JPH0744441B2 - 無損失サイリスタスイッチ回路プライミング及びスイープアウト装置 - Google Patents
無損失サイリスタスイッチ回路プライミング及びスイープアウト装置Info
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- JPH0744441B2 JPH0744441B2 JP4173184A JP17318492A JPH0744441B2 JP H0744441 B2 JPH0744441 B2 JP H0744441B2 JP 4173184 A JP4173184 A JP 4173184A JP 17318492 A JP17318492 A JP 17318492A JP H0744441 B2 JPH0744441 B2 JP H0744441B2
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
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- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
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- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/72—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices having more than two PN junctions; having more than three electrodes; having more than one electrode connected to the same conductivity region
- H03K17/73—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices having more than two PN junctions; having more than three electrodes; having more than one electrode connected to the same conductivity region for DC voltages or currents
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
- H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M3/125—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M3/135—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M3/137—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
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- H03K17/04—Modifications for accelerating switching
- H03K17/0403—Modifications for accelerating switching in thyristor switches
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- H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
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- Power Engineering (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Thyristor Switches And Gates (AREA)
- Generation Of Surge Voltage And Current (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はシリコン制御整流器型等
のようなソリッドステート及び類似のスイッチングリレ
ーの効率を増大させるための装置に関する。上記のスイ
ッチングリレーは以後サイリスタスイッチ装置と呼ぶ。
更に詳細には、本発明は、従来のプライミング及びキャ
リヤ・スイープアウト回路網を備えたシステムに固有で
あった損失を除去することを意図するものである。
のようなソリッドステート及び類似のスイッチングリレ
ーの効率を増大させるための装置に関する。上記のスイ
ッチングリレーは以後サイリスタスイッチ装置と呼ぶ。
更に詳細には、本発明は、従来のプライミング及びキャ
リヤ・スイープアウト回路網を備えたシステムに固有で
あった損失を除去することを意図するものである。
【０００２】
【従来の技術】このようなスイッチング装置及び回路の
代表的な適用例はレーダー・モジュレータ、周波数変換
器、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ、ＤＣからＡＣへ変換す
る電力インバータ、及びＲＦ送信機等であり、これらに
おける基本的電力変換はサイリスタによって行われる。
この種のシステムは、本発明者にかかる米国特許第４，
００１，５９８号、第３，８３２，５７３号及び第３，
８８９，２６３号に記載してある。サイリスタスイッチ
ング効率を高めることにより、熱的損失が減り、これに
より高い電流定格が可能になる。
代表的な適用例はレーダー・モジュレータ、周波数変換
器、ＤＣ−ＤＣ電力コンバータ、ＤＣからＡＣへ変換す
る電力インバータ、及びＲＦ送信機等であり、これらに
おける基本的電力変換はサイリスタによって行われる。
この種のシステムは、本発明者にかかる米国特許第４，
００１，５９８号、第３，８３２，５７３号及び第３，
８８９，２６３号に記載してある。サイリスタスイッチ
ング効率を高めることにより、熱的損失が減り、これに
より高い電流定格が可能になる。
【０００３】従来のサイリスタ型の電流パルス発生器に
おいては、発生する電流パルスの大きさ及びパルス幅
は、最大di／dt定格、電気的オン状態導電率、熱的接合
導電率、熱的接合キャパシタンス及びピーク接合温度に
よって制限される。
おいては、発生する電流パルスの大きさ及びパルス幅
は、最大di／dt定格、電気的オン状態導電率、熱的接合
導電率、熱的接合キャパシタンス及びピーク接合温度に
よって制限される。
【０００４】正弦波電流パルスに対しては、（di／dt）
最大値は次の関係式によって与えられる。
最大値は次の関係式によって与えられる。
【０００５】
【数１】
【０００６】ここに、Ｔは電流パルスの幅であり、Ｉ
peakはそのピーク電流値である。
peakはそのピーク電流値である。
【０００７】パルスの適用においては、サイリスタ接合
は、パルス発生期間中に発熱し、次いでパルスとパルス
との間の期間において冷却する。従って、接合温度はＤ
Ｃ成分とＡＣリップル成分とからなる。パルス幅が熱的
時定数よりも極めて大きいと、ＡＣリップル成分がＤＣ
成分よりも極めて大きく、所定の最大接合温度に対する
接合からの熱の流量がかなり減る。すなわち、熱の流量
は平均接合温度と周囲温度との間の差に比例するからで
ある。その結果、装置のＲＭＳ電流定格が低下する。他
方、パルス幅が熱的時定数よりも極めて小さいならば、
リップル成分はＤＣ成分に比べて小さく、接合はその最
大定格温度で連続的に働き、熱流量の減少はない。従っ
て、サイリスタの最大限のＲＭＳ電流定格を実現でき
る。最大パルス繰返し速度は、ピーク接合温度を超過す
ることのないように、許容ＲＭＳ電流によって決定され
る。
は、パルス発生期間中に発熱し、次いでパルスとパルス
との間の期間において冷却する。従って、接合温度はＤ
Ｃ成分とＡＣリップル成分とからなる。パルス幅が熱的
時定数よりも極めて大きいと、ＡＣリップル成分がＤＣ
成分よりも極めて大きく、所定の最大接合温度に対する
接合からの熱の流量がかなり減る。すなわち、熱の流量
は平均接合温度と周囲温度との間の差に比例するからで
ある。その結果、装置のＲＭＳ電流定格が低下する。他
方、パルス幅が熱的時定数よりも極めて小さいならば、
リップル成分はＤＣ成分に比べて小さく、接合はその最
大定格温度で連続的に働き、熱流量の減少はない。従っ
て、サイリスタの最大限のＲＭＳ電流定格を実現でき
る。最大パルス繰返し速度は、ピーク接合温度を超過す
ることのないように、許容ＲＭＳ電流によって決定され
る。
【０００８】しかし、この所論は、サイリスタの逆方向
回復特性と関連する接合における熱散逸の重要な源を無
視したものである。電流パルスの終りにおいて、少数キ
ャリヤが接合に蓄積され、これらキャリヤはサイリスタ
の逆方向に電流を導く。この少数キャリヤは蓄積電荷の
ように働き、逆方向電流の積分及び少数キャリヤ再結合
電荷の合計が当初の少数キャリヤ電荷と等しくなる時に
接合から完全に除去される。この逆方向電流は接合両端
間の逆方向電圧降下を発生させ、これは回復期間中にか
なりのものである。従って、かなりの熱散逸が逆方向回
復期間中に起こる。そして、この損失はパルス幅が減る
につれて増す。従って、ＲＭＳ電流定格はパルス幅の減
少に伴って低下する。
回復特性と関連する接合における熱散逸の重要な源を無
視したものである。電流パルスの終りにおいて、少数キ
ャリヤが接合に蓄積され、これらキャリヤはサイリスタ
の逆方向に電流を導く。この少数キャリヤは蓄積電荷の
ように働き、逆方向電流の積分及び少数キャリヤ再結合
電荷の合計が当初の少数キャリヤ電荷と等しくなる時に
接合から完全に除去される。この逆方向電流は接合両端
間の逆方向電圧降下を発生させ、これは回復期間中にか
なりのものである。従って、かなりの熱散逸が逆方向回
復期間中に起こる。そして、この損失はパルス幅が減る
につれて増す。従って、ＲＭＳ電流定格はパルス幅の減
少に伴って低下する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、サイ
リスタにおけるこれらの逆方向回復損失を大幅に減少さ
せるための新規な装置を提供することにある。
リスタにおけるこれらの逆方向回復損失を大幅に減少さ
せるための新規な装置を提供することにある。
【００１０】サイリスタのdi／dt定格が制限されること
に対する基礎的な理由は、ゲート信号を与えたときに、
接合の小さな面積だけが実際にターンオンされるという
ことにある。外部回路がサイリスタに対して余りに大き
な電流をこの小さな面積を通じて強いて導通させると、
局部的に接合温度が上昇してサイリスタを焼損させる。
ターンオンの機構は、3000ないし8000cm／秒程度の定ま
った拡がり速度によって特徴づけられる。換言すれば、
当初は、ゲート構造の近くの接合面積だけがターンオン
させられる。次いで、ターンオン面積は、拡がり速度と
呼ばれる速度で、このゲート構造の周縁から外へ拡が
る。複雑なゲート構造を用いると、全拡がり距離を、全
ターンオンが10ないし20マイクロ秒内で得られるという
ような小さなものにすることができる。しかし、この複
雑なゲート構造は接合面積を小さくし、これにより、装
置の電流可能出力が減る。
に対する基礎的な理由は、ゲート信号を与えたときに、
接合の小さな面積だけが実際にターンオンされるという
ことにある。外部回路がサイリスタに対して余りに大き
な電流をこの小さな面積を通じて強いて導通させると、
局部的に接合温度が上昇してサイリスタを焼損させる。
ターンオンの機構は、3000ないし8000cm／秒程度の定ま
った拡がり速度によって特徴づけられる。換言すれば、
当初は、ゲート構造の近くの接合面積だけがターンオン
させられる。次いで、ターンオン面積は、拡がり速度と
呼ばれる速度で、このゲート構造の周縁から外へ拡が
る。複雑なゲート構造を用いると、全拡がり距離を、全
ターンオンが10ないし20マイクロ秒内で得られるという
ような小さなものにすることができる。しかし、この複
雑なゲート構造は接合面積を小さくし、これにより、装
置の電流可能出力が減る。
【００１１】ターンオン機構における拡がり効果のため
に、ターンオンさせられる接合面積は時間とともに増
す。これにより、装置のdi／dt可能出力は時間とともに
増す。従って、サイリスタのdi／dt定格を高める一つの
方法は、例えばサイリスタと直列の回路網、好ましくは
可飽和インダクタ型の回路網によって、陽極電流パルス
を遅延させることである。この可飽和インダクタは時間
遅延スイッチのように働く。サイリスタトリガ信号が加
えられる時は、この可飽和インダクタは非飽和状態にあ
り、従って高いインピーダンスを示す。それで、少量の
電流のみが回路を流れることができる。この初期の期間
中に、可飽和インダクタはこれに加えられる電圧によっ
て飽和へ向かって進ませられ、この時にインダクタは低
インピーダンスとなり、一杯の陽極電流が流れ始めるこ
とができる。飽和の時間はコアの横断面積及びインダク
タ上の巻数によって定まる。
に、ターンオンさせられる接合面積は時間とともに増
す。これにより、装置のdi／dt可能出力は時間とともに
増す。従って、サイリスタのdi／dt定格を高める一つの
方法は、例えばサイリスタと直列の回路網、好ましくは
可飽和インダクタ型の回路網によって、陽極電流パルス
を遅延させることである。この可飽和インダクタは時間
遅延スイッチのように働く。サイリスタトリガ信号が加
えられる時は、この可飽和インダクタは非飽和状態にあ
り、従って高いインピーダンスを示す。それで、少量の
電流のみが回路を流れることができる。この初期の期間
中に、可飽和インダクタはこれに加えられる電圧によっ
て飽和へ向かって進ませられ、この時にインダクタは低
インピーダンスとなり、一杯の陽極電流が流れ始めるこ
とができる。飽和の時間はコアの横断面積及びインダク
タ上の巻数によって定まる。
【００１２】可飽和インダクタを時間遅延スイッチング
手段として用いることは、サイリスタのdi／dt定格を高
めるために従来から広く行われており、この手法は「プ
ライミング」(priming) と呼ばれている。しかし、後で
明らかになるように、プライミング回路網は、本来、散
逸(dissipation) 損失を招来する。
手段として用いることは、サイリスタのdi／dt定格を高
めるために従来から広く行われており、この手法は「プ
ライミング」(priming) と呼ばれている。しかし、後で
明らかになるように、プライミング回路網は、本来、散
逸(dissipation) 損失を招来する。
【００１３】従って、本発明の他の目的は、このような
プライミング損失を大幅に減少させ、また実質的に除去
する新規な装置を提供することにある。
プライミング損失を大幅に減少させ、また実質的に除去
する新規な装置を提供することにある。
【００１４】前述のサイリスタ接合両端間の逆方向電圧
降下の逆方向電流発生はまた、逆方向回復期間中にかな
りの熱散逸を招く。逆方向電流を制限するためのいわゆ
る「スイープアウト」(sweepout)回路はなお、後で詳述
するように、少数キャリヤ・スイープアウト過程に関連
するエネルギーの散逸を招来する。
降下の逆方向電流発生はまた、逆方向回復期間中にかな
りの熱散逸を招く。逆方向電流を制限するためのいわゆ
る「スイープアウト」(sweepout)回路はなお、後で詳述
するように、少数キャリヤ・スイープアウト過程に関連
するエネルギーの散逸を招来する。
【００１５】本発明の更に他の目的は、このような散逸
少数キャリヤ・スイープアウト損失をも著しく減少さ
せ、更には実質的に除去するための新規かつ改良された
装置を提供することにある。
少数キャリヤ・スイープアウト損失をも著しく減少さ
せ、更には実質的に除去するための新規かつ改良された
装置を提供することにある。
【００１６】本発明の更に他の目的は以下の説明から明
らかになり、また特許請求の範囲の記載において更によ
く分かる。
らかになり、また特許請求の範囲の記載において更によ
く分かる。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明の重要な態様の一
つから要約すると、本発明は、電源と関連するサイリス
タスイッチ回路におけるプライミング及びキャリヤ・ス
イープアウト損失を除去する装置に関するものであり、
サイリスタスイッチングに応動してエネルギーがこれに
蓄積される。この装置においては、所定のプライミング
期間のサイリスタスイッチングに際するサイリスタ電流
の立上りを遅延させ、これによりまた追加の少数キャリ
ヤを上記サイリスタ内に発生させ、上記プライミング期
間中に上記電流を制限し、その後逆方向電圧を発生させ
てスイープアウト期間中に上記少数キャリヤのスイープ
アウトを行い、上記スイープアウト期間中に上記電流を
制限し、上記プライミング期間及びスイープアウト期間
の各々において結果として生ずるエネルギーを上記電源
へ輸送し戻して上記結果として生ずるエネルギーの熱散
逸を除去する。
つから要約すると、本発明は、電源と関連するサイリス
タスイッチ回路におけるプライミング及びキャリヤ・ス
イープアウト損失を除去する装置に関するものであり、
サイリスタスイッチングに応動してエネルギーがこれに
蓄積される。この装置においては、所定のプライミング
期間のサイリスタスイッチングに際するサイリスタ電流
の立上りを遅延させ、これによりまた追加の少数キャリ
ヤを上記サイリスタ内に発生させ、上記プライミング期
間中に上記電流を制限し、その後逆方向電圧を発生させ
てスイープアウト期間中に上記少数キャリヤのスイープ
アウトを行い、上記スイープアウト期間中に上記電流を
制限し、上記プライミング期間及びスイープアウト期間
の各々において結果として生ずるエネルギーを上記電源
へ輸送し戻して上記結果として生ずるエネルギーの熱散
逸を除去する。
【００１８】
【実施例】以下、本発明を図面を参照して説明する。
【００１９】まず図１のグラフを参照して本発明の基本
となる原理を詳細に説明する。このグラフは、プライミ
ングあり及びプライミングなしのサイリスタのターンオ
ン特性を示すものであり、陽極電流は縦座標に沿ってプ
ロットしてあり、時間は横座標に沿ってプロットしてあ
る。記号Ａで示す曲線は最大許容立上り速度（di／dt）
又は時間の関数としての陽極電流を示す。プライミング
なし及びプライミングありで得られる陽極電流の相対的
増加を比較するために、更に３つの電流波形を図１に示
す。曲線Ｂは正弦波陽極電流、例えば５マイクロ秒幅の
プライミングなしのものを示す。この電流パルスのピー
クの大きさは時間零におけるdi／dt定格で定まる。他
方、曲線Ｃは、プライミング時間（０−ｔ1）が５マイ
クロ秒である陽極電流を示す。プライミング期間中に少
量の陽極電流が流れることがわかる。このプライミング
期間中の陽極電流を増すことにより、di／dt定格を更に
増大させることができ、この増大により、曲線Ｄからわ
かるように、ピーク陽極電流が増す。プライミング期間
中の陽極電流により、ターンオン接合領域における追加
の少数キャリヤが発生し、従ってdi／dt定格が増大す
る。しかし、この陽極電流は接合ターンオン領域を増大
させない。このような領域は、厳密に、プライミング期
間の持続時間の関数である。ターンオン領域における追
加の少数キャリヤにより陽極電流が増す。従って、di／
dt定格は２つのパラメータ、すなわち、プライミング期
間の持続時間、及びこの期間中の陽極電流の大きさによ
って定まる。 プライミング及び少数キャリヤ・スイー
プアウト回路の一例を図２に示す。この回路は、方形ル
ープ・コアを有する可飽和インダクタＬ1 、タップ付き
一次巻線Ｐ、バイアスすなわちリセット巻線Ｂ、並びに
可調節抵抗Ｒ1 及びＲ2 とそれぞれ直列接続された一対
のダイオードＣＲ１及びＣＲ２によって分路された二次
巻線Ｓを備えている。固定陽極電流に対しては、これら
の可調節構成部品は最適値にセットされる。このプライ
ミング及びスイープアウト回路は、電源ＥDCの＋端子と
サイリスタとの間で、可飽和インダクタＬ1 の一次巻線
Ｐと直列に接続されており、そして、共振チャージ・イ
ンダクタＬ2 が上記サイリスタを分路蓄電コンデンサＣ
1 の＋端子に直列接続している。
となる原理を詳細に説明する。このグラフは、プライミ
ングあり及びプライミングなしのサイリスタのターンオ
ン特性を示すものであり、陽極電流は縦座標に沿ってプ
ロットしてあり、時間は横座標に沿ってプロットしてあ
る。記号Ａで示す曲線は最大許容立上り速度（di／dt）
又は時間の関数としての陽極電流を示す。プライミング
なし及びプライミングありで得られる陽極電流の相対的
増加を比較するために、更に３つの電流波形を図１に示
す。曲線Ｂは正弦波陽極電流、例えば５マイクロ秒幅の
プライミングなしのものを示す。この電流パルスのピー
クの大きさは時間零におけるdi／dt定格で定まる。他
方、曲線Ｃは、プライミング時間（０−ｔ1）が５マイ
クロ秒である陽極電流を示す。プライミング期間中に少
量の陽極電流が流れることがわかる。このプライミング
期間中の陽極電流を増すことにより、di／dt定格を更に
増大させることができ、この増大により、曲線Ｄからわ
かるように、ピーク陽極電流が増す。プライミング期間
中の陽極電流により、ターンオン接合領域における追加
の少数キャリヤが発生し、従ってdi／dt定格が増大す
る。しかし、この陽極電流は接合ターンオン領域を増大
させない。このような領域は、厳密に、プライミング期
間の持続時間の関数である。ターンオン領域における追
加の少数キャリヤにより陽極電流が増す。従って、di／
dt定格は２つのパラメータ、すなわち、プライミング期
間の持続時間、及びこの期間中の陽極電流の大きさによ
って定まる。 プライミング及び少数キャリヤ・スイー
プアウト回路の一例を図２に示す。この回路は、方形ル
ープ・コアを有する可飽和インダクタＬ1 、タップ付き
一次巻線Ｐ、バイアスすなわちリセット巻線Ｂ、並びに
可調節抵抗Ｒ1 及びＲ2 とそれぞれ直列接続された一対
のダイオードＣＲ１及びＣＲ２によって分路された二次
巻線Ｓを備えている。固定陽極電流に対しては、これら
の可調節構成部品は最適値にセットされる。このプライ
ミング及びスイープアウト回路は、電源ＥDCの＋端子と
サイリスタとの間で、可飽和インダクタＬ1 の一次巻線
Ｐと直列に接続されており、そして、共振チャージ・イ
ンダクタＬ2 が上記サイリスタを分路蓄電コンデンサＣ
1 の＋端子に直列接続している。
【００２０】プライミング期間持続時間は、一次巻線Ｐ
上の異なるタップを選択することによって調節される。
プライミング期間中は、上記可飽和インダクタ両端間の
電圧は正であり、ダイオードＣＲ１が導通する。プライ
ミング電流の振幅は抵抗Ｒ1によって調節される。逆方
向回復期間中は、上記インダクタの電圧は負であり、従
ってダイオードＣＲ２が導通する。逆方向回復電流は抵
抗Ｒ2 によって調節される。多くの用途においては、Ｒ
1 及びＲ2 の抵抗値はほとんど同じであり、これらの場
合には、二次回路は１個の抵抗のみで構成してもよい。
高周波作動に対しては特に、Ｒ1 において散逸するプラ
イミング損失はかなりのものである。
上の異なるタップを選択することによって調節される。
プライミング期間中は、上記可飽和インダクタ両端間の
電圧は正であり、ダイオードＣＲ１が導通する。プライ
ミング電流の振幅は抵抗Ｒ1によって調節される。逆方
向回復期間中は、上記インダクタの電圧は負であり、従
ってダイオードＣＲ２が導通する。逆方向回復電流は抵
抗Ｒ2 によって調節される。多くの用途においては、Ｒ
1 及びＲ2 の抵抗値はほとんど同じであり、これらの場
合には、二次回路は１個の抵抗のみで構成してもよい。
高周波作動に対しては特に、Ｒ1 において散逸するプラ
イミング損失はかなりのものである。
【００２１】上記のサイリスタの逆方向回復特性を図３
に示す。プライミング及びスイープアウト回路がないと
すると、図３の曲線Ａに示すように、逆電流ＩA は大き
なピーク値に立ち上がる。この逆電流は図２のチャージ
・インダクタＬ2 及びＬ1 の飽和したインダクタンスを
通って流れるから、かなりの量のエネルギーがこれらイ
ンダクタに蓄積され、そしてこのエネルギーは逆方向回
復中に上記サイリスタにおいて散逸する。このような逆
電流により２つの型の故障が起り得る。すなわち、その
一つは過大電力散逸によるものであり、他の一つは逆電
圧破壊によるものである。しかし、この回路のスイープ
アウト特徴により、図３に曲線Ｂで示すように、上記の
逆電流は抵抗Ｒ2 によって制御される値に制限される。
Ｒ2 の最適値は電流ＩB が最小となるときに得られる。
上記の方形ループ・コアにより、逆電流パルスを安全値
に制限することによって上記サイリスタのターンオフは
制御される。追加のバイアス電流が一般に上記方形ルー
プ・コアにリセット方向に加えられ、上記サイリスタの
再結合過程が逆方向飽和前に完了する場合に、コア・リ
セットを確実ならしめる。
に示す。プライミング及びスイープアウト回路がないと
すると、図３の曲線Ａに示すように、逆電流ＩA は大き
なピーク値に立ち上がる。この逆電流は図２のチャージ
・インダクタＬ2 及びＬ1 の飽和したインダクタンスを
通って流れるから、かなりの量のエネルギーがこれらイ
ンダクタに蓄積され、そしてこのエネルギーは逆方向回
復中に上記サイリスタにおいて散逸する。このような逆
電流により２つの型の故障が起り得る。すなわち、その
一つは過大電力散逸によるものであり、他の一つは逆電
圧破壊によるものである。しかし、この回路のスイープ
アウト特徴により、図３に曲線Ｂで示すように、上記の
逆電流は抵抗Ｒ2 によって制御される値に制限される。
Ｒ2 の最適値は電流ＩB が最小となるときに得られる。
上記の方形ループ・コアにより、逆電流パルスを安全値
に制限することによって上記サイリスタのターンオフは
制御される。追加のバイアス電流が一般に上記方形ルー
プ・コアにリセット方向に加えられ、上記サイリスタの
再結合過程が逆方向飽和前に完了する場合に、コア・リ
セットを確実ならしめる。
【００２２】図２の回路においては、共振チャージによ
ってＣ1 両端間に電圧が発生し、この電圧の大きさは電
源電圧ＥDCの２倍に近づく。従って、少数キャリヤをス
イープアウトする正味電圧はＥDCと同じ大きさである。
インダクタＬ1 は逆電流を図３に示す値ＩB に制限す
る。この低い逆電流の値は、サイリスタ接合両端間に数
ボルトの電圧降下を生じさせるだけであり、インダクタ
Ｌ1 は逆電流の大部分を吸収する。従って、少数キャリ
ヤのスイープアウト過程に関連するエネルギーは、イン
ダクタＬ1 の二次巻線両端間に接続された抵抗Ｒ2 にお
いて散逸する。ここでも、高周波作動に対しては、この
エネルギー損失はかなりのものである。
ってＣ1 両端間に電圧が発生し、この電圧の大きさは電
源電圧ＥDCの２倍に近づく。従って、少数キャリヤをス
イープアウトする正味電圧はＥDCと同じ大きさである。
インダクタＬ1 は逆電流を図３に示す値ＩB に制限す
る。この低い逆電流の値は、サイリスタ接合両端間に数
ボルトの電圧降下を生じさせるだけであり、インダクタ
Ｌ1 は逆電流の大部分を吸収する。従って、少数キャリ
ヤのスイープアウト過程に関連するエネルギーは、イン
ダクタＬ1 の二次巻線両端間に接続された抵抗Ｒ2 にお
いて散逸する。ここでも、高周波作動に対しては、この
エネルギー損失はかなりのものである。
【００２３】前述したように、本発明の主目的は、抵抗
Ｒ1 において散逸するプライミング損失及び抵抗Ｒ2 に
おいて散逸する少数キャリヤのスイープアウト損失の両
方を除去しようとするものである。図４に示す回路は、
このような損失のないプライミング及び少数キャリヤ・
スイープアウトを提供する回路例である。この回路は、
図示のように、それぞれが一次、バイアス及び二次巻線
Ｐ−Ｂ−Ｓ及びＰ’−Ｂ’−Ｓ’を有する一対の次々に
続く可飽和インダクタＬ1 及びＬ2 を備えており、ダイ
オードＣＲ１及びＣＲ２、リニヤインダクタＬ3 、抵抗
Ｒ1 並びにＤＣバイアス電源を有する。一次巻線Ｐ及び
Ｐ’はサイリスタＳＣＲ１と直列に接続されている。バ
イアス巻線Ｂ及びＢ’はＬ3 、Ｒ1 及びＤＣバイアス電
源と直列に接続されている。Ｌ1 の二次巻線Ｓはダイオ
ードＣＲ１と直列に接続されており、Ｌ2 の二次巻線
Ｓ’はダイオードＣＲ２と直列に接続されている。図４
の回路の作動を図５及び図６の波形を参照して次に説明
する。
Ｒ1 において散逸するプライミング損失及び抵抗Ｒ2 に
おいて散逸する少数キャリヤのスイープアウト損失の両
方を除去しようとするものである。図４に示す回路は、
このような損失のないプライミング及び少数キャリヤ・
スイープアウトを提供する回路例である。この回路は、
図示のように、それぞれが一次、バイアス及び二次巻線
Ｐ−Ｂ−Ｓ及びＰ’−Ｂ’−Ｓ’を有する一対の次々に
続く可飽和インダクタＬ1 及びＬ2 を備えており、ダイ
オードＣＲ１及びＣＲ２、リニヤインダクタＬ3 、抵抗
Ｒ1 並びにＤＣバイアス電源を有する。一次巻線Ｐ及び
Ｐ’はサイリスタＳＣＲ１と直列に接続されている。バ
イアス巻線Ｂ及びＢ’はＬ3 、Ｒ1 及びＤＣバイアス電
源と直列に接続されている。Ｌ1 の二次巻線Ｓはダイオ
ードＣＲ１と直列に接続されており、Ｌ2 の二次巻線
Ｓ’はダイオードＣＲ２と直列に接続されている。図４
の回路の作動を図５及び図６の波形を参照して次に説明
する。
【００２４】最初は、Ｃ1 電圧は零であり、Ｌ1 及びＬ
2 はバイアス電流Ｉb によって適当にリセットされてい
る。このバイアス電流により、Ｌ1 は負に飽和させら
れ、Ｌ2 は正に飽和させられる。従って、サイリスタＳ
ＣＲ１を時間ｔ0 においてターンオンさせると（図５及
び図６）、インダクタＬ1 は非飽和領域にあらしめら
れ、これにより、プライミング電流を次に示す値に制限
する。
2 はバイアス電流Ｉb によって適当にリセットされてい
る。このバイアス電流により、Ｌ1 は負に飽和させら
れ、Ｌ2 は正に飽和させられる。従って、サイリスタＳ
ＣＲ１を時間ｔ0 においてターンオンさせると（図５及
び図６）、インダクタＬ1 は非飽和領域にあらしめら
れ、これにより、プライミング電流を次に示す値に制限
する。
【００２５】
【数２】
【００２６】ここに、ｎb1＝Ｌ1 上のバイアス巻線Ｂの
巻数、ｎp1＝Ｌ1 上の一次巻線Ｐの巻数、ｉm1＝Ｌ1 の
磁化電流である。このプライミング電流は、図５におけ
る時間期間ｔ0 ないしｔ1 中、流れる。この時間期間中
に、Ｌ1 コアは電圧ＥDCによって負から正に飽和させら
れる。他方、インダクタＬ2 は電流ｉSCR によって更に
正に飽和させられる。時間ｔ1 において、インダクタＬ
1 は正に飽和させられ、大きな正弦波チャージ電流が流
れ始める。この電流パルスの周波数又は周期は、Ｌ1 及
びＬ2 の飽和したインダクタンス並びにコンデンサＣ1
によって決まる。
巻数、ｎp1＝Ｌ1 上の一次巻線Ｐの巻数、ｉm1＝Ｌ1 の
磁化電流である。このプライミング電流は、図５におけ
る時間期間ｔ0 ないしｔ1 中、流れる。この時間期間中
に、Ｌ1 コアは電圧ＥDCによって負から正に飽和させら
れる。他方、インダクタＬ2 は電流ｉSCR によって更に
正に飽和させられる。時間ｔ1 において、インダクタＬ
1 は正に飽和させられ、大きな正弦波チャージ電流が流
れ始める。この電流パルスの周波数又は周期は、Ｌ1 及
びＬ2 の飽和したインダクタンス並びにコンデンサＣ1
によって決まる。
【００２７】時間ｔ2において、コンデンサＣ1は一杯に
チャージされ、サイリスタＳＣＲ１電流（ｉSCR）は極
性が反転し、かくして少数キャリヤ・スイープアウト過
程が開始させられる。サイリスタＳＣＲ１電流が極性を
反転すると、バイアス電流ＩbはＬ1コアを負に飽和させ
始める。これにより、Ｌ1巻線両端間に負電圧が発生さ
れるが、この負電圧はＣＲ１のクランプ作用を介して、
ＥDC電圧及び二次巻線Ｓの巻数によって制限される。二
次巻線Ｓの巻数は、Ｌ1の一次巻線Ｐの両端間に現れる
クランプ電圧がコンデンサＣ1からのスイープアウト電
圧よりも僅かに小さくなるように選定される。すなわ
ち、 Ｅスイ-フ゜アウト＝（ＥC1）ヒ゜-ク−ＥDC (3) である。かくして、コンデンサＣ1からのスイープアウ
ト電圧の残部がＬ2両端間に現れる。
チャージされ、サイリスタＳＣＲ１電流（ｉSCR）は極
性が反転し、かくして少数キャリヤ・スイープアウト過
程が開始させられる。サイリスタＳＣＲ１電流が極性を
反転すると、バイアス電流ＩbはＬ1コアを負に飽和させ
始める。これにより、Ｌ1巻線両端間に負電圧が発生さ
れるが、この負電圧はＣＲ１のクランプ作用を介して、
ＥDC電圧及び二次巻線Ｓの巻数によって制限される。二
次巻線Ｓの巻数は、Ｌ1の一次巻線Ｐの両端間に現れる
クランプ電圧がコンデンサＣ1からのスイープアウト電
圧よりも僅かに小さくなるように選定される。すなわ
ち、 Ｅスイ-フ゜アウト＝（ＥC1）ヒ゜-ク−ＥDC (3) である。かくして、コンデンサＣ1からのスイープアウ
ト電圧の残部がＬ2両端間に現れる。
【００２８】Ｌ1及びＬ2両端間の電圧波形を図６に示
す。サイリスタＳＣＲ１スイープアウト電流はインダク
タＬ1に対するバイアス電流と同極性であるから、この
スイープアウト電流はバイアス電流がＬ1をリセットす
ることを助ける。更に、これら２つの電流はＣＲ１を導
通させるから、サイリスタＳＣＲ１スイープアウト電流
に対してＬ1によって提供される電流制限がない。しか
し、このスイープアウト過程に際しては、インダクタＬ
2が正に飽和していることから、このインダクタＬ2がサ
イリスタＳＣＲ１を故障から保護するのに必要な電流制
限作用を提供する。サイリスタＳＣＲ１スイープアウト
電流はインダクタＬ2を正から負へと飽和させる。この
スイープアウト電流は次式によって与えられる。
す。サイリスタＳＣＲ１スイープアウト電流はインダク
タＬ1に対するバイアス電流と同極性であるから、この
スイープアウト電流はバイアス電流がＬ1をリセットす
ることを助ける。更に、これら２つの電流はＣＲ１を導
通させるから、サイリスタＳＣＲ１スイープアウト電流
に対してＬ1によって提供される電流制限がない。しか
し、このスイープアウト過程に際しては、インダクタＬ
2が正に飽和していることから、このインダクタＬ2がサ
イリスタＳＣＲ１を故障から保護するのに必要な電流制
限作用を提供する。サイリスタＳＣＲ１スイープアウト
電流はインダクタＬ2を正から負へと飽和させる。この
スイープアウト電流は次式によって与えられる。
【００２９】
【数３】
【００３０】ここに、ｎb2＝Ｌ2 上のバイアス巻線Ｂの
巻数、ｎp2＝Ｌ2 上の一次巻線Ｐの巻数、ｉm2＝Ｌ2 の
磁化電流である。
巻数、ｎp2＝Ｌ2 上の一次巻線Ｐの巻数、ｉm2＝Ｌ2 の
磁化電流である。
【００３１】従って、上記の式(2) 及び(4) からわかる
ように、プライミング電流及びスイープアウト電流の大
きさは、２つのバイアス巻線Ｂ及びＢ’の巻数すなわち
ｎb1及びｎb2によって独立に調節できる。
ように、プライミング電流及びスイープアウト電流の大
きさは、２つのバイアス巻線Ｂ及びＢ’の巻数すなわち
ｎb1及びｎb2によって独立に調節できる。
【００３２】時間ｔ3 において、スイープアウト過程は
完了し、逆電圧はサイリスタＳＣＲ１によって吸収され
る。スイープアウト電流が低い値に低下すると（図５に
おける時間ｔ3）、バイアス電流はＬ2のコアを再び正に
飽和させ、この作用によりＬ2 の一次巻線Ｐ' 両端間に
正電圧が発生する。この電圧は、二次巻線Ｓ’及びダイ
オードＣＲ２によって電圧ＥDCにクランプされる。この
クランプ作用がないとすると、バイアス電流がＬ1 両端
間に大きな電圧スパイクを発生させ、その結果サイリス
タＳＣＲ１の電圧定格に対する超過が生じてサイリスタ
ＳＣＲ１が故障するに至る。
完了し、逆電圧はサイリスタＳＣＲ１によって吸収され
る。スイープアウト電流が低い値に低下すると（図５に
おける時間ｔ3）、バイアス電流はＬ2のコアを再び正に
飽和させ、この作用によりＬ2 の一次巻線Ｐ' 両端間に
正電圧が発生する。この電圧は、二次巻線Ｓ’及びダイ
オードＣＲ２によって電圧ＥDCにクランプされる。この
クランプ作用がないとすると、バイアス電流がＬ1 両端
間に大きな電圧スパイクを発生させ、その結果サイリス
タＳＣＲ１の電圧定格に対する超過が生じてサイリスタ
ＳＣＲ１が故障するに至る。
【００３３】従って、図４の回路においては、プライミ
ング及びスイープアウトの各過程に関連するエネルギー
はＬ1の二次巻線Ｓ及びＣＲ１によって電源へ送り戻さ
れる。プライミング時間期間ｔ0ないしｔ1中に、Ｌ1に
よって吸収されたエネルギーは事実上バイアス回路に送
られ、従って従来のプライミング回路の損失が除去され
る。この期間中は、Ｌ1電圧は正であり、これによりバ
イアス電流及びＬ3内の蓄積エネルギーが増大する。Ｒ1
は小さな抵抗値を有するから、Ｒ1における追加的損失
は無視できる。スイープアウト時間期間中に、Ｌ3に蓄
積されるこの追加的エネルギーは、スイープアウト過程
に関連するエネルギーと一緒に電源へ送られ、従来この
ようなスイープアウト作動に付随した損失もまた除去さ
れる。
ング及びスイープアウトの各過程に関連するエネルギー
はＬ1の二次巻線Ｓ及びＣＲ１によって電源へ送り戻さ
れる。プライミング時間期間ｔ0ないしｔ1中に、Ｌ1に
よって吸収されたエネルギーは事実上バイアス回路に送
られ、従って従来のプライミング回路の損失が除去され
る。この期間中は、Ｌ1電圧は正であり、これによりバ
イアス電流及びＬ3内の蓄積エネルギーが増大する。Ｒ1
は小さな抵抗値を有するから、Ｒ1における追加的損失
は無視できる。スイープアウト時間期間中に、Ｌ3に蓄
積されるこの追加的エネルギーは、スイープアウト過程
に関連するエネルギーと一緒に電源へ送られ、従来この
ようなスイープアウト作動に付随した損失もまた除去さ
れる。
【００３４】これらの新規な結果を得るための本発明に
従った回路を図７に示す。この回路は、プライミング及
びスイープアウトの各特徴を別にしても、新規な利点を
有する。この回路は、図８に示すように、負及び正の両
方の正弦波電流パルスを発生する。この回路は、コンデ
ンサＣ1及びＣ2と、インダクタＬ1及びＬ2並びにダイオ
ードＣＲ３及びＣＲ５を備えた第１の無損失プライミン
グ及び回復回路と直列のサイリスタＳＣＲ１と、インダ
クタＬ3及びＬ4並びにダイオードＣＲ４及びＣＲ６を備
えた第２の無損失プライミング及び回復回路と直列のサ
イリスタＳＣＲ２と、直列素子Ｒ1及びＬ5を有するＤＣ
バイアス電源と、ダイオードＣＲ１及びＣＲ２並びに変
圧器Ｔ1からなるクランプ回路とから成る。この回路の
作動は次の通りである。最初は、図９に示すように、時
間ｔ0において、コンデンサＣ1はＳＣＲ１に対して順方
向、即ち正にチャージされており、コンデンサＣ2はＳ
ＣＲ２に対して逆方向、即ち負にチャージされている。
時間ｔ0において、サイリスタＳＣＲ１はターンオンさ
せられ、正の半正弦波の電流（ｉ1）が発生し、時間期
間ｔ0ないしｔ1中に負荷へ与えられる。時間ｔ1におい
ては、Ｃ1及びＣ2上の両方の電圧は逆転されており、Ｃ
2電圧は正（ｅc2）であり、Ｃ1電圧は負（ｅc1）であ
る。次の時間期間ｔ1ないしｔ2は、サイリスタＳＣＲ１
の回復を確保するのに十分な長いものでなければならな
い。時間ｔ2において、サイリスタＳＣＲ２がターンオ
ンさせられ、負の半正弦波の電流（ｉ2）が発生し、時
間期間ｔ2ないしｔ3中に負荷へ与えられる。時間ｔ3に
おいては、Ｃ1及びＣ2上の両方の電圧は逆転されてお
り、時間ｔ0における最初の電圧極性に戻る。時間期間
ｔ3ないしｔ4中に、サイリスタＳＣＲ２は回復し、時間
ｔ4において作動の新しいサイクルが開始させられる。
従った回路を図７に示す。この回路は、プライミング及
びスイープアウトの各特徴を別にしても、新規な利点を
有する。この回路は、図８に示すように、負及び正の両
方の正弦波電流パルスを発生する。この回路は、コンデ
ンサＣ1及びＣ2と、インダクタＬ1及びＬ2並びにダイオ
ードＣＲ３及びＣＲ５を備えた第１の無損失プライミン
グ及び回復回路と直列のサイリスタＳＣＲ１と、インダ
クタＬ3及びＬ4並びにダイオードＣＲ４及びＣＲ６を備
えた第２の無損失プライミング及び回復回路と直列のサ
イリスタＳＣＲ２と、直列素子Ｒ1及びＬ5を有するＤＣ
バイアス電源と、ダイオードＣＲ１及びＣＲ２並びに変
圧器Ｔ1からなるクランプ回路とから成る。この回路の
作動は次の通りである。最初は、図９に示すように、時
間ｔ0において、コンデンサＣ1はＳＣＲ１に対して順方
向、即ち正にチャージされており、コンデンサＣ2はＳ
ＣＲ２に対して逆方向、即ち負にチャージされている。
時間ｔ0において、サイリスタＳＣＲ１はターンオンさ
せられ、正の半正弦波の電流（ｉ1）が発生し、時間期
間ｔ0ないしｔ1中に負荷へ与えられる。時間ｔ1におい
ては、Ｃ1及びＣ2上の両方の電圧は逆転されており、Ｃ
2電圧は正（ｅc2）であり、Ｃ1電圧は負（ｅc1）であ
る。次の時間期間ｔ1ないしｔ2は、サイリスタＳＣＲ１
の回復を確保するのに十分な長いものでなければならな
い。時間ｔ2において、サイリスタＳＣＲ２がターンオ
ンさせられ、負の半正弦波の電流（ｉ2）が発生し、時
間期間ｔ2ないしｔ3中に負荷へ与えられる。時間ｔ3に
おいては、Ｃ1及びＣ2上の両方の電圧は逆転されてお
り、時間ｔ0における最初の電圧極性に戻る。時間期間
ｔ3ないしｔ4中に、サイリスタＳＣＲ２は回復し、時間
ｔ4において作動の新しいサイクルが開始させられる。
【００３５】順方向及び逆方向のコンデンサ電圧間の関
係は、負荷特性によって定まる。抵抗性負荷に対して
は、エネルギーは負荷へ与えられる。従って、この場合
は、逆方向コンデンサ電圧は順方向電圧よりも小さく、
コンデンサ電圧におけるこの差異は負荷へ与えられるエ
ネルギーを反映する。他方、エネルギーが負荷からパル
ス発生器へ与えられる再生的負荷に対しては、逆方向コ
ンデンサ電圧は順方向電圧よりも大きい。この後者の場
合は、危険な高電圧がパルス発生器回路に発生する可能
性があり、この電圧がサイリスタ最大電圧定格を超過す
る場合がある。クランプ回路（変圧器Ｔ1並び逆方向に
極を向けたダイオードＣＲ１及びＣＲ２）は、ｅ1電圧
を所望の値にクランプすることによってこれらの高電圧
を除去し、これにより再生的負荷に対する安全な作動が
得られる。
係は、負荷特性によって定まる。抵抗性負荷に対して
は、エネルギーは負荷へ与えられる。従って、この場合
は、逆方向コンデンサ電圧は順方向電圧よりも小さく、
コンデンサ電圧におけるこの差異は負荷へ与えられるエ
ネルギーを反映する。他方、エネルギーが負荷からパル
ス発生器へ与えられる再生的負荷に対しては、逆方向コ
ンデンサ電圧は順方向電圧よりも大きい。この後者の場
合は、危険な高電圧がパルス発生器回路に発生する可能
性があり、この電圧がサイリスタ最大電圧定格を超過す
る場合がある。クランプ回路（変圧器Ｔ1並び逆方向に
極を向けたダイオードＣＲ１及びＣＲ２）は、ｅ1電圧
を所望の値にクランプすることによってこれらの高電圧
を除去し、これにより再生的負荷に対する安全な作動が
得られる。
【００３６】負荷が抵抗性である場合には、この共通点
における電圧は、図９にｅ1として示す対称的な平坦頂
部の波である。この電圧は、負荷が無効的又は再生的と
なる時に大きさが増大する。抵抗性負荷の場合であって
も、電圧ｅ1の大きさはＤＣ電源電圧ＥDCを超える。ｅ1
電圧を所望の値にクランプするために、二次巻線Ｓが変
圧器Ｔ1に付加されている。一次巻線Ｐと二次巻線Ｓと
の間の巻数比は、ｅ1が所望のクランプ電圧と等しい時
に二次巻線電圧がＤＣ電源電圧（ＥDC）の２分の１に等
しくなるように選定する。ｅ1が増してこの値を超える
と、ダイオードＣＲ１及びＣＲ２のいずれかが（電圧極
性により）導通し、エネルギーを電源へ送り戻す。従っ
て、ｅ1はクランプ電圧のレベルを超えることがない。
における電圧は、図９にｅ1として示す対称的な平坦頂
部の波である。この電圧は、負荷が無効的又は再生的と
なる時に大きさが増大する。抵抗性負荷の場合であって
も、電圧ｅ1の大きさはＤＣ電源電圧ＥDCを超える。ｅ1
電圧を所望の値にクランプするために、二次巻線Ｓが変
圧器Ｔ1に付加されている。一次巻線Ｐと二次巻線Ｓと
の間の巻数比は、ｅ1が所望のクランプ電圧と等しい時
に二次巻線電圧がＤＣ電源電圧（ＥDC）の２分の１に等
しくなるように選定する。ｅ1が増してこの値を超える
と、ダイオードＣＲ１及びＣＲ２のいずれかが（電圧極
性により）導通し、エネルギーを電源へ送り戻す。従っ
て、ｅ1はクランプ電圧のレベルを超えることがない。
【００３７】当業者には他の変形が可能であろうが、こ
のような変形は全て、特許請求の範囲に記載してあるよ
うな本発明の精神及び範囲内にある。
のような変形は全て、特許請求の範囲に記載してあるよ
うな本発明の精神及び範囲内にある。
【００３８】
【発明の効果】本発明の無損失サイリスタスイッチ回路
プライミング及びスイープアウト装置においては、上述
の如く構成したので、サイリスタの逆方向回復損失、プ
ライミング損失及び散逸少数キャリヤ・スイープアウト
損失が著しく少なく、実質的に除去されている。
プライミング及びスイープアウト装置においては、上述
の如く構成したので、サイリスタの逆方向回復損失、プ
ライミング損失及び散逸少数キャリヤ・スイープアウト
損失が著しく少なく、実質的に除去されている。
【図１】 サイリスタの電流対時間特性を示すグラフで
ある。
ある。
【図２】 サイリスタプライミング及び少数キャリヤ・
スイープアウトの機能のための従来の回路装置の回路図
である。
スイープアウトの機能のための従来の回路装置の回路図
である。
【図３】 図２の回路の結果として生ずるサイリスタ電
流波形のグラフである。
流波形のグラフである。
【図４】 サイリスタプライミング及び少数キャリヤ・
スイープアウトの機能のための回路図である。
スイープアウトの機能のための回路図である。
【図５】 図４の装置において発生するサイリスタ電流
の波形を示す図である。
の波形を示す図である。
【図６】 図４の装置において発生するインダクタ電圧
の波形を示す図である。
の波形を示す図である。
【図７】 本発明の実施例を示す回路図である。
【図８】 図７の回路に関係する波形図である。
【図９】 図７の回路に関係する波形図である。
Ｃ1 ，Ｃ2 コンデンサ ＣＲ１，ＣＲ２，ＣＲ３，ＣＲ４，ＣＲ５，ＣＲ６ ダ
イオード ＥDC 電源 Ｌ1,Ｌ2,Ｌ3,Ｌ4,Ｌ5 インダクタ Ｒ1,Ｒ2 抵抗 ＳＣＲ１，ＳＣＲ２ サイリスタ Ｔ1 変換器
イオード ＥDC 電源 Ｌ1,Ｌ2,Ｌ3,Ｌ4,Ｌ5 インダクタ Ｒ1,Ｒ2 抵抗 ＳＣＲ１，ＳＣＲ２ サイリスタ Ｔ1 変換器
Claims (2)
- 【請求項１】 サイリスタと電力を授受し得る電源と、
上記電源とサイリスタとの間に介挿された一対の可飽和
インダクタとを備え、上記可飽和インダクタは、各々が
一次巻線、バイアス巻線及び二次巻線を有し、上記一次
巻線は上記サイリスタに直列に接続され、上記二次巻線
は互いに逆極性にそれぞれダイオードに直列接続され、
上記一対の可飽和インダクタの中の一方のインダクタの
一次巻線、二次巻線及びバイアス巻線に誘起される電圧
の極性がすべて同一方向となり、他方のインダクタの一
次巻線に誘起される電圧の極性と二次巻線及びバイアス
巻線に誘起される電圧の極性とが逆の方向となるように
構成された回路を一対共通の負荷に接続し、上記一対の
回路の電源装置を直列接続し、上記一対の電源装置の間
に一対のコンデンサを直列接続すると共にその直列接続
点を上記共通の負荷の一方の端子と接続し、上記一対の
回路の各バイアス巻線を該バイアス巻線に電力を供給す
る電源及び少なくともプライミング時に上記可飽和イン
ダクタに供給された電力の一部を吸収するインダクタに
直列に接続して成ることを特徴とする無損失サイリスタ
スイッチ回路プライミング及びスイープアウト装置。 - 【請求項２】 上記電源装置の直列接続点と上記共通の
負荷の前記一方の端子との間にトランスの一次巻線を介
挿し、かつ上記トランスの二次巻線の一端と上記サイリ
スタ装置に電力を供給する電源装置との間にそれぞれダ
イオードを接続して成る請求項１記載の無損失サイリス
タスイッチ回路プライミング及びスイープアウト装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US893966 | 1978-04-06 | ||
| US05/893,966 US4230955A (en) | 1978-04-06 | 1978-04-06 | Method of and apparatus for eliminating priming and carrier sweep-out losses in SCR switching circuits and the like |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1134579A Division JPS54148369A (en) | 1978-04-06 | 1979-02-02 | Method of and device for eliminating priming and carrier sweeppout loss for scr switching circuit or like |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05315924A JPH05315924A (ja) | 1993-11-26 |
| JPH0744441B2 true JPH0744441B2 (ja) | 1995-05-15 |
Family
ID=25402416
Family Applications (2)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1134579A Granted JPS54148369A (en) | 1978-04-06 | 1979-02-02 | Method of and device for eliminating priming and carrier sweeppout loss for scr switching circuit or like |
| JP4173184A Expired - Lifetime JPH0744441B2 (ja) | 1978-04-06 | 1992-06-30 | 無損失サイリスタスイッチ回路プライミング及びスイープアウト装置 |
Family Applications Before (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1134579A Granted JPS54148369A (en) | 1978-04-06 | 1979-02-02 | Method of and device for eliminating priming and carrier sweeppout loss for scr switching circuit or like |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4230955A (ja) |
| EP (1) | EP0004701B1 (ja) |
| JP (2) | JPS54148369A (ja) |
| AU (1) | AU527680B2 (ja) |
| CA (1) | CA1134438A (ja) |
| DE (1) | DE2964125D1 (ja) |
| HK (1) | HK64585A (ja) |
| IL (1) | IL56422A (ja) |
| ZA (1) | ZA79750B (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4674022A (en) * | 1986-07-01 | 1987-06-16 | Megapulse, Inc. | SCR priming and sweep-out circuit apparatus |
| GB8816774D0 (en) * | 1988-07-14 | 1988-08-17 | Bsr Int Plc | Power supplies |
| DK0550757T3 (da) * | 1991-06-28 | 2001-11-12 | Hitachi Metals Ltd | Impulsgenerator og støvkollektor med anvendelse af denne impulsgenerator |
| FR2717015B1 (fr) * | 1994-03-03 | 1996-04-26 | Alcatel Converters | Alimentation à découpage adaptée pour permettre des commutations sous tension réduite. |
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