JPH0746154A - スペクトル拡散変調及び／又は復調装置 - Google Patents
スペクトル拡散変調及び／又は復調装置Info
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- JPH0746154A JPH0746154A JP5208893A JP20889393A JPH0746154A JP H0746154 A JPH0746154 A JP H0746154A JP 5208893 A JP5208893 A JP 5208893A JP 20889393 A JP20889393 A JP 20889393A JP H0746154 A JPH0746154 A JP H0746154A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＳＳ復調における同期保持動作等の改善。
【構成】 ＳＳ変調装置にはＰＮＧ(3）と、ＰＮＧから
の拡散符号をτ時間遅延する遅延手段(4）と、遅延拡散
符号で情報を拡散変調する拡散変調手段(X1)と、拡散変
調出力を第１のキャリヤ信号で変調する第１のキャリヤ
変調手段(X2)と、上記拡散符号を第２のキャリヤ信号で
変調する第２のキャリヤ変調手段(X3)と、第１及び第２
のキャリヤ変調信号を加算して複合スペクトル拡散変調
波信号を出力する加算器（Σ1)とを備え、ＳＳ復調装置
には、入力した複合ＳＳ変調波信号を利得制御するＶＣ
Ａ23と、ＶＣＡ23からの出力信号を第１及び第２のキャ
リヤ変調信号に分離する櫛歯フィルタ24と、第２のキャ
リヤ変調信号を入力して同期保持を行うと共に上記ＶＣ
Ａ23への制御用信号を生成するＤＬＬ26と、ＤＬＬ内の
ＰＮＧ(51)からの拡散符号にて第１のキャリヤ変調信号
を逆拡散復調する逆拡散復調手段X4とを備えた。
の拡散符号をτ時間遅延する遅延手段(4）と、遅延拡散
符号で情報を拡散変調する拡散変調手段(X1)と、拡散変
調出力を第１のキャリヤ信号で変調する第１のキャリヤ
変調手段(X2)と、上記拡散符号を第２のキャリヤ信号で
変調する第２のキャリヤ変調手段(X3)と、第１及び第２
のキャリヤ変調信号を加算して複合スペクトル拡散変調
波信号を出力する加算器（Σ1)とを備え、ＳＳ復調装置
には、入力した複合ＳＳ変調波信号を利得制御するＶＣ
Ａ23と、ＶＣＡ23からの出力信号を第１及び第２のキャ
リヤ変調信号に分離する櫛歯フィルタ24と、第２のキャ
リヤ変調信号を入力して同期保持を行うと共に上記ＶＣ
Ａ23への制御用信号を生成するＤＬＬ26と、ＤＬＬ内の
ＰＮＧ(51)からの拡散符号にて第１のキャリヤ変調信号
を逆拡散復調する逆拡散復調手段X4とを備えた。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散変調及び
／又は復調装置に係り、特に、スペクトル拡散復調にお
いて、弱入力時でも安定に同期保持ができ、且つＳ／Ｎ
の良好な逆拡散復調が行なえるスペクトル拡散変調及び
／又は復調装置に関する。
／又は復調装置に係り、特に、スペクトル拡散復調にお
いて、弱入力時でも安定に同期保持ができ、且つＳ／Ｎ
の良好な逆拡散復調が行なえるスペクトル拡散変調及び
／又は復調装置に関する。
【０００２】
【技術的背景】スペクトル拡散（以下“ＳＳ”と記す）
通信方式の実用化が、最近各方面に亙って進められてい
る中で、各応用分野における技術レベルの向上に対する
追求のみならず、ＳＳ方式の基本性能を一層向上しよう
とする研究も続けられている。その中で、ＳＳ同期保持
能力を限界まで高めようとする追求も見逃せないテーマ
であり、本発明の目的でもある。かかる研究開発はＳＳ
方式の基本性能を確実に向上できるため、期待の大きい
テーマである。
通信方式の実用化が、最近各方面に亙って進められてい
る中で、各応用分野における技術レベルの向上に対する
追求のみならず、ＳＳ方式の基本性能を一層向上しよう
とする研究も続けられている。その中で、ＳＳ同期保持
能力を限界まで高めようとする追求も見逃せないテーマ
であり、本発明の目的でもある。かかる研究開発はＳＳ
方式の基本性能を確実に向上できるため、期待の大きい
テーマである。
【０００３】
【従来の技術】ＳＳ（通信）方式において復調側に設け
られるＤＬＬ（遅延ロックループ）型同期保持装置は、
ＳＳ復調における基本的に必要な装置であり、その同期
保持性能は、入力されるＳＳ信号の情報速度で求まる逆
拡散復調周波数帯域幅（アームフィルタ伝送帯域幅）で
のＣ／Ｎ（キャリヤ電力と雑音電力の比）でほぼ定ま
る。
られるＤＬＬ（遅延ロックループ）型同期保持装置は、
ＳＳ復調における基本的に必要な装置であり、その同期
保持性能は、入力されるＳＳ信号の情報速度で求まる逆
拡散復調周波数帯域幅（アームフィルタ伝送帯域幅）で
のＣ／Ｎ（キャリヤ電力と雑音電力の比）でほぼ定ま
る。
【０００４】即ち、ＤＬＬ型同期保持装置に含まれる相
関器からの逆拡散出力（相関検波出力）より必要情報帯
域のみ伝送するアームフィルタを介してループの誤差成
分を検出しているから、情報速度が高ければ高いほどア
ームフィルタの情報通過帯域が広がり、結果的にＣ／Ｎ
は下ってしまうため、ＳＳ同期保持性能は低下すことに
なる。つまり、ＳＳ同期保持性能は情報速度に依存す
る。このように、ＳＳ方式における同期保持性能は原理
的にＳＳ方式のプロセス利得Ｇｐで決まる。なおＧｐ
は、ＳＳ信号の周波数帯域幅ＢＷと、情報速度Ｒｉとに
より、次式の如く求められる。 Ｇｐ＝ＢＷ／Ｒｉ …………………(1)
関器からの逆拡散出力（相関検波出力）より必要情報帯
域のみ伝送するアームフィルタを介してループの誤差成
分を検出しているから、情報速度が高ければ高いほどア
ームフィルタの情報通過帯域が広がり、結果的にＣ／Ｎ
は下ってしまうため、ＳＳ同期保持性能は低下すことに
なる。つまり、ＳＳ同期保持性能は情報速度に依存す
る。このように、ＳＳ方式における同期保持性能は原理
的にＳＳ方式のプロセス利得Ｇｐで決まる。なおＧｐ
は、ＳＳ信号の周波数帯域幅ＢＷと、情報速度Ｒｉとに
より、次式の如く求められる。 Ｇｐ＝ＢＷ／Ｒｉ …………………(1)
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】従来のＳＳ復調装置に
おける同期保持装置の同期保持性能は、ＳＳ方式のプロ
セス利得Ｇｐ以上にはならないため、入力ＳＳ信号のレ
ベルが低ければ低い程Ｃ／Ｎが下り、干渉波を含む雑音
Ｎによる相関雑音レベルが逆拡散出力レベルに近付くに
従って同期保持動作の維持が困難となり、同期外れが起
こり、ＳＳ復調が停止してしまうという問題がある。ま
た、同期維持範囲内であっても、相関雑音による拡散符
号のジッター増によって、ＳＳ復調における復調信号の
Ｓ／Ｎも悪化する等の基本的性能の限界が存在する。従
って、ＳＳ同期保持が従来よりも改善できる装置の出現
が待望されている。
おける同期保持装置の同期保持性能は、ＳＳ方式のプロ
セス利得Ｇｐ以上にはならないため、入力ＳＳ信号のレ
ベルが低ければ低い程Ｃ／Ｎが下り、干渉波を含む雑音
Ｎによる相関雑音レベルが逆拡散出力レベルに近付くに
従って同期保持動作の維持が困難となり、同期外れが起
こり、ＳＳ復調が停止してしまうという問題がある。ま
た、同期維持範囲内であっても、相関雑音による拡散符
号のジッター増によって、ＳＳ復調における復調信号の
Ｓ／Ｎも悪化する等の基本的性能の限界が存在する。従
って、ＳＳ同期保持が従来よりも改善できる装置の出現
が待望されている。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、まずＳＳ変調装置は、クロック信号を入力
して第１の拡散符号を生成する拡散符号発生器(3）と、
この拡散符号をτ時間遅延して第２の拡散符号を得る遅
延手段(4）と、第２の拡散符号により情報信号を拡散変
調する拡散変調手段（乗算器Ｘ1)と、拡散変調手段から
の拡散変調出力を第１のキャリヤ信号により変調する第
１のキャリヤ変調手段（乗算器Ｘ2)と、第１の拡散符号
を第２のキャリヤ信号により変調する第２のキャリヤ変
調手段（乗算器Ｘ3)と、これら第１，第２のキャリヤ変
調手段により夫々得られた第１及び第２のキャリヤ変調
信号を加算して複合スペクトル拡散変調波信号を出力す
る加算手段（加算器Σ1)とを備えている。
するために、まずＳＳ変調装置は、クロック信号を入力
して第１の拡散符号を生成する拡散符号発生器(3）と、
この拡散符号をτ時間遅延して第２の拡散符号を得る遅
延手段(4）と、第２の拡散符号により情報信号を拡散変
調する拡散変調手段（乗算器Ｘ1)と、拡散変調手段から
の拡散変調出力を第１のキャリヤ信号により変調する第
１のキャリヤ変調手段（乗算器Ｘ2)と、第１の拡散符号
を第２のキャリヤ信号により変調する第２のキャリヤ変
調手段（乗算器Ｘ3)と、これら第１，第２のキャリヤ変
調手段により夫々得られた第１及び第２のキャリヤ変調
信号を加算して複合スペクトル拡散変調波信号を出力す
る加算手段（加算器Σ1)とを備えている。
【０００７】一方、ＳＳ復調装置は、スペクトル拡散変
調装置からの複合スペクトル拡散変調波信号を入力して
所定範囲のレベルに利得調整する自動利得制御回路(23)
と、自動利得制御回路からの出力信号を前記第１のキャ
リヤ変調信号と第２のキャリヤ変調信号とに分離する櫛
歯フィルタ(24)と、分離された第２のキャリヤ変調信号
を入力して同期保持を行うと共に自動利得制御回路への
制御用信号を生成して供給する同期保持回路(26)と、同
期保持回路にて得られた復調用拡散符号を用いて第１の
キャリヤ変調信号を逆拡散復調する逆拡散復調手段（乗
算器Ｘ4)とを少なくとも備えて構成したものである。
調装置からの複合スペクトル拡散変調波信号を入力して
所定範囲のレベルに利得調整する自動利得制御回路(23)
と、自動利得制御回路からの出力信号を前記第１のキャ
リヤ変調信号と第２のキャリヤ変調信号とに分離する櫛
歯フィルタ(24)と、分離された第２のキャリヤ変調信号
を入力して同期保持を行うと共に自動利得制御回路への
制御用信号を生成して供給する同期保持回路(26)と、同
期保持回路にて得られた復調用拡散符号を用いて第１の
キャリヤ変調信号を逆拡散復調する逆拡散復調手段（乗
算器Ｘ4)とを少なくとも備えて構成したものである。
【０００８】
【実施例】本発明のＳＳ変調及び／又は復調装置の一実
施例について、図１等を参照し乍ら説明する。図１は本
発明になるＳＳ変調装置１０のブロック構成図であり、
図中、３は拡散符号発生器、４は遅延回路、Ｘ1 〜Ｘ3
は乗算器（相関器）、Σ1は加算器、ψ1 はＢＰＦ（帯
域濾波器）、Ａ1 は送信アンテナである。
施例について、図１等を参照し乍ら説明する。図１は本
発明になるＳＳ変調装置１０のブロック構成図であり、
図中、３は拡散符号発生器、４は遅延回路、Ｘ1 〜Ｘ3
は乗算器（相関器）、Σ1は加算器、ψ1 はＢＰＦ（帯
域濾波器）、Ａ1 は送信アンテナである。
【０００９】かかる構成のＳＳ変調装置１０において、
情報入力端子In1 を介して、図示しない情報源より情報
ｄ(t）が拡散変調用乗算器Ｘ1 に供給されている。一
方、入力端子In2 を介して、図示しないクロック発生器
よりクロック信号Ｃ(t）が拡散符号発生器３に供給さ
れ、ここで拡散符号Ｐ(t）を生成して乗算器Ｘ3 及び遅
延回路４に供給している。遅延回路４の遅延時間τは、
拡散符号のチップレートより選ばれ、拡散符号長（拡散
符号の周期）Ｌ以内に決められる。遅延回路４からはＰ
(t−τ）なる拡散符号が出力され、乗算器Ｘ1 に供給さ
れてここで情報ｄ(t）を拡散変調し、ｄ(t）Ｐ(t−τ）
なる拡散変調信号を乗算器Ｘ2 に出力する。
情報入力端子In1 を介して、図示しない情報源より情報
ｄ(t）が拡散変調用乗算器Ｘ1 に供給されている。一
方、入力端子In2 を介して、図示しないクロック発生器
よりクロック信号Ｃ(t）が拡散符号発生器３に供給さ
れ、ここで拡散符号Ｐ(t）を生成して乗算器Ｘ3 及び遅
延回路４に供給している。遅延回路４の遅延時間τは、
拡散符号のチップレートより選ばれ、拡散符号長（拡散
符号の周期）Ｌ以内に決められる。遅延回路４からはＰ
(t−τ）なる拡散符号が出力され、乗算器Ｘ1 に供給さ
れてここで情報ｄ(t）を拡散変調し、ｄ(t）Ｐ(t−τ）
なる拡散変調信号を乗算器Ｘ2 に出力する。
【００１０】また、入力端子In3 からは、図示しないキ
ャリヤ信号発生器からの第１のキャリヤ信号 cosω1 ｔ
が乗算器（ミキサー）Ｘ2 に供給されるので、乗算器Ｘ
2 からのミキシング出力信号であるＳＳ変調波信号Ｓ1
(t）は、 Ｓ1 (t）＝Ｐ(t−τ）ｄ(t)cosω1 ｔ ………………………(2) となる。即ちこれは１次変調としての２相ＰＳＫ(Phase
shift keying)変調である。
ャリヤ信号発生器からの第１のキャリヤ信号 cosω1 ｔ
が乗算器（ミキサー）Ｘ2 に供給されるので、乗算器Ｘ
2 からのミキシング出力信号であるＳＳ変調波信号Ｓ1
(t）は、 Ｓ1 (t）＝Ｐ(t−τ）ｄ(t)cosω1 ｔ ………………………(2) となる。即ちこれは１次変調としての２相ＰＳＫ(Phase
shift keying)変調である。
【００１１】即ち、乗算器Ｘ3 へは入力端子In4 からキ
ャリヤ信号発生器（図示せず）から第２のキャリヤ信号
cosω2 ｔが供給されて、上記拡散符号Ｐ(t) との乗算
が行われる。従って、その乗算出力信号である符号変調
波信号Ｓ2 (t) は、 Ｓ2 (t) ＝Ｐ(t)cosω2 ｔ ………………………(3) となり、加算器Σ1 に上記ＳＳ変調波信号Ｓ1 (t）共々
供給されて加算される。これにより、加算出力信号は次
式の如き複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t) となる。
ャリヤ信号発生器（図示せず）から第２のキャリヤ信号
cosω2 ｔが供給されて、上記拡散符号Ｐ(t) との乗算
が行われる。従って、その乗算出力信号である符号変調
波信号Ｓ2 (t) は、 Ｓ2 (t) ＝Ｐ(t)cosω2 ｔ ………………………(3) となり、加算器Σ1 に上記ＳＳ変調波信号Ｓ1 (t）共々
供給されて加算される。これにより、加算出力信号は次
式の如き複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t) となる。
【００１２】 Ｓ(t) ＝Ｐ(t−τ）ｄ(t)cosω1 ｔ＋Ｐ(t)cosω2 ｔ…………(4) なお、両キャリヤ信号 cosω1 ｔと cosω2 ｔにおける
各キャリヤ周波数ｆ1とｆ2 （ω1 ＝２πｆ1 ，ω2 ＝
２πｆ2 ）との差は、拡散符号のクロック基本周波数Ｃ
F を拡散符号長Ｌで割って得られた周波数に決められ
る。即ち、 ｆ2 −ｆ1 ＝ＣF ／（２Ｌ） ………………………(5) となる。これにより、複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t) の周波
数スペクトルは図４に示すようなものとなり、かかる複
合ＳＳ変調波信号Ｓ(t) はＢＰＦ（帯域濾波器）ψ1 を
介して送信アンテナＡ1 より出力される。なお、図４の
(II)はそのメインローブを示し、同図(I) はその主要部
を拡大して示している。また同図(I) において、−Scn,
Scn は符号変調波信号Ｓ2 (t) のスペクトル，−Sdn,Sd
n はＳＳ変調波信号Ｓ1 (t) のスペクトル（いずれもｎ
は整数）である。
各キャリヤ周波数ｆ1とｆ2 （ω1 ＝２πｆ1 ，ω2 ＝
２πｆ2 ）との差は、拡散符号のクロック基本周波数Ｃ
F を拡散符号長Ｌで割って得られた周波数に決められ
る。即ち、 ｆ2 −ｆ1 ＝ＣF ／（２Ｌ） ………………………(5) となる。これにより、複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t) の周波
数スペクトルは図４に示すようなものとなり、かかる複
合ＳＳ変調波信号Ｓ(t) はＢＰＦ（帯域濾波器）ψ1 を
介して送信アンテナＡ1 より出力される。なお、図４の
(II)はそのメインローブを示し、同図(I) はその主要部
を拡大して示している。また同図(I) において、−Scn,
Scn は符号変調波信号Ｓ2 (t) のスペクトル，−Sdn,Sd
n はＳＳ変調波信号Ｓ1 (t) のスペクトル（いずれもｎ
は整数）である。
【００１３】次に、本発明になるＳＳ復調装置の一実施
例について、図２以降を参照し乍ら説明する。図２はＳ
Ｓ復調装置２０のブロック構成図であり、図中、Ａ2 は
受信アンテナ、ψ2,ψ3 はＢＰＦ、２３は電圧制御増幅
器（ＶＣＡ）、２４は櫛歯フィルタ（ＣＦ）、２６はＤ
ＬＬ（遅延ロックループ）型同期保持回路、５は時間遅
延回路（遅延量＝τ）、２８は応答時定数回路、Ｘ4 は
乗算器（相関器）、３０は２相ＰＳＫ復調などの１次復
調を行なう１次復調回路である。
例について、図２以降を参照し乍ら説明する。図２はＳ
Ｓ復調装置２０のブロック構成図であり、図中、Ａ2 は
受信アンテナ、ψ2,ψ3 はＢＰＦ、２３は電圧制御増幅
器（ＶＣＡ）、２４は櫛歯フィルタ（ＣＦ）、２６はＤ
ＬＬ（遅延ロックループ）型同期保持回路、５は時間遅
延回路（遅延量＝τ）、２８は応答時定数回路、Ｘ4 は
乗算器（相関器）、３０は２相ＰＳＫ復調などの１次復
調を行なう１次復調回路である。
【００１４】遅延回路５は逆拡散復調用の拡散符号を、
前記変調装置側の拡散変調用拡散符号に時間的タイミン
グを一致させるための回路である。なお、通常のＳＳ通
信機には、かかるＳＳ復調装置２０と前記図１に示した
ＳＳ変調装置１０の両方を備えており、従って図１の拡
散符号発生器３と後述の拡散符号発生器５１，及びアン
テナＡ1 とＡ2 は夫々兼用されることになる。
前記変調装置側の拡散変調用拡散符号に時間的タイミン
グを一致させるための回路である。なお、通常のＳＳ通
信機には、かかるＳＳ復調装置２０と前記図１に示した
ＳＳ変調装置１０の両方を備えており、従って図１の拡
散符号発生器３と後述の拡散符号発生器５１，及びアン
テナＡ1 とＡ2 は夫々兼用されることになる。
【００１５】図３はＤＬＬ型同期保持回路（以下“ＤＬ
Ｌ”と略記する）２６の具体的なブロック構成図であ
り、図中、Ｘ5,Ｘ6 は乗算器、ψ4,ψ5 はＢＰＦ（アー
ムフィルタ）、Σ2 は加算器、Σ6 は減算器、４６，４
７は包絡線検出回路、４９はループフィルタ（ＬＦ）、
５０はＶＣＯ（電圧制御発振器）、５１は拡散符号発生
器である。
Ｌ”と略記する）２６の具体的なブロック構成図であ
り、図中、Ｘ5,Ｘ6 は乗算器、ψ4,ψ5 はＢＰＦ（アー
ムフィルタ）、Σ2 は加算器、Σ6 は減算器、４６，４
７は包絡線検出回路、４９はループフィルタ（ＬＦ）、
５０はＶＣＯ（電圧制御発振器）、５１は拡散符号発生
器である。
【００１６】また、図５は図２における櫛歯フィルタ２
４の具体的構成の一例を示す回路（ブロック）図であ
り、図中、６はτP なる拡散符号の１周期時間（符号
長）の遅延を付与する遅延回路、Σ3 は加算器、Σ7 は
減算器である。
４の具体的構成の一例を示す回路（ブロック）図であ
り、図中、６はτP なる拡散符号の１周期時間（符号
長）の遅延を付与する遅延回路、Σ3 は加算器、Σ7 は
減算器である。
【００１７】かかる構成のＳＳ復調装置２０において、
受信アンテナＡ2 より受信された複合ＳＳ変調波信号
は、ＢＰＦψ2 を介して自動利得制御回路であるＶＣＡ
（電圧制御増幅器）２３に供給され、ここで複合ＳＳ変
調波信号の振幅をほぼ一定に制御される。かかる利得制
御された複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t) は、櫛歯フィルタ２
４に供給されて、信号を分離される。
受信アンテナＡ2 より受信された複合ＳＳ変調波信号
は、ＢＰＦψ2 を介して自動利得制御回路であるＶＣＡ
（電圧制御増幅器）２３に供給され、ここで複合ＳＳ変
調波信号の振幅をほぼ一定に制御される。かかる利得制
御された複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t) は、櫛歯フィルタ２
４に供給されて、信号を分離される。
【００１８】ここで、櫛歯フィルタ２４の具体的な動作
について、図５及び図６を併せ参照して説明する。図６
は上記図５の回路のフィルタリング特性である。なお、
入力端子In6 にはＶＣＡ２３からの複合ＳＳ変調波信号
が与えられるが、便宜上、入力信号を sinωｔとして説
明する。
について、図５及び図６を併せ参照して説明する。図６
は上記図５の回路のフィルタリング特性である。なお、
入力端子In6 にはＶＣＡ２３からの複合ＳＳ変調波信号
が与えられるが、便宜上、入力信号を sinωｔとして説
明する。
【００１９】かかる入力信号 sinωｔは、加算器Σ3 と
減算器Σ7(正入力端子）に供給されると共に、遅延回路
６にてτP 時間遅延されて sinω(t−τP ）となった
後、加算器Σ3 と減算器Σ7(負入力端子）に供給され
る。従って、加算器Σ3 の出力は｜cos(ωτP ／２）｜
となり、同図６の(C）の波形となる。一方、減算器Σ7
における引算出力は｜sin(ωτP ／２）｜となり、図６
の(C）の波形となる。
減算器Σ7(正入力端子）に供給されると共に、遅延回路
６にてτP 時間遅延されて sinω(t−τP ）となった
後、加算器Σ3 と減算器Σ7(負入力端子）に供給され
る。従って、加算器Σ3 の出力は｜cos(ωτP ／２）｜
となり、同図６の(C）の波形となる。一方、減算器Σ7
における引算出力は｜sin(ωτP ／２）｜となり、図６
の(C）の波形となる。
【００２０】このような伝達特性の櫛歯フィルタ２４に
複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t）が供給されると、遅延回路６
の出力(B）は、 Ｓ(t−τP ）＝Ｐ(t−τ−τP ）ｄ(t−τP )cosω1 (t−τP ） ＋Ｐ(t−τP )cosω2 (t−τP ） ………………………(6) となる。ここで、τP の遅延時間は拡散符号の１周期時
間なので、τP でキャリヤ信号 cosω2 ｔが逆相になっ
て、遅延複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t−τP ）は、 Ｓ(t−τP ）＝Ｐ(t−τ）ｄ(t−τP )cosω1 ｔ−Ｐ(t)cosω2 ｔ………(7) となる。
複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t）が供給されると、遅延回路６
の出力(B）は、 Ｓ(t−τP ）＝Ｐ(t−τ−τP ）ｄ(t−τP )cosω1 (t−τP ） ＋Ｐ(t−τP )cosω2 (t−τP ） ………………………(6) となる。ここで、τP の遅延時間は拡散符号の１周期時
間なので、τP でキャリヤ信号 cosω2 ｔが逆相になっ
て、遅延複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t−τP ）は、 Ｓ(t−τP ）＝Ｐ(t−τ）ｄ(t−τP )cosω1 ｔ−Ｐ(t)cosω2 ｔ………(7) となる。
【００２１】従って、加算器Σ3 の出力信号Ｓ(t）＋Ｓ
(t−τP ）は、 Ｓ(t）＋Ｓ(t−τP ）＝２Ｐ(t−τ){ｄ(t)+ｄ(t−τP )} cosω1 ｔ……(8) となり、減算器Σ7 からの引算信号Ｓ(t）−Ｓ(t−
τP ）は、 Ｓ(t）−Ｓ(t−τP ） ＝２Ｐ(t)cosω2 ｔ−｛ｄ(t)-ｄ(t−τP )}Ｐ(t−τ)cosω1 ｔ………(9) となる。ここで、｛ｄ(t)-ｄ(t−τP )}《１とすれば、
Ｓ(t）−Ｓ(t−τP ）は２Ｐ(t)cosω2 ｔに近似的に等
しくなる。
(t−τP ）は、 Ｓ(t）＋Ｓ(t−τP ）＝２Ｐ(t−τ){ｄ(t)+ｄ(t−τP )} cosω1 ｔ……(8) となり、減算器Σ7 からの引算信号Ｓ(t）−Ｓ(t−
τP ）は、 Ｓ(t）−Ｓ(t−τP ） ＝２Ｐ(t)cosω2 ｔ−｛ｄ(t)-ｄ(t−τP )}Ｐ(t−τ)cosω1 ｔ………(9) となる。ここで、｛ｄ(t)-ｄ(t−τP )}《１とすれば、
Ｓ(t）−Ｓ(t−τP ）は２Ｐ(t)cosω2 ｔに近似的に等
しくなる。
【００２２】このようにして、櫛歯フィルタ２４から
は、複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t）が、ＳＳ変調波信号Ｓ1
(t）と符号変調波信号Ｓ2 (t）とに分離されて出力され
る。なお、(8）式における情報分｛ｄ(t）＋ｄ(t−
τP )}は、元の情報ｄ(t）に比べると少し変形している
ように見えるが、遅延時間τP を情報の１ビット時間に
比べて短く選ぶと、元の情報ｄ(t）に近似できるように
なる。
は、複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t）が、ＳＳ変調波信号Ｓ1
(t）と符号変調波信号Ｓ2 (t）とに分離されて出力され
る。なお、(8）式における情報分｛ｄ(t）＋ｄ(t−
τP )}は、元の情報ｄ(t）に比べると少し変形している
ように見えるが、遅延時間τP を情報の１ビット時間に
比べて短く選ぶと、元の情報ｄ(t）に近似できるように
なる。
【００２３】ところで、櫛歯フィルタは前記図５の構成
に限定されるものではなく、フィルタの選択度特性をシ
ャープにしたい場合には、図７の回路（ブロック）図の
ように構成される。図７中、７は遅延時間τP なる遅延
回路、Ｋは減衰器、Σ4,Σ5は共に加算器であり、減衰
器Ｋの係数ｋ＝0.9 としたときのフィルタリング特性を
図８に示す。かかる構成の巡回型櫛歯フィルタ24′を符
号変調波信号Ｓ2 (t）の検出に用いると、図８から分る
ように、帯域内に混入する雑音成分や妨害成分を、図６
の特性に比べてかなり除去することが可能となる。な
お、図８においては、縦軸を (a)は対数目盛り,(b)はリ
ニヤ目盛りで夫々示している。このようにして分離され
た符号変調波信号Ｓ2 (t）は、図２のＤＬＬ（遅延ロッ
クループ）２６に供給される。
に限定されるものではなく、フィルタの選択度特性をシ
ャープにしたい場合には、図７の回路（ブロック）図の
ように構成される。図７中、７は遅延時間τP なる遅延
回路、Ｋは減衰器、Σ4,Σ5は共に加算器であり、減衰
器Ｋの係数ｋ＝0.9 としたときのフィルタリング特性を
図８に示す。かかる構成の巡回型櫛歯フィルタ24′を符
号変調波信号Ｓ2 (t）の検出に用いると、図８から分る
ように、帯域内に混入する雑音成分や妨害成分を、図６
の特性に比べてかなり除去することが可能となる。な
お、図８においては、縦軸を (a)は対数目盛り,(b)はリ
ニヤ目盛りで夫々示している。このようにして分離され
た符号変調波信号Ｓ2 (t）は、図２のＤＬＬ（遅延ロッ
クループ）２６に供給される。
【００２４】次に、ＤＬＬ２６における具体的な信号処
理について、図３に沿って説明する。上記符号変調波信
号Ｓ2 (t）は、前記櫛歯フィルタ２４より入力端子In4
を介して相関用乗算器Ｘ5,Ｘ6 に供給される。一方、Ｐ
ＮＧ（拡散符号発生器）５１より、乗算器Ｘ5 にはΔ/2
時間進んだ拡散符号Ｐ(t−τ0 ＋Δ/2）が，乗算器Ｘ6
にはΔ/2時間遅れた拡散符号Ｐ(t−τ0 −Δ/2）が夫々
供給されている｛但し、τ0 は前記送信側での拡散符号
Ｐ(t）に対する遅延時間の推定量｝。乗算器Ｘ5 及びＸ
6 の相関（乗算）出力は、夫々Ｒp(τ0 −Δ/2)cosω2
ｔ及びＲp(τ0＋Δ/2)cosω2 ｔとなって、夫々ＢＰＦ
ψ4,ψ5 に供給される。
理について、図３に沿って説明する。上記符号変調波信
号Ｓ2 (t）は、前記櫛歯フィルタ２４より入力端子In4
を介して相関用乗算器Ｘ5,Ｘ6 に供給される。一方、Ｐ
ＮＧ（拡散符号発生器）５１より、乗算器Ｘ5 にはΔ/2
時間進んだ拡散符号Ｐ(t−τ0 ＋Δ/2）が，乗算器Ｘ6
にはΔ/2時間遅れた拡散符号Ｐ(t−τ0 −Δ/2）が夫々
供給されている｛但し、τ0 は前記送信側での拡散符号
Ｐ(t）に対する遅延時間の推定量｝。乗算器Ｘ5 及びＸ
6 の相関（乗算）出力は、夫々Ｒp(τ0 −Δ/2)cosω2
ｔ及びＲp(τ0＋Δ/2)cosω2 ｔとなって、夫々ＢＰＦ
ψ4,ψ5 に供給される。
【００２５】ＢＰＦψ4,ψ5 に供給される相関出力信号
はキャリヤ信号成分のみで、情報成分は存在しないの
で、ＢＰＦψ4,ψ5 として狭帯域通過特性の帯域濾波器
が使用できる。これらのＢＰＦψ4,ψ5 を伝送した相関
出力成分は、夫々包絡線検出回路４６，４７に供給され
て相関出力，即ちキャリヤ信号の包絡線が検出される。
更に、両包絡線出力は減算器Σ6 の正負各入力端子に供
給されて誤差信号（差信号）Ｅ（τ）に変換される。
はキャリヤ信号成分のみで、情報成分は存在しないの
で、ＢＰＦψ4,ψ5 として狭帯域通過特性の帯域濾波器
が使用できる。これらのＢＰＦψ4,ψ5 を伝送した相関
出力成分は、夫々包絡線検出回路４６，４７に供給され
て相関出力，即ちキャリヤ信号の包絡線が検出される。
更に、両包絡線出力は減算器Σ6 の正負各入力端子に供
給されて誤差信号（差信号）Ｅ（τ）に変換される。
【００２６】従って、この誤差信号Ｅ（τ）は（τ0 −
Δ/2）と（τ0 ＋Δ/2）との差の成分となって、ノイズ
成分を除去するループフィルタ（ＬＦ）４９を介してＶ
ＣＯ（電圧制御発振器）５０に供給され、その発振周波
数を制御（レベルの大きさに応じて変化）する。そして
このＶＣＯ５０の発振出力をＰＮＧ（拡散符号発生器）
５１はクロック信号として入力して、３種類の拡散符号
Ｐ(t−τ0 ),Ｐ(t−τ0 −Δ/2),Ｐ(t−τ0 ＋Δ/2）を
生成し、このうち第２，第３の拡散符号を夫々乗算器Ｘ
5 及びＸ6 に出力している。
Δ/2）と（τ0 ＋Δ/2）との差の成分となって、ノイズ
成分を除去するループフィルタ（ＬＦ）４９を介してＶ
ＣＯ（電圧制御発振器）５０に供給され、その発振周波
数を制御（レベルの大きさに応じて変化）する。そして
このＶＣＯ５０の発振出力をＰＮＧ（拡散符号発生器）
５１はクロック信号として入力して、３種類の拡散符号
Ｐ(t−τ0 ),Ｐ(t−τ0 −Δ/2),Ｐ(t−τ0 ＋Δ/2）を
生成し、このうち第２，第３の拡散符号を夫々乗算器Ｘ
5 及びＸ6 に出力している。
【００２７】即ち、以上のＬＦ４９，ＶＣＯ５０，ＰＮ
Ｇ５１，乗算器Ｘ5,Ｘ6;ＢＰＦψ4,ψ5;包絡線検出回路
４６，４７及び減算器Σ6 は一巡の負饋還回路である遅
延ロックループを形成しているわけであり、図９にその
自己相関関数特性を示す。
Ｇ５１，乗算器Ｘ5,Ｘ6;ＢＰＦψ4,ψ5;包絡線検出回路
４６，４７及び減算器Σ6 は一巡の負饋還回路である遅
延ロックループを形成しているわけであり、図９にその
自己相関関数特性を示す。
【００２８】また、ＰＮＧ５１からの拡散符号Ｐ(t−τ
0 ）は、前記図２の遅延回路５に出力され、ここでτ時
間遅延されてＰ(t−τ0 −τ）となって、前記逆拡散復
調用の乗算器Ｘ4 に、前記櫛歯フィルタ２４からのＳＳ
変調波信号Ｓ1 (t）と共に供給される。従って、乗算器
Ｘ4 からの逆拡散出力ＳD (t）は、 ＳD (t）＝Ｒp(τ0 ){ｄ(t）＋ｄ(t−τP )} cosω2 ｔ ……………… (10) となり、ＢＰＦψ3 で不要な周波数帯域成分を除去した
後、１次（２相ＰＳＫ）復調回路３０に供給され、ここ
で復調されて出力端子Out1より復調情報｛ｄ(t）−ｄ(t
−τ0 )}が出力される。
0 ）は、前記図２の遅延回路５に出力され、ここでτ時
間遅延されてＰ(t−τ0 −τ）となって、前記逆拡散復
調用の乗算器Ｘ4 に、前記櫛歯フィルタ２４からのＳＳ
変調波信号Ｓ1 (t）と共に供給される。従って、乗算器
Ｘ4 からの逆拡散出力ＳD (t）は、 ＳD (t）＝Ｒp(τ0 ){ｄ(t）＋ｄ(t−τP )} cosω2 ｔ ……………… (10) となり、ＢＰＦψ3 で不要な周波数帯域成分を除去した
後、１次（２相ＰＳＫ）復調回路３０に供給され、ここ
で復調されて出力端子Out1より復調情報｛ｄ(t）−ｄ(t
−τ0 )}が出力される。
【００２９】次に、ＶＣＡ（電圧制御増幅器）２３に制
御信号を供給するための自動利得制御用信号の生成動作
について、前記図２，図３及び図５を併せ参照して説明
する。まず、ＶＣＡ２３の出力をＣＦ２４にて前記の如
く分離して図５の減算器Σ7及び図３の入力端子In4 を
介して乗算器Ｘ5,Ｘ6 に供給する。両乗算器Ｘ5,Ｘ6に
て前記の如くＰＮＧ５１からの２種類の拡散符号(a),
(b) で夫々相関を取り、更にＢＰＦψ4,ψ5 で所望の周
波数成分を選択的に伝送して夫々包絡線検出回路４６，
４７に供給してキャリヤ信号の包絡線を検出する。
御信号を供給するための自動利得制御用信号の生成動作
について、前記図２，図３及び図５を併せ参照して説明
する。まず、ＶＣＡ２３の出力をＣＦ２４にて前記の如
く分離して図５の減算器Σ7及び図３の入力端子In4 を
介して乗算器Ｘ5,Ｘ6 に供給する。両乗算器Ｘ5,Ｘ6に
て前記の如くＰＮＧ５１からの２種類の拡散符号(a),
(b) で夫々相関を取り、更にＢＰＦψ4,ψ5 で所望の周
波数成分を選択的に伝送して夫々包絡線検出回路４６，
４７に供給してキャリヤ信号の包絡線を検出する。
【００３０】以上の回路動作は前記誤差信号Ｅ（τ）の
生成過程と同じであるが、かかる包絡線検出回路４６及
び４７の検出出力を、今度は加算器Σ2 で加算して包絡
線加算信号を得、これを出力端子Out2を介して応答時定
数回路２８に出力し、ここで適度な応答時定数を付与し
て自動利得制御用のＶＣＡ２３に供給する。包絡線検出
出力は受信レベルが強いときに当然高くなり、受信レベ
ルが弱いときに低くなる。かかる受信レベルの高低が、
ＶＣＡ２３，櫛歯フィルタ２４，ＤＬＬ２６，及び応答
時定数回路２８から成る自動利得制御ループでコントロ
ールされるので、受信レベルの変化に対してＶＣＡ２３
の出力はほぼ一定になるよう制御される。従って、ＤＬ
Ｌ２６の動作の安定化のみならず、逆拡散出力も振幅が
ほぼ一定になり２相ＰＳＫ信号が安定に復調できるわけ
である。
生成過程と同じであるが、かかる包絡線検出回路４６及
び４７の検出出力を、今度は加算器Σ2 で加算して包絡
線加算信号を得、これを出力端子Out2を介して応答時定
数回路２８に出力し、ここで適度な応答時定数を付与し
て自動利得制御用のＶＣＡ２３に供給する。包絡線検出
出力は受信レベルが強いときに当然高くなり、受信レベ
ルが弱いときに低くなる。かかる受信レベルの高低が、
ＶＣＡ２３，櫛歯フィルタ２４，ＤＬＬ２６，及び応答
時定数回路２８から成る自動利得制御ループでコントロ
ールされるので、受信レベルの変化に対してＶＣＡ２３
の出力はほぼ一定になるよう制御される。従って、ＤＬ
Ｌ２６の動作の安定化のみならず、逆拡散出力も振幅が
ほぼ一定になり２相ＰＳＫ信号が安定に復調できるわけ
である。
【００３１】以上の説明から明らかなように、従来例装
置においては、同期捕捉＆保持用のＤＬＬ２６に供給し
ているのは情報変調されたＳＳ信号であった。これは、
送信側において情報信号を拡散変調した（即ち情報変調
した拡散符号）ＳＳ変調波信号のみを出力していたから
である。これに対し、本発明装置においては、情報変調
しない拡散符号を第２のキャリアで変調した符号変調波
信号Ｓ2 (t）を作り、これを第１のキャリアで１次（２
相ＰＳＫ）変調したＳＳ変調波信号Ｓ1 (t）に合成（周
波数分割多重）して出力している。
置においては、同期捕捉＆保持用のＤＬＬ２６に供給し
ているのは情報変調されたＳＳ信号であった。これは、
送信側において情報信号を拡散変調した（即ち情報変調
した拡散符号）ＳＳ変調波信号のみを出力していたから
である。これに対し、本発明装置においては、情報変調
しない拡散符号を第２のキャリアで変調した符号変調波
信号Ｓ2 (t）を作り、これを第１のキャリアで１次（２
相ＰＳＫ）変調したＳＳ変調波信号Ｓ1 (t）に合成（周
波数分割多重）して出力している。
【００３２】そしてかかる複合ＳＳ変調波信号Ｓ(t)
を、受信側において櫛歯フィルタ２４で分離して符号変
調波信号Ｓ2 (t）の方をＤＬＬ２６に供給している。こ
れにより、櫛歯フィルタ２４でも雑音成分が抑圧され
て、ＤＬＬ動作の安定性は大幅に向上する。更に、図８
に示したようなシャープな特性のフィルタも使用でき、
その場合、一層の雑音抑圧効果が得られる。
を、受信側において櫛歯フィルタ２４で分離して符号変
調波信号Ｓ2 (t）の方をＤＬＬ２６に供給している。こ
れにより、櫛歯フィルタ２４でも雑音成分が抑圧され
て、ＤＬＬ動作の安定性は大幅に向上する。更に、図８
に示したようなシャープな特性のフィルタも使用でき、
その場合、一層の雑音抑圧効果が得られる。
【００３３】これは、ＳＳ方式における同期保持性能
は、原理的に符号変調波信号におけるプロセス利得Ｇｐ
で決まり、プロセス利得Ｇｐは前記(1）式に示したよう
にＢＷ／Ｒｉであり、この情報速度Ｒｉは本発明装置で
は殆ど零になるのでＧｐは非常に大きくなるからであ
り、伝送時に混入する雑音の抑圧能力も向上する。従っ
て、弱入力時において、同期保持が保たれなくなるよう
な場合でも、本発明装置におけるＤＬＬ２６では安定に
同期保持が行なえる。しかも、逆拡散用の拡散符号も従
来例よりジッターが少なくなるため、逆拡散出力も雑音
レベルが低下する。
は、原理的に符号変調波信号におけるプロセス利得Ｇｐ
で決まり、プロセス利得Ｇｐは前記(1）式に示したよう
にＢＷ／Ｒｉであり、この情報速度Ｒｉは本発明装置で
は殆ど零になるのでＧｐは非常に大きくなるからであ
り、伝送時に混入する雑音の抑圧能力も向上する。従っ
て、弱入力時において、同期保持が保たれなくなるよう
な場合でも、本発明装置におけるＤＬＬ２６では安定に
同期保持が行なえる。しかも、逆拡散用の拡散符号も従
来例よりジッターが少なくなるため、逆拡散出力も雑音
レベルが低下する。
【００３４】しかも、ＳＳ変調波信号Ｓ1 (t）と符号変
調波信号Ｓ2 (t）との周波数帯域は図４に示したように
重ならないため、雑音成分の周波数帯域も櫛歯フィルタ
２４である程度分離されることになる。また、ＳＳ変調
波信号Ｓ1 (t）に用いている拡散符号は符号変調波信号
Ｓ2 (t）に用いている拡散符号よりもτ時間の時間のず
れがあるため、逆拡散動作において雑音の相関関係がラ
ンダムになり、従って、この面からも雑音の抑圧効果が
改善される。
調波信号Ｓ2 (t）との周波数帯域は図４に示したように
重ならないため、雑音成分の周波数帯域も櫛歯フィルタ
２４である程度分離されることになる。また、ＳＳ変調
波信号Ｓ1 (t）に用いている拡散符号は符号変調波信号
Ｓ2 (t）に用いている拡散符号よりもτ時間の時間のず
れがあるため、逆拡散動作において雑音の相関関係がラ
ンダムになり、従って、この面からも雑音の抑圧効果が
改善される。
【００３５】また、ＤＬＬ２６に供給している符号変調
波信号Ｓ2 (t）には情報信号成分は含まれていないの
で、相関用の乗算器Ｘ5,Ｘ6 の出力段に用いるＢＰＦ
（アームフィルタ）には狭帯域特性のものを使用でき、
これによりフィルタ出力のＣ／Ｎは大幅に向上する。更
に、ＶＣＡ２３用の制御信号は、ＤＬＬ２６からの大幅
に雑音抑圧された包絡線検出出力を用いているため、伝
送時に混入される雑音で利得制御が誤動作するような問
題も大幅に改善される。
波信号Ｓ2 (t）には情報信号成分は含まれていないの
で、相関用の乗算器Ｘ5,Ｘ6 の出力段に用いるＢＰＦ
（アームフィルタ）には狭帯域特性のものを使用でき、
これによりフィルタ出力のＣ／Ｎは大幅に向上する。更
に、ＶＣＡ２３用の制御信号は、ＤＬＬ２６からの大幅
に雑音抑圧された包絡線検出出力を用いているため、伝
送時に混入される雑音で利得制御が誤動作するような問
題も大幅に改善される。
【００３６】
【発明の効果】本発明のＳＳ変調及び／又は復調装置は
以上のように構成したので、次のような種々の優れた特
長を有する。 ＤＬＬに供給される拡散信号は符号変調波信号なので
情報信号成分は含まれていない。従って、相関用乗算器
の後段のＢＰＦは狭帯域特性のものを使用でき、 フィ
ルタ出力のＣ／Ｎが大幅に向上する。 ＤＬＬの前段に櫛歯フィルタを使用しているので、こ
こでも雑音成分が抑圧されて、ＤＬＬでの同期保持の安
定性が格段に向上し、従来例では同期保持が困難となる
ような弱入力時においても、安定に同期保持できる。従
って、逆拡散用の拡散符号に含まれるジッターも従来例
より減少し、低雑音の逆拡散出力が得られる。
以上のように構成したので、次のような種々の優れた特
長を有する。 ＤＬＬに供給される拡散信号は符号変調波信号なので
情報信号成分は含まれていない。従って、相関用乗算器
の後段のＢＰＦは狭帯域特性のものを使用でき、 フィ
ルタ出力のＣ／Ｎが大幅に向上する。 ＤＬＬの前段に櫛歯フィルタを使用しているので、こ
こでも雑音成分が抑圧されて、ＤＬＬでの同期保持の安
定性が格段に向上し、従来例では同期保持が困難となる
ような弱入力時においても、安定に同期保持できる。従
って、逆拡散用の拡散符号に含まれるジッターも従来例
より減少し、低雑音の逆拡散出力が得られる。
【００３７】自動利得制御回路用の制御信号には、狭
帯域特性のＢＰＦにより雑音の大幅に抑圧された包絡線
検出出力を用いているため、伝送時に混入される雑音で
利得制御が誤動作するような問題も大幅に改善される。 ＳＳ変調波信号Ｓ1 (t）と符号変調波信号Ｓ2 (t）と
の周波数帯域を少しずらしているため、雑音周波数はあ
る程度分離され、また、ＳＳ変調波信号用の拡散符号は
符号変調波信号用の拡散符号よりもτ時間ずらしている
ため、逆拡散動作において雑音の相関関係がランダムに
なり、雑音の抑圧効果が高まる。 ＤＬＬの入力段に使用する櫛歯フィルタは、情報成分
の無い符号変調波信号を検出しているので、図８に示し
たようなシャープな特性の櫛歯フィルタも使用でき、こ
れによってもかなりの雑音抑圧効果が得られる。
帯域特性のＢＰＦにより雑音の大幅に抑圧された包絡線
検出出力を用いているため、伝送時に混入される雑音で
利得制御が誤動作するような問題も大幅に改善される。 ＳＳ変調波信号Ｓ1 (t）と符号変調波信号Ｓ2 (t）と
の周波数帯域を少しずらしているため、雑音周波数はあ
る程度分離され、また、ＳＳ変調波信号用の拡散符号は
符号変調波信号用の拡散符号よりもτ時間ずらしている
ため、逆拡散動作において雑音の相関関係がランダムに
なり、雑音の抑圧効果が高まる。 ＤＬＬの入力段に使用する櫛歯フィルタは、情報成分
の無い符号変調波信号を検出しているので、図８に示し
たようなシャープな特性の櫛歯フィルタも使用でき、こ
れによってもかなりの雑音抑圧効果が得られる。
【図１】本発明のＳＳ変調装置の一実施例を示すブロッ
ク構成図。
ク構成図。
【図２】本発明のＳＳ復調装置の一実施例を示すブロッ
ク構成図。
ク構成図。
【図３】本発明のＳＳ復調装置を構成するＤＬＬの具体
的ブロック図。
的ブロック図。
【図４】本発明のＳＳ変調装置より出力される複合ＳＳ
変調波信号のスペクトル図。
変調波信号のスペクトル図。
【図５】本発明のＳＳ復調装置を構成する櫛歯フィルタ
の１例を示す具体的回路図。
の１例を示す具体的回路図。
【図６】図５の櫛歯フィルタの動作説明用フィルタリン
グ特性図。
グ特性図。
【図７】本発明のＳＳ復調装置を構成する櫛歯フィルタ
の他の例を示す具体的回路図。
の他の例を示す具体的回路図。
【図８】図７の櫛歯フィルタの動作説明用フィルタリン
グ特性図。
グ特性図。
【図９】本発明のＳＳ復調装置における同期保持動作説
明用の自己相関特性図。
明用の自己相関特性図。
３，５１ ＰＮＧ（拡散符号発生器） ４〜７ 遅延回路 １０ ＳＳ変調装置 ２０ ＳＳ復調装置 ２３ ＶＣＡ（電圧制御増幅器） ２４，24′ 櫛歯フィルタ（ＣＦ） ２６ ＤＬＬ（遅延ロックループ）型同期保持回路 ２８ 応答時定数回路 ３０ １次復調回路 ４６，４７ 包絡線検出回路 ４９ ループフィルタ（ＬＦ） ５０ ＶＣＯ（電圧制御発振器） ψ1 〜ψ5 ＢＰＦ（帯域濾波器） Ｋ 減衰器 Ｘ1 〜Ｘ6 乗算器（相関器） Σ1 〜Σ5 加算器 Σ6,Σ7 減算器
Claims (4)
- 【請求項１】クロック信号を入力して第１の拡散符号を
生成する拡散符号発生器と、該第１の拡散符号をτ時間
遅延して第２の拡散符号を得る遅延手段と、該第２の拡
散符号により情報信号を拡散変調する拡散変調手段と、
該拡散変調手段により出力される拡散変調出力を第１の
キャリヤ信号によりキャリヤ変調する第１のキャリヤ変
調手段と、上記第１の拡散符号を第２のキャリヤ信号に
よりキャリヤ変調する第２のキャリヤ変調手段と、上記
第１のキャリヤ変調手段により得られた第１のキャリヤ
変調信号と該第２のキャリヤ変調手段により得られた第
２のキャリヤ変調信号とを加算して複合スペクトル拡散
変調波信号を出力する加算手段とを備えてなるスペクト
ル拡散変調装置。 - 【請求項２】請求項１記載のスペクトル拡散変調装置か
らの複合スペクトル拡散変調波信号を入力して復調する
スペクトル拡散復調装置であって、該複合スペクトル拡
散変調波信号を所定範囲のレベルに利得調整する自動利
得制御回路と、該自動利得制御回路からの出力信号を前
記第１のキャリヤ変調信号と第２のキャリヤ変調信号と
に分離する櫛歯フィルタと、該分離された第２のキャリ
ヤ変調信号を入力して同期保持を行うと共に上記自動利
得制御回路への制御用信号を生成して供給する同期保持
回路と、該同期保持回路にて得られた復調用拡散符号を
用いて前記第１のキャリヤ変調信号を逆拡散復調する逆
拡散復調手段とを少なくとも備えてなるスペクトル拡散
復調装置。 - 【請求項３】請求項２記載のスペクトル拡散復調装置に
おける同期保持回路は、第３，第４及び逆拡散用である
第５の拡散符号を生成する拡散符号発生器と、前記第２
のキャリヤ変調信号を入力して上記第３及び第４の拡散
符号により夫々相関検波を行なう第１，第２の相関用乗
算器と、該第１及び第２の相関用乗算器から夫々出力さ
れる第１，第２の相関出力信号のうち特定の周波数成分
を夫々選択的に伝送する第１，第２の帯域濾波器と、該
第１及び第２の帯域濾波器の出力信号を夫々包絡線検波
する第１，第２の包絡線検出回路と、得られた両包絡線
検波出力を引算する減算器と、該減算器の出力を誤差信
号化するループフィルタと、得られた誤差信号の電圧に
応じた周波数の信号を発生して上記拡散符号発生器にク
ロック信号として供給する電圧制御発振器と、上記両包
絡線検波出力を加算して前記自動利得制御回路への制御
用信号とする加算器とを備えたものである、スペクトル
拡散復調装置。 - 【請求項４】請求項１記載のスペクトル拡散変調装置
と、請求項２又は請求項３に記載のスペクトル拡散復調
装置とを備えた、スペクトル拡散変調復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5208893A JPH0746154A (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | スペクトル拡散変調及び／又は復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5208893A JPH0746154A (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | スペクトル拡散変調及び／又は復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0746154A true JPH0746154A (ja) | 1995-02-14 |
Family
ID=16563878
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5208893A Pending JPH0746154A (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | スペクトル拡散変調及び／又は復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746154A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6745533B2 (en) | 2001-07-31 | 2004-06-08 | Tokyo Electric Power Company, Inc. | Building and construction method therefor |
-
1993
- 1993-07-30 JP JP5208893A patent/JPH0746154A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6745533B2 (en) | 2001-07-31 | 2004-06-08 | Tokyo Electric Power Company, Inc. | Building and construction method therefor |
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