JPH0744825B2

JPH0744825B2 - スナバ回生装置

Info

Publication number: JPH0744825B2
Application number: JP4021509A
Authority: JP
Inventors: 茂田中
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1992-02-07
Filing date: 1992-02-07
Publication date: 1995-05-15
Anticipated expiration: 2010-05-15
Also published as: JPH05219722A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバ―タやチョッパ
装置を構成する自己消弧素子のスイッチング動作に伴な
うスナバ回路のエネルギを回生するスナバ回生装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】図１４は、従来のスナバ回路を具備した
チョッパ装置の構成図である。図中、Ｖd は直流電源、
ＧＴＯは自己消弧素子、ＤF はホイ―リングダイオ―
ド、ＬAはアノ―ドリアクトル、ＬＯＡＤは負荷、Ｄs
、Ｃs 、Ｒs は、それぞれスナバ回路を構成するダイ
オ―ド、コンデンサ、放電抵抗である。図１５は図１４
のチョッパ装置の各部の動作波形を示す。

【０００３】自己消弧素子（以後単にＧＴＯと記す）が
オンすると、負荷ＬＯＡＤにはＶL＝＋Ｖd の電圧が印
加され、負荷電流ＩL が増加する。又ＧＴＯがオフする
と、ＶL ＝０となり、負荷ＬＯＡＤに流れていた電流Ｉ
L はホイ―リングダイオ―ドＤF を介して流れ、減衰す
る。

【０００４】アノ―ドリアクトルＬA は、ＧＴＯがオン
した時ホイ―リングダイオ―ドＤFがオフ状態になるま
で、直流電源Ｖd による短絡電流が増大するのを抑制す
る働きをする。通常は、ＧＴＯの（ｄｉ／ｄｔ）を考慮
してＬA の値を設計する。スナバ回路はＧＴＯがオフし
た時、アノ―ドリアクトルＬA や配線のインダクタンス
分によって発生するサ―ジ電圧を吸収する役目をする。

【０００５】即ち、スナバ回路が無い場合、ＧＴＯがオ
フすると負荷電流ＩL は前述のようにホイ―リングダイ
オ―ドＤF を介して循環するが、アノ―ドリアクトルＬ
A に流れていた電流は行き場所が無くなり、ＧＴＯに過
大な電圧が印加され、ＧＴＯを破壊してしまう。スナバ
回路を接続すると、ＧＴＯがオフした時、アノ―ドリア
クトルＬA のエネルギはダイオ―ドＤs を介してコンデ
ンサＣs に蓄積され、コンデンサＣs を図示の極性に充
電する。コンデンサＣs に充電された電圧は、ＧＴＯが
次にオンしたとき放電抵抗Ｒs を介して放電し、その次
のタ―ンオフに備える。図１５の最下段にコンデンサＣ
s に印加される電圧Ｖc を示す。

【０００６】この従来のスナバ回路では、コンデンサＣ
s に蓄積されたエネルギは全て放電抵抗Ｒs によって消
費され、熱損失となってしまう。この熱損失はＧＴＯの
スイッチング周波数に比例し、チョッパ装置やインバ―
タ装置の変換効率を低下させるだけでなく、装置寸法を
増大させる欠点がある。同時に、大容量になると、その
冷却法も難しくなってくる。これを解決するためにスナ
バエネルギの回生法が検討されている。図１６に、従来
のスナバ回生装置の構成を示す。

【０００７】図中、Ｅo は補助の直流電源、Ｄo は回生
用ダイオ―ド、他の記号は図１４と同じである。放電抵
抗Ｒs の代りに回生用ダイオ―ドＤo と補助電源Ｅo が
設けられている。

【０００８】ＧＴＯがオフすると、アノ―ドリアクトル
ＬA のエネルギはコンデンサＣs に蓄えられる。この結
果、コンデンサＣs は図示の極性に充電される。次に、
ＧＴＯがオンすると、コンデンサＣs の電圧は回生用ダ
イオ―ドＤo →補助電源Ｅo→アノ―ドリアクトルＬA
→ＧＴＯ→コンデンサＣs の回路で放電する。この時流
れる電流はコンデンサＣs とアノ―ドリアクトルＬA に
よる共振電流ＩR である。コンデンサＣs の電圧Ｖc が
零になったところで放電が完了する。その後、電流ＩR
は、アノ―ドリアクトルＬA →ダイオ―ドＤs →回生用
ダイオ―ドＤo→補助電源Ｅo →アノ―ドリアクトルＬA
の経路で流れ、エネルギが補助電源に回生される。

【０００９】補助電源Ｅo は回生能力のある直流電源
で、例えば、直流コンデンサに一旦エネルギを蓄積し、
この直流電力をＰＷＭ制御インバ―タで交流電力に変換
する。そしてこの交流電力をトランスを介して交流電源
に回生する方式と、更に、整流器で直流に変換してメイ
ンの直流電源Ｖd に回生する方式等が考えられる。いず
れの場合も直流電圧がＥo が一定になるようにＰＷＭ制
御インバ―タによって制御される。補助電源の電圧Ｅo
は、通常、メインの直流電源電圧Ｖd よりも１桁程度低
い値に選ばれる。なぜなら、補助電源の電圧Ｅo をあま
り高くすると、上記ＰＷＭ制御インバ―タの耐圧が高く
なり、不経済なシステムになってしまうためである。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかし、この従来のス
ナバ回生装置には次のような問題点がある。

【００１１】図１６の回路において、ＧＴＯがオフした
とき、コンデンサＣs に充電される電圧ＶC は、直流電
圧Ｖd にアノ―ドリアクトルＬA に流れていた電流ＩL
によるエネルギ分の電圧が加算される。即ち、（１／２）・ＬA ・ＩL ² ＝（１／２）・Ｃs ・（Ｖc ² −Ｖd ² ）を満足する電圧Ｖc がコンデンサＣs に印加される。ＬA ＝２０μＨ，Ｃs ＝６μＦ，Ｖd ＝１，０００Ｖ，
ＩL ＝５００Ａとすると、Ｖc ＝１，３５４Ｖとなる。

【００１２】ＧＴＯがオンすると、Ｖc −Ｅo の電圧が
アノ―ドリアトルＬA に印加され、次式で示されるよう
なコンデンサＣs とアノ―ドリアトルＬA による共振電
流ＩR が流れる。ＩR ＝（Ｃs ／ＬA ）・（Ｖc −Ｅo ）・ｓｉｎωR ｔここで、ωR は共振角周波数である。Ｅo ＝１００Ｖと
して、上記定数を代入すると、ＩR の最大値は６８７Ａ
になる。ＧＴＯには、この共振電流に加えて負荷電流Ｉ
L も流れる。即ち、ＧＴＯに流れる電流の最大値は１，
１８７Ａにもなってしまう。

【００１３】前記共振電流ＩR の最大値を抑制するため
に、図１７に示すように回生用ダイオ―ドＤo に直列に
リアクトルＬo を挿入することが考えられる。その場
合、共振電流の最大値ＩRmは、ＩRm＝（Ｃs ／（ＬA ＋Ｌo ））・（Ｖc −Ｅo ）となる。例えば、ＩRmを１００Ａに減少させるには、Ｌ
o ＝９２３μＨのリアクトルを挿入すれば良い。しか
し、リアクトルＬo を挿入したことによりコンデンサＣ
s の放電時間が長くなる。放電時間ΔＴs は共振週数ｆ
R の（１／４）周期で、次式のように表わされる。 ΔＴs ＝（１／４）・２π・（Ｃs ・（ＬA ＋Ｌo ））＝１１８μsec

【００１４】この後、さらにリアクトル（ＬA ＋Ｌo ）
の蓄積エネルギを補助電源に回生する時間ΔＴo が必要
になる。即ち、電圧Ｅo ＝１００Ｖで一定とした場合、
ＩRm＝１００Ａが零になるまでの時間は、 ΔＴo ＝（ＩRm／Ｅo ）・（ＬA ＋Ｌo ）＝９４３μsec となる。合計で、ΔＴs ＋ΔＴo ＝１，０６１μsec と
なり、通常のスナバ回路（回生無し）より時間が１桁大
きくなり、使いものにならない。

【００１５】以上のように、従来のスナバ回生装置で
は、スナバコンデンサＣs の電圧を放電させる時に過大
な電流をＧＴＯに流すことになり、その分素子の電流容
量を大きくせざるを得なくなる。主回路を構成するＧＴ
Ｏの電流容量を増加させることは、装置のコストを高く
するだけでなく、素子の損失を増加させ、形状寸法を増
大させてしまうことにつながる。これは大容量のインバ
―タ等で、ＧＴＯを多く使う装置に顕著になる。又、電
流増加を抑えるためにリアクトル等を挿入するとスナバ
コンデンサの放電時間が遅くなり、スイッチング周波数
の高いＧＴＯには使いものにならなくなる。

【００１６】本発明は以上の問題点に鑑みてなされたも
ので、大容量のチョッパ装置やインバ―タ装置を構成す
るＧＴＯのスナバ回生装置において、スナバコンデンサ
の放電を速やかに行い、かつ、ＧＴＯのタ―ンオン時の
電流増加を抑制したスナバ回生装置を提供することを目
的とする。

【００１７】

【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに本発明のスナバ回生装置は、アノ―ドリアクトル
（ＬA ）と、該アノ―ドリアクトル（ＬA ）に直列接続
された自己消弧素子（GTO ）と、該自己消弧素子（GTO
）に並列接続されたスナバダイオ―ド（Ｄs ）とスナ
バコンデンサ（Ｃs ）との直列回路と、該スナバコンデ
ンサ（Ｃs ）の電圧を放電させる向で前記スナバダイオ
―ド（Ｄs ）とスナバコンデンサ（Ｃs ）との接続点に
一方の端子が接続された回生用ダイオ―ド（Ｄo ）と、
該回生用ダイオ―ド（Ｄo ）のもう一方の端子と前記ア
ノ―ドリアクトル（ＬA ）との間に接続された直流定電
流源（SUP ）とを具備したことを特徴とする。

【００１８】

【作用】前記直流定電流源ＳＵＰは、例えば、交流電源
ＡＣ―ＳＵＰと、交流／直流電力変換器ＳＳと、直流リ
アクトルＬo と、該直流リアクトルＬo に流れる電流が
一定になるように前記交流／直流電力変換器ＳＳを制御
する制御回路で構成されている。

【００１９】この直流定電流源ＳＵＰはスナバコンデン
サＣs の充放電に関係なく、直流定電流源ＳＵＰ→アノ
―ドリアクトルＬA →スナバダイオ―ドＤs →回生用ダ
イオ―ドＤo →直流定電流源ＳＵＰの経路で一定の直流
電流を流している。具体的には、交流／直流電力変換器
ＳＳと直流リアクトルＬo を設け、該直流リアクトルＬ
o に流れる電流が一定になるように交流／直流電力変換
器ＳＳを制御する。

【００２０】この直流電流値Ｉo は主回路の定格電流よ
りＩL より１桁程度小さな値に選ぶ。又、直流リアクト
ルＬo のインダクタンス値は１０m Ｈ程度の大きな値に
選び電流リプルを抑制する。

【００２１】ＧＴＯをオンすると、ＧＴＯには負荷電流
ＩL と定電流Ｉo の和の電流が流れる。負荷電流ＩL に
比較し、直流定電流Ｉo は１桁小さいので素子の電流増
加はあまり問題なくなる。

【００２２】ＧＴＯがオフすると、アノ―ドリアクトル
ＬA に流れていた負荷電流分ＩL が遮断され、スナバダ
イオ―ドＤs を介してスナバコンデンサＣs に充電され
る。次にＧＴＯをオンすると、スナバダイオ―ドＤs に
逆バイアス電圧が印加され直流定電流源ＳＵＰの電流Ｉ
o は直流定電流源ＳＵＰ→アノ―ドリアクトルＬA→Ｇ
ＴＯ→スナバコンデンサＣs →回生用ダイオ―ドＤo →
直流定電流源ＳＵＰの経路で流れる。この電流経路はス
ナバコンデンサＣs の電圧ＶC が零になるまで続く。ス
ナバコンデンサＣs の電圧Ｖc が零になるまでの時間Δ
Ｔo は、電流Ｉo を一定値とした場合、次式のようにな
る。 ΔＴo ＝Ｖc ・Ｃs ／Ｉo Ｖc ＝１，０００Ｖ、Ｃs ＝６μＦ、Ｉo ＝１００Ａと
した場合、ΔＴo ＝６０μsec となる。

【００２３】コンデンサ電圧Ｖc ＝０となったところ
で、再びスナバダイオ―ドＤs が導通し、直流定電流源
ＳＵＰの電流Ｉo は、直流定電流源ＳＵＰ→アノ―ドリ
アクトルＬA →スナバダイオ―ドＤs →回生用ダイオ―
ドＤo →直流定電流源ＳＵＰの経路で流れるようにな
る。この後、いつでもＧＴＯをオフしてもよい状態にな
っている。ＧＴＯとしては、ΔＴo ＝６０μsec の最少
オン時間を確保すればよい。

【００２４】直流定電流源ＳＵＰは、例えば、交流電源
ＡＣ―ＳＵＰと、交流／直流電力変換器ＳＳと、直流リ
アクトルＬo とで構成されており、スナバコンデンサＣ
s のエネルギ（１／２）Ｃs ・Ｖc ² は、一旦、直流リ
アクトルＬo に移され、さらに電力変換器（例えばサイ
リスタコンバ―タ等）ＳＳにより交流電力に変換され
て、交流電源ＡＣ―ＳＵＰに回生される。このようにし
て、スナバコンデンサＣs に蓄えられたエネルギを直流
定電流源ＳＵＰに回生することができる。本発明のスナ
バ回生装置では、ＧＴＯの電流増加はわずかであり、し
かもスナバコンデンサＣs の放電時間を短くすることが
可能となる。

【００２５】

【実施例】図１は、本発明のスナバ回生装置の一実施例
を示すもので、チョッパ装置に適用した構成図である。

【００２６】図中、Ｖd は直流電源、ＬA はアノ―ドリ
アクトル、ＧＴＯは自己消弧素子、ＬＯＡＤは負荷、Ｄ
F はフリ―ホイリングダイオ―ド、Ｃs はスナバコンデ
ンサＤs はスナバダイオ―ド、Ｄo は回生用ダイオ―
ド、ＳＵＰは直流定電流源、ＣＴL は負荷電流検出器、
ＣＯＮＴL は負荷電流制御回路である。

【００２７】直流定電流源ＳＵＰは、交流電源ＡＣ―Ｓ
ＵＰ、トランスＴＲ、他励サイリスタコンバ―タ（交流
／直流電力変換器）ＳＳ、直流リアクトルＬo 、電流検
出器ＣＴo 及び制御回路ＣＯＮＴo で構成されている。
まず、負荷電流ＩL の制御動作を簡単に説明する。負荷
電流制御回路ＣＯＮＴL は比較器ＣL 、電流制御補償回
路ＧL(s)、パルス幅変調制御回路ＰＷＭＣ、三角波発生
器ＴＲＧで構成されている。

【００２８】電流検出器ＣＴL によって負荷電流ＩL を
検出し、比較器ＣL によって電流指令値ＩL ^* との偏差
εL を電流制御補償回路Ｇ(s) によって増幅し、パルス
幅変調（ＰＷＭ）制御回路ＰＷＭＣに入力する。

【００２９】図２は、そのＰＷＭ制御動作を説明するた
めのタイムチャ―トである。図中、ＸはＰＷＭ制御の搬
送波（三角波）信号、ｅi は電流制御補償回路ＧL(s)か
ら与えられた入力信号（電圧基準信号）、ｇ1 はＧＴＯ
のゲ―ト信号、ＶL は負荷ＬＯＡＤに印加される電圧、
ＩL は負荷電流を夫々表す。搬送波Ｘとして、０〜＋Ｅ
max の間で変化する三角波が用いられ、入力信号ｅi と
比較し、ＧＴＯのゲ―ト信号ｇ1 を作る。即ち、ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、ＧＴＯ：オンｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、ＧＴＯ：オフとする。負荷ＬＯＡＤに印加される電圧ＶL は、ＧＴＯがオンのとき、ＶL ＝＋Ｖd ＧＴＯがオフのとき、ＶL ＝０となり、ＶL の平均値は入力信号ｅi に比例した値とな
る。

【００３０】負荷電流ＩL はＧＴＯがオンしたとき増加
し、Ｖd →ＬA →ＧＴＯ→ＬＯＡＤ→Ｖd の経路で流れ
る。又、ＧＴＯがオフしたとき、負荷電流ＩL はフリ―
ホイリングダイオ―ドＤF を介して流れ、減少する。

【００３１】ＩL ^* ＞ＩL となった場合、偏差εL は正
の値となり、ＰＷＭ制御入力信号ｅi が増加して、ＧＴ
Ｏのオン期間が増える。その結果、出力電圧ＶL が増加
し、負荷電流ＩL を増加させて、ＩL ^* ＝ＩL となるよ
うに制御される。

【００３２】同様に、ＩL ^* ＜ＩL となった場合、偏差
εL は負の値となり、ＰＷＭ制御入力信号ｅi が減少し
て、ＧＴＯのオン期間が減る。その結果、出力電圧ＶL
が減少し、負荷電流ＩL を減少させ、ＩL ^* ＝ＩL とな
るように制御される。

【００３３】ＧＴＯがオフしたとき、配線のインダクタ
ンス分やアノ―ドリアクトルＬA によってサ―ジ電圧が
発生するが、サ―ジ電圧をスナバコンデンサＣs によっ
て吸収する。次に、スナバ回生回路の動作を説明する。

【００３４】図３に図１の直流定電流源ＳＵＰのより具
体的な部分構成図を示す。図中、ＬA はアノ―ドリアク
トル、ＧＴＯは自己消弧素子、Ｃs はスナバコンデン
サ、Ｄs はスナバダイオ―ド、Ｄo は回生用ダイオ―
ド、ＳＵＰは直流定電流源、ＡＣ―ＳＵＰは３相交流電
源、ＴＲは３相トランス、ＳＳはサイリスタＳ1 〜Ｓ6
で構成される３相他励コンバ―タ、Ｌo は直流リアクト
ル、ＣＴo は電流検出器、ＣＯＮＴo は制御回路、ＶＲ
o は電流指令発生器、Ｃo は比較器、Ｇ(s) は電流制御
補償回路、ＰＨＣは位相制御回路をそれぞれ示す。制御
回路ＣＯＮＴo は直流リアクトルＬo に流れる電流Ｉo
が一定になるように３相他励コンバ―タＳＳを制御す
る。

【００３５】即ち、まず、電流検出器ＣＴo により直流
リアクトルＬo に流れる電流Ｉo を検出し、比較器Ｃo
に入力する。比較器Ｃo により、電流指令発生器ＶＲo
からの電流指令値Ｉo ^* と電流検出値Ｉo を比較し、偏
差εo ＝Ｉo ^* −Ｉo を求め、この偏差εo を制御補償
回路Ｇo(s)により増幅し、ｅ＝εo ・Ｇo(s)を３相他励
コンバ―タＳＳの位相制御回路ＰＨＣに入力す。

【００３６】３相他励コンバ―タＳＳは３相電源電圧に
対し、６個のサイリスタＳ1 〜Ｓ6の点弧位相角αを制
御することにより、直流出力電圧Ｖo を調整する。トラ
ンスＴＲの１次／２次巻線比を１対１として、３相交流
電源ＡＣ―ＳＵＰ線間電圧実効値をＶACとした場合、直
流電圧Ｖo は次式のようになる。Ｖo ＝１．３５・ＶAC・COS α

【００３７】位相制御回路ＰＨＣは、通常の余弦波比較
によるもので、COS αは入力信号ｅに比例した値とな
る。故に、直流出力電圧Ｖo は入力電圧ｅに比例した値
となる。ｅを負の値とすると、位相角αは９０°より大
きくなり、直流電圧Ｖo も負の値となる。

【００３８】Ｉo ^* ＞Ｉo となった場合、偏差εo は正
の値となり、位相制御回路ＰＨＣの入力ｅを増加させ
る。この結果、直流電圧Ｖo は図３の矢印方向に増加
し、直流電流Ｉo を増やす。逆に、Ｉo ^* ＜Ｉo となっ
た場合は、偏差εo は負の値となり、位相制御回路ＰＨ
Ｃの入力ｅを減少させる。この結果、直流電圧Ｖo は図
３の矢印方向とは反対方向に増加し、直流電流Ｉo を減
らす。最終的にＩo ^* ＝Ｉo となるように制御される。

【００３９】以上のように、直流定電流源ＳＵＰはスナ
バコンデンサＣs の充放電に関係なく、ＳＳ→ＬA →Ｄ
s →Ｄo →Ｌo →ＳＳの経路で一定の直流電流Ｉo を流
している。この直流電流値Ｉo は主回路の定格出力電流
よりＩL より１桁程度小さな値に選ばれる。又、直流電
流Ｉo のリプルを小さくするために、直流リアクトルＬ
o のインダンタンス値は１０m Ｈ程度の大きさに選ばれ
る。

【００４０】ＧＴＯをオンすると、ＧＴＯには負荷電流
ＩL と前述の直流電流Ｉo の和の電流が流れる。負荷電
流ＩL に比較して、直流定電流Ｉo は１桁小さいので素
子の電流増加はあまり問題なくなる。

【００４１】ＧＴＯがオフすると、アノ―ドリアクトル
ＬA に流れていた負荷電流分ＩL が遮断され、スナバダ
イオ―ドＤs を介して、スナバコンデンサＣs は図示の
極性に充電される。

【００４２】次に、ＧＴＯをオンすると、スナバダイオ
―ドＤs に逆バイアス電圧が印加され直流定電流源ＳＵ
Ｐの電流Ｉo は、ＳＳ→ＬA →ＧＴＯ→Ｃs →Ｄo →Ｌ
o →ＳＳの経路で流れる。この電流経路はスナバコンデ
ンサＣs の電圧Ｖc が零になるまで続く。スナバコンデ
ンサＣs の電圧Ｖc が零になるまでの時間ΔＴo は電流
Ｉo を一定値とした場合、次式のようになる。 ΔＴo ＝Ｖc ・Ｃs ／Ｉo ちなみに、Ｖc ＝１，３５４Ｖ、Ｃs ＝６μＦ、Ｉo ＝
１００Ａとした場合、ΔＴo ＝８１μsec となる。

【００４３】コンデンサ電圧Ｖc ＝０になったところ
で、再びスナバダイオ―ドＤs が導通し、直流定電流源
ＳＵＰの電流Ｉo は、ＳＳ→ＬA →Ｄs →Ｄo →Ｌo →
ＳＳの経路で流れるようになる。この後、いつでもＧＴ
Ｏをオフしてもよい状態になっている。ＧＴＯとして
は、ΔＴo ＝８１μsec の最少オン時間を確保すればよ
い。

【００４４】図４は、図１の装置のスナバ回生回路の動
作を説明するための等価回路図を示す。又、図５に図４
の各部電圧電流波形を示す。３相他励コンバ―タＳＳは
正逆両方向の電圧Ｖo を発生する回生可能な電圧源で表
わされ、直流リアクトルＬoと合せて直流定電流源ＳＵ
Ｐを構成する。

【００４５】図４の回路において、ＧＴＯがオフしたと
き、スナバコンデンサＣs に充電される電圧の最大値Ｖ
cmは、直流電圧Ｖd にアノ―ドリアクトルＬA に流れて
いた電流ＩL によるエネルギ分の電圧が加算される。即
ち、（１／２）・ＬA ・ＩL ² ＝（１／２）・Ｃs ・（Ｖcm ²−Ｖd ² ）を満足する電圧ＶcmがコンデンサＣs に印加される。ＬA ＝２０μＨ，Ｃs ＝６μＦ，Ｖd ＝１，０００Ｖ，
ＩL ＝５００Ａとすると、Ｖcm＝１，３５４Ｖとなる。
次にＧＴＯがオンすると、スナバコンデンサＣs の電圧
Ｖcmがダイオ―ドＤsの両端に印加され、その放電と共
にＤs の印加電圧ＶDSも減衰する。

【００４６】直流電流Ｉo ＝一定とすれば、電圧ＶDSの
平均値と３相他励コンバ―タＳＳの出力電圧の反転値−
Ｖo が等しくなる。即ち、放電時間をΔＴo 、ＧＴＯの
スイッチング周期をＴとした場合、Ｔ・Ｖo ＝−（１／２）・ΔＴo ・Ｖcm を満足するような電圧Ｖo となる。ΔＴo ＝Ｖcm・Ｃs
／Ｉo を代入すると、Ｖo ＝−（１／２）・Ｃs ・Ｖcm ²／（Ｔ・Ｉo ）で表される。上記条件でスイッチング周波数を１，００
０ＨZ ，Ｉo ＝１００Ａとすると、Ｖo ＝−５５Ｖとな
る。この場合、回路損失が十分小さいとして無視する
と、約５．５ＫＷの電力が交流電源ＡＣ―ＳＵＰに回生
されることになる。直流電流Ｉo のリプルΔｉo は、直
流リアクトルＬo の値とスナバコンデンサＣs の電圧Ｖ
c 及び３相他励コンバ―タＳＳの電圧Ｖo の値により、
次のように近似される。ただし、ΔＴo ＝Ｔとする。 Δｉo ＝（Ｖcm−Ｖo ）・ΔＴo ／（２Ｌo ）Ｌo ＝１０m Ｈ、ΔＴo ＝８１μsec 、Ｖcm−Ｖo ＝
１，３０４Ｖとした場合、電流リプルはΔｉo ＝５．３
Ａとなる。

【００４７】ミクロ的に見た場合、スナバコンデンサＣ
s とに蓄えられたエネルギは、一旦、直流リアクトルＬ
o に移され、さらに３相他励コンバ―タＳＳにより交流
電力に変換されて、交流電源ＡＣ―ＳＵＰに回生され
る。このようにして、スナバコンデンサＣs に蓄えられ
たエネルギを直流定電流源ＳＵＰに回生することができ
る。

【００４８】図３と同一部に同位置符号を付して示す図
６乃至図８は本発明のスナバ回生装置に使われる直流定
電流源ＳＵＰのそれぞれ異なる別の実施例を示す構成図
である。

【００４９】図６は図１の他励コンバ―タの代りに電流
形自励コンバ―タを用いた例であって、図中、ＣＡＰo
はフィルタコンデンサ、ＳＳo は自励形コンバ―タであ
る。自励形コンバ―タＳＳo は自己消弧素子（例えば、
トランジスタやＧＴＯ等）Ｓ1 〜Ｓ6 で構成され、パル
ス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を行うことにより、直流電
流Ｉo がほぼ一定になるように交流電流ＩR 、ＩS 、Ｉ
T を制御する。フィルタコンデンサＣＡＰo は交流電流
ＩR 、ＩS 、ＩT の高調波成分を取除くために設けたら
れたものである。他励コンバ―タ方式に比較すると、交
流電流がほぼ正弦波に制御され、高調波成分が小さく、
力率が良くなるのが特徴である。

【００５０】図７は高周波リンク変換器を用いた例を示
す。図中、ＤＣ―ＳＵＰは直流電源ＣＣは循環電流式ダ
ブルコンバ―タ、ＣＡＰは高周波コンデンサ、ＴＲＨは
高周波トランス、ＳＳH は他励コンバ―タを夫々示す。
この方式は、スナバエネルギを直流電源ＤＣーＳＵＰに
回生するときに有効である。

【００５１】循環電流式ダブルコンバ―タＣＣは、正群
コンバ―タＳＳＰと負群コンバ―タＳＳＮ及び直流リア
クトルＬ1 、Ｌ2 で構成されており高周波コンデンサＣ
ＡＰの電圧波高値ＶCAP がほぼ一定になるように直流電
源電流ＩDCの値を制御する。この循環電流式ダブルコン
バ―タＣＣの循環電流Ｉccを制御することにより、高周
波電源側の遅れ無効電力Ｑccを調整することができる。
この遅れ無効電力Ｑccをとる循環電流式ダブルコンバ―
タＣＣは一種のインダクタンスと考えることができ、こ
のインダクタンスと高周波コンデンサＣＡＰによる共振
現象で高周波電源を確立させることができる。循環電流
式ダブルコンバ―タＣＣ及び他励コンバ―タＳＳH はこ
の高周波電源電圧を利用して自然転流させる。

【００５２】高周波電源が確立すれば、図１で説明した
ものと同様に他励コンバ―タＳＳHが用意されているの
で、直流リアクトルＬo と合せて、直流定電流源ＳＵＰ
を構成することができる。

【００５３】この場合、スナバコンデンサＣs のエネル
ギは直流リアクトルＬo と他励コンバ―タＳＳH によ
り、高周波コンデンサＣＡＰに移され、さらに循環電流
式ダブルコンバ―タＣＣによって直流電源ＤＣ―ＳＵＰ
に回生される。このとき、直流電源ＤＣ―ＳＵＰとして
図１の主回路の直流電源Ｖd に置換えてもよい。

【００５４】この方式の特徴は、直流電源ＤＣ―ＳＵＰ
に回生できること、循環電流式ダブルコンバ―タＣＣや
他励コンバ―タＳＳH が自然転流であること、絶縁用の
トランスＴＲＨが高周波トランスであるため小型軽量化
が可能であること等かあげられる。

【００５５】図８はダブルチョッパとＤＣ／ＤＣコンバ
―タを用いた例を示す。図中、ＤＣ―ＳＵＰは直流電
源、Ｄ／Ｄ―ＣＯＮはＤＣ／ＤＣコンバ―タ、ＣDCは直
流平滑コンデンサ、ＣＨＯはダブルチョッパ回路を夫々
示す。ＤＣ／ＤＣコンバ―タＤ／Ｄ―ＣＯＮは整流器Ｒ
ＥＣ、高周波トランスＴＲＨ電圧形ＰＷＭインバ―タＩ
ＮＶで構成される。

【００５６】ダブルチョッパ回路ＣＨＯは、自己消弧素
子Ｓ1 、Ｓ2 ホイ―リングダイオ―ドＤ1 、Ｄ2 でで構
成され、直流電流Ｉo がほぼ一定となるように、自己消
弧素子Ｓ1 とＳ2 を制御する。

【００５７】自己消弧素子Ｓ1 とＳ2 がオンのとき、直
流電流Ｉo は、Ｌo →Ｓ1 →ＣDC→Ｓ2 →ＬA →Ｄs →
Ｄo →Ｌo の経路（又は、Ｌo →Ｓ1 →ＣDC→Ｓ2 →Ｌ
A →ＧＴＯ→Ｃs →Ｄo →Ｌo の経路）で流れ、直流平
滑コンデンサＣDCの電圧が減少し、Ｉo は増加する。

【００５８】又、自己消弧素子Ｓ1 とＳ2 が共にオフす
ると、直流電流Ｉo は、Ｌo →Ｄ1→ＣDC→Ｄ2 →ＬA
→ＤS →Ｄo →Ｌo の経路（又は、Ｌo →Ｄ1 →ＣDC→
Ｄ2→ＬA →ＧＴＯ→Ｃs →Ｄo →Ｌo の経路）で流
れ、直流平滑コンデンサＣDCの電圧が増加しＩo は減少
する。自己消弧素子Ｓ1 或いはＳ2 のどちらか一方がオ
ンのときは、直流電流Ｉo は直流平滑コンデンサＣDCを
介さず、還流モ―ドとなる。

【００５９】電圧形ＰＷＭインバ―タＩＮＶは直流平滑
コンデンサＣDCの直流電圧を高周波の交流電圧に変換す
る。高周波トランスＴＲＨで絶縁昇圧し、整流器ＲＥＣ
で整流して直流電源ＤＣ―ＳＵＰに回生する。

【００６０】即ち、スナバコンデンサＣs のエネルギは
直流リアクトルＬo 及びダブルチョッパ回路ＣＨＯを介
して、一旦、直流平滑コンデンサＣDCに蓄えられ、ＤＣ
／ＤＣコンバ―タＤ／Ｄ―ＣＯＮにより絶縁された別の
直流電源ＤＣ―ＳＵＰに回生する。このとき、直流電源
ＤＣ―ＳＵＰとして図１の主回路の直流電源Ｖd に置換
えてもよい。この方式の特徴は、直流電源に回生できる
こと、絶縁用トランスが高周波であるため小形軽量化が
てきること等があげられる。

【００６１】図１と同一部に同一符号を付して示す図９
は本発明のスナバ回生装置の他の実施例を示す構成図で
ある。主回路はチョッパ装置であるが、自己消弧素子が
２個直列接続された場合の適用例を示す。図中、ＧＴＯ
1 ，ＧＴＯ2 は自己消弧素子、ＤF はフリ―ホイリング
ダイオ―ド、Ｃs1，Ｃs2はスナバコンデンサ、Ｄs1，Ｄ
s2はスナバダイオ―ド、Ｄo1，Ｄo2は回生用ダイオ―ド
を夫々示す。自己消弧素子ＧＴＯ1 ，ＧＴＯ2 は同時に
オン，オフし、負荷ＬＯＡＤに流れる電流ＩL を制御す
る。

【００６２】ＧＴＯ1 とＧＴＯ2 がオフすると、アノ―
ドリアクトルＬA に流れていた負荷電流分のエネルギが
スナバダイオ―ドＤs1，Ｄs2を介してスナバコンデンサ
Ｃs1，Ｃs2に移される。このとき、直流電流Ｉo は、Ｌ
o →ＳＳ→ＬA →Ｄs1→Ｄo1→Ｌo の経路で流れてい
る。

【００６３】次に、ＧＴＯ1 ，ＧＴＯ2 がオンすると、
スナバダイオ―ドＤs1，Ｄs2に逆バイアス電圧が印加さ
れ、直流電流Ｉo は、Ｌo →ＳＳ→ＬA →ＧＴＯ1 →Ｃ
s1→Ｄo1→Ｌo の経路で流れ、上側のスナバコンデンサ
Ｃs1の電圧Ｖc1を放電させる。すると、下側のスナバコ
ンデンサＣs2の電圧Ｖc2がＶc1より高くなり直流電流Ｉ
o は、Ｌo →ＳＳ→ＬA →ＧＴＯ 1→ＧＴＯ2 →Ｃs2→
Ｄo2→Ｄo1→Ｌo の経路で流れ、下側のスナバコンデン
サＣs2の電圧Ｖc2を放電させ、結果的には、２つのスナ
バコンデンサが並列接続されて、直流電流Ｉo によって
放電されることになる。従って、この場合には図１の装
置の約２倍の直流電流を流す必要がある。尚、前述の説
明では、自己消弧素子の直列数をつ２個としたが、３個
以上でも同様に実施できるものである。

【００６４】図９と同一部に同一符号を付して示す図１
０は本発明のスナバ回生装置の更に他の実施例を示す構
成図で、直流を可変電圧可変周波数の交流電力に変換す
る電圧形インバ―タについて本発明のスナバ回生装置を
適用したもので、１相分（Ｕ相分）の構成を示す。

【００６５】図中、Ｖd1，Ｖd2はメインの直流電源、Ｌ
A1，ＬA2アノ―ドリアクトル、ＤF1，ＤF2はフリ―ホイ
リングダイオ―ド、ＴＲ1 ，ＴＲ2 はトランス、ＳＳ1
，ＳＳ2 は他励コンバ―タ、Ｌo1，Ｌo2は直流リアク
トル、ＣＴo1，ＣＴo2は電流検出器、ＣＯＮＴ1 ，ＣＯ
ＮＴ2 は直流電流制御回路である。図１１は図１０のイ
ンバ―タをパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）したときの
各部の電圧電流波形を示す。ＰＷＭ制御では、搬送波
（三角波）Ｘと出力電圧基準ｅi を比較し、自己消弧素
子ＧＴＯ1 ，ＧＴＯ2 のゲ―ト信号ｇ1 を作る。ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、ＧＴＯ1 ：オン（ＧＴＯ
2 ：オフ）ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、ＧＴＯ1 ：オフ（ＧＴＯ
2 ：オン）となる。直流電圧をＶd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とした場合、
Ｕ相負荷ＬＯＡＤu に印加される電圧Ｖu は、ＧＴＯ1 がオン（ＧＴＯ2 がオフ）のとき、Ｖu ＝＋Ｖd ／２ＧＴＯ1 がオフ（ＧＴＯ2 がオン）のとき、Ｖu ＝−Ｖd ／２となる。出力電圧Ｖu の平均値（破線で示す）は出力電
圧基準ｅi に比例する。従って、出力電圧基準ｅi とし
て正弦波電圧を与えれば、Ｕ相負荷に印加される電圧Ｖ
u は正弦波になる。通常は、Ｕ相負荷の電流Ｉu を正弦
波に制御するように上記の電圧基準ｅi が与えられる。
Ｖ相、Ｗ相も同様に構成され、全体として３相負荷に可
変電圧可変周波数の交流電力を供給することができる。

【００６６】このようなインバ―タ回路において、上側
の自己消弧素子ＧＴＯ1 には直流電源Ｖd の正側電線路
（＋）に接続されたスナバ回生回路が用意され、下側の
自己消弧素子ＧＴＯ2 には直流電源Ｖd の負側電線路
（−）に接続されたスナバ回生回路が用意される。

【００６７】上側スナバ回生回路は図１に示したものと
同様に動作する。このとき、交流電源ＡＣ―ＳＵＰ、ト
ランスＴＲ１、他励コンバ―タＳＳ1 、直流リアクトル
Ｌo1電流検出器ＣＴo1及び電流制御回路ＣＯＮＴ1 は第
１の直流定電流源ＳＵＰ1 を構成し、直流電流Ｉo がほ
ぼ一定になるように制御している。Ｖ相、Ｗ相の上側自
己消弧素子のスナバ回生回路は各々の回生用ダイオ―ド
を介して直流定電流源ＳＵＰ1 を共有できる。

【００６８】下側スナバ回生回路はスナバコンデンサＣ
s2の印加電圧が図示の極性になるため、それに合せて回
生用ダイオ―ドＤo2及び他励コンバ―タＳs2の方向が図
示の向になる。その他は上側スナバ回生回路と同様に動
作する。Ｖ相、Ｗ相の下側自己消弧素子のスナバ回生回
路は各々の回生用ダイオ―ドを介して第２の直流定電流
源ＳＵＰ2 を共有できる。図１０は３相４線式で説明し
たが、３相３線式でも同様にできることは言うまでもな
い。又、３レベルの出力電圧を発生する中性点クランプ
式インバ―タの上側ア―ム及び下側ア―ムのスナバ回生
回路としても同様に適用できる。更に、ＰＷＭインバ―
タについて説明したが、ＰＷＭコンバ―タにも同様に適
用できることは言うまでもない。

【００６９】図１２は本発明のスナバ回生装置の更に別
の実施例を示す構成図であり、本実施例は多重ＰＷＭ制
御インバ―タに適用したもので、出力１相分について示
したものである。

【００７０】図中、Ｖd はメインの直流電源、ＩＮＶ1
，ＩＮＶ2 はフルブリッジ結線されたＰＷＭ制御イン
バ―タ、ＴＲＯ1 ，ＴＲＯ2 は出力トランス、ＬＯＡＤ
u はＵ相負荷、Ｄo11 〜Ｄo14 ，Ｄo21 〜Ｄo24 は回生
用ダイオ―ド、ＳＵＰ1 ，ＳＵＰ2 は直流定電流源であ
る。

【００７１】第１の直流定電流源ＳＵＰ1 は図１の直流
定電流源ＳＵＰの構成要素にそれぞれ添字１を付したも
のとなり、又第２の直流定電流源ＳＵＰ2 は図１の直流
定電流源ＳＵＰの構成要素にそれぞれ添字２を付したも
のとなり、その構成は同一である。

【００７２】第１のインバ―タＩＮＶ1 の出力端子に接
続されたトランスＴＲo1と第２のインバ―タＩＮＶ2 の
出力端子に接続されたトランスＴＲo2はそれぞれ２次側
で直列に接続され、負荷ＬＯＡＤu に電圧Ｖu ＝Ｖu1＋
Ｖu2を供給する。図１３は図１２の装置のＰＷＭ制御動
作を説明するためのタイムチャ―トである。

【００７３】Ｘ1 ，Ｘ2 ，Ｙ1 ，Ｙ2 はＰＷＭ制御の搬
送波信号（三角波）で、この４つの信号が９０°ずつず
れている。ＰＷＭ制御の入力信号ｅu とこれらの三角波
を比較し、インバ―タＩＮＶ1 ，ＩＮＶ2 のゲ―ト信号
を作る。即ち、入力信号ｅuと三角波Ｘ1 ，Ｙ1 を比較
することにより、第１のインバ―タＩＮＶ１を構成する
自己消弧素子ＧＴＯ11〜ＧＴＯ14のゲ―ト信号ｇ11，ｇ
12を作る。ｅu ＞Ｘ1 のとき、ｇ11＝１で、ＧＴＯ11：オン（ＧＴ
Ｏ12：オフ）ｅu ≦Ｘ1 のとき、ｇ11＝０で、ＧＴＯ11：オフ（ＧＴ
Ｏ12：オン）ｅu ＞Ｙ1 のとき、ｇ12＝１で、ＧＴＯ14：オン（ＧＴ
Ｏ13：オフ）ｅu ≦Ｙ1 のとき、ｇ12＝０で、ＧＴＯ14：オフ（ＧＴ
Ｏ13：オン）直流電圧Ｖd とした場合、第１のインバ―
タＩＮＶ1 の出力電圧Ｖu1は、ＧＴＯ11とＧＴＯ14がオンのとき、Ｖu1＝＋Ｖd ＧＴＯ12とＧＴＯ13がオンのとき、Ｖu1＝−Ｖd その他のモ―ドでは、Ｖu1＝０となる。出力電圧Ｖu2の平均値も前記入力信号ｅu に比
例する。負荷ＬＯＡＤu には出力トランスＴＲ０1 ，Ｔ
Ｒ０2 を介して、２つのインバ―タＩＮＶ1 ，ＩＮＶ2
の出力電圧の和Ｖu ＝Ｖu1＋Ｖu2が印加される。

【００７４】自己消弧素子ＧＴＯ11〜ＧＴＯ14，ＧＴＯ
21〜ＧＴＯ24の各スイッチング周波数を１ＫＨZ とした
場合、負荷ＬＯＡＤu に印加される電圧Ｖu の等価キャ
リヤ周波数は４ｋＨZ となる。

【００７５】各自己消弧素子ＧＴＯ11〜ＧＴＯ14，ＧＴ
Ｏ21〜ＧＴＯ24にスナバコンデンサＣs11 〜Ｃs14 ，Ｃ
s21 〜Ｃs24 とスナバダイオ―ドＤs11 〜Ｄs14 ，Ｄs2
1 〜Ｄs24 及び回生用ダイオ―ドＤo11 〜Ｄo14 ，Ｄo2
1 〜Ｄo24 を設置し上側ア―ムの回生用ダイオ―ドＤo1
1 ，Ｄo13 ，Ｄo21 ，Ｄo23 は第１の直流定電流源ＳＵ
Ｐ1 に接続し、下側ア―ムの回生用ダイオ―ドＤo12 ，
Ｄo14 ，Ｄo22 ，Ｄo24 は第２の直流定電流源ＳＵＰ2
に接続する。

【００７６】多重ＰＷＭインバ―タでは、自己消弧素子
ＧＴＯ11〜ＧＴＯ14，ＧＴＯ21〜ＧＴＯ24のスイッチン
グタイミングがずれているため、回生用ダイオ―ドを介
して発生される上側電圧Ｖc1及び下側電圧Ｖc2は図１３
の下段に示すようになる。上側電圧Ｖc1は自己消弧素子
ＧＴＯ11，ＧＴＯ13，ＧＴＯ21，ＧＴＯ23がオンになっ
たときに、ピ―ク値Ｖcmの電圧が発生し、時間ΔＴo で
減衰する。２つの素子のオンタイミングが重なった場
合、２つのスナバコンデンサの中で、高い方の電圧が発
生し、同じ電圧になったときに、２つのスナバコンデン
サが並列接続されて放電していく。この並列接続時の放
電時間δの間は電圧の減衰係数が半分になる。

【００７７】自己消弧素子のスイッチング周波数を１Ｋ
ＨZ とした場合、上側の直流定電流源ＳＵＰ１に供給さ
れる電圧Ｖc1パルス周期はＴ＝２５０μsec ＝１／４Ｋ
ＨZとなり、他励コンバ―タの電圧Ｖo は、Ｃs ＝６μ
Ｆ，Ｖcm＝１，３５４Ｖ，Ｉo ＝１００Ａとすると、Ｖo ＝−（１／２）・Ｃs ・Ｖcm ²／（Ｔ・Ｉo ）＝２２０Ｖとなる。下側の直流定電流源ＳＵＰ2 も同様になる。こ
の場合、回路損失が十分小さいとして無視すると、合計
で約４４ＫＷの電力が交流電源ＡＣ―ＳＵＰに回生され
ることになる。図１２は２台のフルブリッジ結線インバ
―タの多重運転で説明したが、その他の多重ＰＷＭ制御
運転でも同様に実施できるものである。

【００７８】

【発明の効果】以上説明のように、本発明のスナバ回生
装置によれば、主回路を構成する自己消弧素子に流れる
電流を増大させることく、且つスナバコンデンサ電圧の
放電時間を十分短くすることが可能となり、自己消弧素
子の最少オン時間を小さくすることができる。その結
果、ＰＷＭ制御の制御範囲が広がり、更に、高いスイッ
チング周波数でも制御できるようになる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のスナバ回生装置の一実施例を示す構成
図。

【図２】［図１］のスナバ回生装置の動作を説明するた
めのタイムチャ―ト。

【図３】［図１］の装置に用いられている直流定電流源
の具体的な構成図。

【図４】［図１］のスナバ回生装置の動作説明のための
等価回路図。

【図５】［図４］の動作波形図。

【図６】本発明のスナバ回生装置に用いられる直流定電
流源の他の実施例の構成図。

【図７】本発明のスナバ回生装置に用いられる直流定電
流源の他の実施例の構成図。

【図８】本発明のスナバ回生装置に用いられる直流定電
流源の他の実施例の構成図。

【図９】本発明のスナバ回生装置の他の実施例を示す構
成図。

【図１０】本発明のスナバ回生装置の更に他の実施例を
示す構成図。

【図１１】［図１０］のスナバ回生装置の動作を説明す
るためのタイムチャ―ト。

【図１２】本発明のスナバ回生装置の更に別の実施例を
示す構成図。

【図１３】［図１２］のスナバ回生装置の動作を説明す
るためのタイムチャ―ト。

【図１４】従来のスナバ回生装置の構成図。

【図１５】「図１４］の従来のスナバ回生装置の動作を
説明するためのタイムチャ―ト。

【図１６】従来のスナバ回生装置の他の例を示す構成
図。

【図１７】従来のスナバ回生装置の更に別の例を示す構
成図。

【符号の説明】

Ｖd ……直流電源ＬA ……アノ―ドリアクトルＧＴＯ ……自己消弧素子ＬＯＡＤ ……負荷ＤF ……フリ―ホイリングダイオ―ドＣs ……スナバコンデンサＤs ……スナバダイオ―ドＤo ……回生用ダイオ―ドＳＵＰ ……直流定電流源ＣＴL ……負荷電流検出器ＣＯＮＴL ……負荷電流制御回路ＡＣ―ＳＵＰ ……交流電源ＴＲ ……トランスＳＳ ……他励サイリスタコンバ―タＬo ……直流リアクトルＣＴo ……電流検出器ＣＯＮＴo ……制御回路ＳＳo ……自励式電流形電力変換器ＣＡＰo ……フィルタコンデンサＣＣ ……ダブルコンバ―タＴＲＨ ……高周波トランスＣＡＰ ……高周波コンデンサＳＳH ……他励コンバ―タＤＣ―ＳＵＰ ……直流電源Ｄ／Ｄ―ＣＯＮ ……ＤＣ／ＤＣコンバ―タＣDC ……直流平滑コンデンサＣＨＯ ……ダブルチョッパ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】チョッパ回路を構成する自己消弧素子に直
列接続されたアノ―ドリアクトルと、前記自己消弧素子
に並列接続されたスナバダイオ―ドとスナバコンデンサ
との直列回路と、前記スナバコンデンサの電圧を放電さ
せる向で前記スナバダイオ―ドとスナバコンデンサとの
接続点に一方の端子が接続された回生用ダイオ―ドと、
前記アノ―ドリアクトルを介して前記回生用ダイオ―ド
のもう一方の端子との間に接続され、前記回生用ダイオ
―ドを介して流れる電流がほぼ一定になるように制御さ
れる回生機能を備えた直流定電流源とを具備したスナバ
回生装置。
【請求項２】前記直流定電流源は、交流電源と、交流側
が前記交流電源に接続され、直流側に直流リアクトルが
設けられる交流／直流電力変換器と、前記直流リアクト
ルに流れる電流が一定になるように前記交流／直流電力
変換器を制御する制御回路で構成されたことを特徴とす
る請求項１に記載のスナバ回生装置。
【請求項３】前記直流定電流源は、交流側が交流電源に
接続され直流側に直流平滑コンデンサを備えた電圧形Ｐ
ＷＭ変換器から成る直流電圧源と、該直流電源に出力側
が接続され入力側に直列に直流リアクトルが接続された
ダブルチョッパ回路と、前記直流リアクトルに流れる電
流が一定になるように前記ダブルチョッパ回路を制御す
る制御回路で構成されたことを特徴とする請求項１に記
載のスナバ回生装置。
【請求項４】チョッパ回路を構成する少くとも２個の同
時にゲ―ト信号が与えられる自己消弧素子の直列回路
と、該直列回路に直列接続されたアノ―ドリアクトル
と、前記それぞれの自己消弧素子に並列接続されたスナ
バダイオ―ドとスナバコンデンサとの直列回路と、該各
スナバコンデンサの電圧を放電させる向で前記スナバダ
イオ―ドとスナバコンデンサとの接続点に一方の端子が
接続され、かつ各々が直列接続された少くとも２個の回
生用ダイオ―ドと、前記アノ―ドリアクトルを介して前
記回生用ダイオ―ドのもう一方の最終端子との間に接続
され、前記回生用ダイオ―ドを介して流れる電流がほぼ
一定になるように制御される回生機能を備えた直流定電
流源とを具備したスナバ回生装置。
【請求項５】両端がそれぞアノ―ドリアクトルを介して
正負母線間に接続される少なくとも２個の直列接続され
た正負一対の自己消弧素子と、該自己消弧素子にそれぞ
れ逆並列接続されたフリ―ホイリングダイオ―ドと、前
記正負一対の自己消弧素子に夫々並列接続されたれたス
ナバダイオ―ドとスナバコンデンサとの直列回路を具備
し、前記正負一対の自己消弧素子の直列接続点から交流
端子を導出した電力変換器において、前記スナバコンデ
ンサの電圧を放電させる向で前記スナバダイオ―ドとス
ナバコンデンサとの接続点に一方の端子が接続された正
負一対の回生用ダイオ―ドと、前記正側回生用ダイオ―
ドのもう一方の端子と、前記正側母線間に接続され、前
記正側回生用ダイオ―ドを介して流れる電流がほぼ一定
になるように制御される回生機能を備えた正側の直流定
電流源と、前記負側回生用ダイオ―ドのもう一方の端子
と、前記負側母線間に接続され、前記負側回生用ダイオ
―ドを介して流れる電流がほぼ一定になるように制御さ
れる回生機能を備えた負側の直流定電流源とを具備した
スナバ回生装置。