷をPNPトランジスタ４を介し
て速やかに放電させることができるので、光波形の立下
りを高速化できる。

そして、消光時以外の残余の期間にはPNPトランジスタ
４は遮断状態に保持される。すなわち、トランジスタ１
を導通させて光波形を立ち上げるときには、PNPトラン
ジスタ４は遮断状態とされる。そのため、上述の第９図
に示されたコンプリメンタリ方式の駆動回路とは異な
り、たとえNPNトランジスタ１とPNPトランジスタ４との
特性が一致していなくても、LED5の発光立上り波形に歪
みを生じさせることがない。また、基本的に線形補償回
路であるためパルス幅歪、ジッタ等を殆ど生じさせず、
良好な電気−光変換性能を発揮することができる。ま
た、NPNトランジスタ１とPNPトランジスタ４とを相補的
に動作させるわけではないから、これらのトランジスタ
1,4の特性を厳密に一致させる必要がない。したがっ
て、上述のコンプリメンタリ方式の駆動回路とは異な
り、実用化が容易であり、量産も可能である。

また、PNPトランジスタ４は、NPNトランジスタ１が導通
する期間には遮断状態に保持されているから、上述の並
列バイパス路による補償回路を適用した駆動回路とは異
なり、エネルギー効率の低下や消費電力の増大を招くこ
とがない。

しかも、PNPトランジスタ４の消費電流を少なくするこ
とができるので、LED5に対する十分な電流容量、および
周波数特性を簡単に達成することができる。さらに、NP
Nトランジスタ１のコレクタ出力によってLED5が駆動さ
れているから、上述のトーテムポール回路とは異なり、
充分な駆動能力を確保することができる。

さらには、NPNトランジスタ１が遮断されたときには、L
ED5に流れる電流をほぼ完全に遮断することができるか
ら、上述のシャント方式の駆動回路とは異なり、完全消
光が達成され、高い消光比が得られる。しかも、シャン
ト方式の駆動回路では、LEDの特性のばらつきに起因し
て、LED5流れる電流にばらつきが生じ、発生光量の均一
化が困難であるのに対して、本実施例の構成では、LED5
には、その特性のばらつきによらずに、電流源３によっ
て流される一定の電流を確実に供給することができる。
すなわち、LED5のばらつきに強い構成となっている。

しかも、光波形の立下りの高速化、立上り時における光
波形の歪みの抑制、充分な駆動能力、および高い消光比
を、上述のチューニング回路のような補償回路を用いる
ことなく達成することができるから、LED5のばらつきに
よらずに、均一な駆動特性を得ることができる。したが
って、光通信器などの用途のための量産に適する。もち
ろん、必要に応じてチューニング回路を付加してもよい
ことはいうまでもない。

なお、本実施例では、NPNトランジスタ1,2で差動回路を
構成しており、このことによっても消光比の向上が図ら
れている。

第５図は他の実施例を示す電気回路図であり、上記実施
例と異なる点は、NPNトランジスタ1,2に代えてＮチャン
ネル電界効果トランジスタ11,12を使用した点、およびP
NPトランジスタ４に代えてＰチャンネル電界効果トラン
ジスタ14を使用した点のみである。

したがって、この実施例の場合にも上記実施例の場合と
同様の電気−光変換動作を行なわせることができる。

第６図はさらに他の実施例を示す電気回路図であり、上
記第１図の実施例と異なる点は、NPNトランジスタ２を
省略した点のみである。

したがって、この実施例の場合には、LED5の消光比がや
や小さくなるが、LED5と直列にNPNトランジスタ１を接
続しているのであるから、十分な消光比を確保すること
ができる。

尚、この発明は上記の実施例に限定されるものではな
く、例えば第５図の実施例においてＮチャンネル電界効
果トランジスタ12を省略した構成を採用することが可能
である他、PNPトランジスタ４のベース端子、或は、Ｐ
チャンネル電界効果トランジスタ14のゲート端子に微小
な順バイアスV_Bを印加しておく代わりに零バイアスを印
加しておくことが可能であり、さらに、抵抗７とコンデ
ンサ８との直列回路に代えて他の構成のハイパスフィル
タ（または微分回路）を使用すること、或はピーキング
方式を採用することが可能である。PNPトランジスタ４
のベースに制御信号を与えるための回路には、NPNトラ
ンジスタ１への入力信号の立下りに対応してPNPトラン
ジスタ４を導通させることができる制御信号を発生させ
る任意の回路を用いることができる。

その他、この発明の要旨を変更しない範囲内において種
々の設計変更を施すことが可能である。

〈発明の効果〉以上のように本発明によれば、大きな消光比を得ること
ができ、光波形の立下りが高速で、立上り時における光
波形の歪みが生じることがなく、しかも、充分な駆動能
力が得られるとともに低消費電力の発光ダイオード駆動
装置が得られる。さらに、本発明の構成は、LEDの特性
のばらつきにも強いから量産に適しており、NPNトラン
ジスタとPNPトランジスタとの特性を一致させる必要が
ないので容易に実用化することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の発光ダイオード駆動装置の
構成を示す電気回路図、第２図はPNPトランジスタ４の動作特性を説明するため
の特性図、第３図はPNPトランジスタ４の動作を説明するための波
形図、第４図は全体の動作を説明するための波形図、第５図は他の実施例の構成を示す電気回路図、第６図はさらに他の実施例の構成を示す電気回路図、第７図は従来技術の１つであるシリーズ方式の駆動回路
の構成を示す電気回路図、第８図は従来技術の１つであるシャント方式の駆動回路
の構成を示す電気回路図、第９図は従来技術の１つであるコンプリメンタリ方式の
駆動回路の構成を示す電気回路図、第10図は従来技術の１つであるトーテム回路で構成した
駆動回路の構成を示す電気回路図、第11図は並列バイパス回路による補償回路を適用した従
来技術の構成を示す電気回路図、第12図はチューニング回路による補償回路を適用した従
来技術の構成を示す電気回路図である。 1,2……NPNトランジスタ、３……電流源、４……PNPト
ランジスタ、５……LED、７……コンデンサ、11,12……
Ｎチャンネル電界効果トランジスタ、14……Ｐチャンネ
ル電界効果トランジスタ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】NPNトランジスタとPNPトランジスタとがコ
レクタ端子同士を接続することにより直列接続されてい
るとともに、PNPトランジスタと並列に発光ダイオード
が接続されており、上記NPNトランジスタのベース端子に発光ダイオード点
灯制御用のパルス信号が直接供給されているとともに、上記発光ダイオード点灯制御用のパルス信号の立下りに
対応して上記PNPトランジスタを導通させ、かつ、上記
点灯制御用のパルス信号が立ち上がるよりも前に上記PN
Pトランジスタを遮断させるための制御信号を生成する
制御信号生成手段が、上記PNPトランジスタのベース端
子に接続されていることを特徴とする発光ダイオード駆
動装置。
【請求項２】NPNトランジスタが、差動回路を構成する
１対のNPNトランジスタの一方である上記特許請求の範
囲第１項記載の発光ダイオード駆動装置。
【請求項３】PNPトランジスタのベース端子に微小な順
バイアスが印加されている上記特許請求の範囲第１項記
載の発光ダイオード駆動装置。
【請求項４】Ｎチャンネル電界効果トランジスタとＰチ
ャンネル電界効果トランジスタとがドレイン端子同士を
接続することにより直列接続されているとともに、Ｐチ
ャンネル電界効果トランジスタと並列に発光ダイオード
が接続されており、上記Ｎチャンネル電界効果トランジスタのゲート端子に
発光ダイオード点灯制御用のパルス信号が直接供給され
ているとともに、上記発光ダイオード点灯制御用のパルス信号の立下りに
対応して上記Ｐチャンネル電界効果トランジスタを導通
させ、かつ、上記点灯制御用のパルス信号が立ち上がる
よりも前に上記Ｐチャンネル電界効果トランジスタを遮
断させるための制御信号を生成する制御信号生成手段
が、上記Ｐチャンネル電界効果トランジスタのゲート端
子に接続されていることを特徴とする発光ダイオード駆
動装置。
【請求項５】Ｎチャンネル電界効果トランジスタが、差
動回路を構成する１対のＮチャンネル電界効果トランジ
スタの一方である上記特許請求の範囲第４項記載の発光
ダイオード駆動装置。
【請求項６】Ｐチャンネル電界効果トランジスタのゲー
ト端子に微小な順バイアスが印加されている上記特許請
求の範囲第４項記載の発光ダイオード駆動装置。