JPH0746587A - 衛星放送受信装置 - Google Patents
衛星放送受信装置Info
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- JPH0746587A JPH0746587A JP5189621A JP18962193A JPH0746587A JP H0746587 A JPH0746587 A JP H0746587A JP 5189621 A JP5189621 A JP 5189621A JP 18962193 A JP18962193 A JP 18962193A JP H0746587 A JPH0746587 A JP H0746587A
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- JP
- Japan
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- signal
- muse
- digital
- circuit
- dispersal
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- Two-Way Televisions, Distribution Of Moving Picture Or The Like (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】本発明の目的は、ＢＳ／ＣＳ両伝送方式に対応
できる衛星放送受信機を提供することにある。 【構成】上記目的を達成するため、本発明では、衛星放
送受信機においてにおいて、ディスパーサル信号除去回
路を備える。該ディスパーサル信号除去回路は基本的に
は、タイミング信号生成回路、ＲＯＭ、加算器、セレク
タより構成される。また、より高機能実現のためにディ
スパーサル信号ピーク検出回路、ディスパーサル信号除
去切り替え判定回路、逆ディスパーサル信号生成回路と
その制御回路とを備える。 【効果】衛星放送受信機において、高周波数偏移レベル
のディスパーサル信号の重畳されたＣＳ伝送によるテレ
ビジョン放送受信時においても、そのディスパーサル信
号成分を除去でき、出力映像のフリッカ妨害を低減し、
高画質化を実現できる。
できる衛星放送受信機を提供することにある。 【構成】上記目的を達成するため、本発明では、衛星放
送受信機においてにおいて、ディスパーサル信号除去回
路を備える。該ディスパーサル信号除去回路は基本的に
は、タイミング信号生成回路、ＲＯＭ、加算器、セレク
タより構成される。また、より高機能実現のためにディ
スパーサル信号ピーク検出回路、ディスパーサル信号除
去切り替え判定回路、逆ディスパーサル信号生成回路と
その制御回路とを備える。 【効果】衛星放送受信機において、高周波数偏移レベル
のディスパーサル信号の重畳されたＣＳ伝送によるテレ
ビジョン放送受信時においても、そのディスパーサル信
号成分を除去でき、出力映像のフリッカ妨害を低減し、
高画質化を実現できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、衛星放送の受信装置に
係わり、特に、衛星波によるテレビジョン信号を受信し
てディジタル信号処理を施す信号受信処理装置に関す
る。
係わり、特に、衛星波によるテレビジョン信号を受信し
てディジタル信号処理を施す信号受信処理装置に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】ハイビジョン放送は、ＭＵＳＥ方式で圧
縮されて、衛星波により伝送される。このＭＵＳＥ方式
の原理、信号処理方式、受信装置の構成等については、
「ＮＨＫ技術研究誌、第３９巻第２号 ｐｐ１８〜５３
”ＭＵＳＥ方式の開発”、（１９８７）」に記載され
ており、その特徴は、走査線数１１２５本、画面のアス
ペクト比が１６：９である。このＭＵＳＥ信号を受信す
るには、ＭＵＳＥデコーダ、もしくは、もっと簡易にハ
イビジョンのＭＵＳＥ信号を現行ＮＴＳＣ信号に変換す
るＭＵＳＥ／ＮＴＳＣコンバータが必要であり、これら
の製品の開発が現在進展している。このうち、後者のＭ
ＵＳＥ信号をＮＴＳＣ信号に変換する方式については、
「ＴＶ学会誌、ＶＯＬ．４４，ＮＯ．６ｐｐ７０５〜７
１２”ＭＵＳＥ−５２５本コンバータの開発”、（１９
９０）」に報告されている。
縮されて、衛星波により伝送される。このＭＵＳＥ方式
の原理、信号処理方式、受信装置の構成等については、
「ＮＨＫ技術研究誌、第３９巻第２号 ｐｐ１８〜５３
”ＭＵＳＥ方式の開発”、（１９８７）」に記載され
ており、その特徴は、走査線数１１２５本、画面のアス
ペクト比が１６：９である。このＭＵＳＥ信号を受信す
るには、ＭＵＳＥデコーダ、もしくは、もっと簡易にハ
イビジョンのＭＵＳＥ信号を現行ＮＴＳＣ信号に変換す
るＭＵＳＥ／ＮＴＳＣコンバータが必要であり、これら
の製品の開発が現在進展している。このうち、後者のＭ
ＵＳＥ信号をＮＴＳＣ信号に変換する方式については、
「ＴＶ学会誌、ＶＯＬ．４４，ＮＯ．６ｐｐ７０５〜７
１２”ＭＵＳＥ−５２５本コンバータの開発”、（１９
９０）」に報告されている。
【０００３】このＭＵＳＥ／ＮＴＳＣコンバータの信号
処理としては、大きく分けて、ＭＵＳＥ信号処理部、Ｍ
ＵＳＥ系からＮＴＳＣ系へのデータレート変換を行なう
時間軸変換処理部、走査線変換とアスペクト変換処理を
行ない、ＮＴＳＣフォーマット信号に直すためのＮＴＳ
Ｃ系信号処理部等から構成される。
処理としては、大きく分けて、ＭＵＳＥ信号処理部、Ｍ
ＵＳＥ系からＮＴＳＣ系へのデータレート変換を行なう
時間軸変換処理部、走査線変換とアスペクト変換処理を
行ない、ＮＴＳＣフォーマット信号に直すためのＮＴＳ
Ｃ系信号処理部等から構成される。
【０００４】ところでＭＵＳＥ放送は、１２ＧHz帯の衛
星波で伝送されるが、この衛星放送ではエネルギー拡散
が義務付けられている。（文献：日本放送協会編、”放
送衛星技術”、日本放送出版協会刊、Ｐ４６）これは、
ＦＭ変調された信号のエネルギーが単一周波数に集中し
て、他の通信回線に妨害を与えるのを防ぐためのもので
ある。
星波で伝送されるが、この衛星放送ではエネルギー拡散
が義務付けられている。（文献：日本放送協会編、”放
送衛星技術”、日本放送出版協会刊、Ｐ４６）これは、
ＦＭ変調された信号のエネルギーが単一周波数に集中し
て、他の通信回線に妨害を与えるのを防ぐためのもので
ある。
【０００５】一方、ハイビジョン放送をＢＳを伝送媒体
として使用するほかに、ＣＳ（通信衛星）を伝送媒体と
する試みもなされ、将来本放送に採用される可能性も大
きい。しかし上述のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにお
いてＢＳ及びＣＳ両方の媒体に対応しようとすれば、伝
送条件の異なる両者において受信機側で細かい調整を行
う必要が生じる。その一例として上記エネルギー拡散信
号の周波数偏移が異なる点である。この拡散信号とし
て、ハイビジョンのＢＳ伝送では周波数３０Hz、周波数
偏移は６００ｋHzｐ−ｐが採用されている。また、ＣＳ
伝送ではアンテナ径を小さくし、かつＳ／Ｎを確保する
ために周波数偏移として、２．２ＭHzｐ−ｐあるいは
１．１ＭHzｐ−ｐ等が採用されている。
として使用するほかに、ＣＳ（通信衛星）を伝送媒体と
する試みもなされ、将来本放送に採用される可能性も大
きい。しかし上述のＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにお
いてＢＳ及びＣＳ両方の媒体に対応しようとすれば、伝
送条件の異なる両者において受信機側で細かい調整を行
う必要が生じる。その一例として上記エネルギー拡散信
号の周波数偏移が異なる点である。この拡散信号とし
て、ハイビジョンのＢＳ伝送では周波数３０Hz、周波数
偏移は６００ｋHzｐ−ｐが採用されている。また、ＣＳ
伝送ではアンテナ径を小さくし、かつＳ／Ｎを確保する
ために周波数偏移として、２．２ＭHzｐ−ｐあるいは
１．１ＭHzｐ−ｐ等が採用されている。
【０００６】エネルギー拡散方式に関する文献は、例え
ば電波技術協会偏、”衛星放送受信機”（Ｓ５８．
９）、ｐ１２、１５にある。
ば電波技術協会偏、”衛星放送受信機”（Ｓ５８．
９）、ｐ１２、１５にある。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】上記従来技術は、エネ
ルギー拡散信号周波数偏移の大きなＣＳ伝送時に、例え
ばＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおいて抑圧処理の配
慮がされていなかった。即ち、従来ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣ
コンバータの入力部に設けられたクランプ回路により、
ＢＳ伝送時のエネルギー拡散信号は抑圧できたが、周波
数偏移の大きなＣＳ受信時は拡散信号を十分抑圧でき
ず、画面にフリッカ等の妨害が発生するという問題があ
った。
ルギー拡散信号周波数偏移の大きなＣＳ伝送時に、例え
ばＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおいて抑圧処理の配
慮がされていなかった。即ち、従来ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣ
コンバータの入力部に設けられたクランプ回路により、
ＢＳ伝送時のエネルギー拡散信号は抑圧できたが、周波
数偏移の大きなＣＳ受信時は拡散信号を十分抑圧でき
ず、画面にフリッカ等の妨害が発生するという問題があ
った。
【０００８】本発明の目的は、上記問題点を解消し、エ
ネルギー拡散信号周波数偏移の異なるＢＳ及びＣＳどち
らを受信した場合でも、入力衛星波信号に重畳されたエ
ネルギー拡散信号（ディスパーサル信号）を十分除去す
ることのできるＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ、あるい
は一般の衛星放送受信機を提供することにある。
ネルギー拡散信号周波数偏移の異なるＢＳ及びＣＳどち
らを受信した場合でも、入力衛星波信号に重畳されたエ
ネルギー拡散信号（ディスパーサル信号）を十分除去す
ることのできるＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ、あるい
は一般の衛星放送受信機を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明では、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおい
て、ディスパーサル信号除去回路を備える。該ディスパ
ーサル信号除去回路は基本的には、フレーム同期信号を
基準にしたタイミング信号生成回路、ＲＯＭ（Read Onl
y Memory）、加算器、セレクタより構成される。また、
より高機能実現のためにディスパーサル信号ピーク検出
回路、ディスパーサル信号除去切り替え判定回路、逆デ
ィスパーサル信号生成回路とその制御回路とを備える。
め、本発明では、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおい
て、ディスパーサル信号除去回路を備える。該ディスパ
ーサル信号除去回路は基本的には、フレーム同期信号を
基準にしたタイミング信号生成回路、ＲＯＭ（Read Onl
y Memory）、加算器、セレクタより構成される。また、
より高機能実現のためにディスパーサル信号ピーク検出
回路、ディスパーサル信号除去切り替え判定回路、逆デ
ィスパーサル信号生成回路とその制御回路とを備える。
【００１０】
【作用】上記ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータにおいて、
ディスパーサル信号除去回路は、入力ＭＵＳＥ信号に重
畳されたディスパーサル信号をディジタル信号の状態で
除去する。ディスパーサル信号除去回路においては、Ｍ
ＵＳＥ信号のフレーム同期信号に基づき、上記タイミン
グ信号生成回路で生成した、アドレス信号、リセット信
号、クロックにより、上記ＲＯＭに格納された逆ディス
パーサル信号を読みだし、上記加算器で入力ＭＵＳＥ信
号に加算する。上記セレクタは、受信信号がＣＳモード
以外の場合は前記加算器の加算前の入力ＭＵＳＥ信号を
選び、また受信信号がＣＳモードの場合は加算後のディ
スパーサル信号が除去されたＭＵＳＥ信号を選択し、出
力する。
ディスパーサル信号除去回路は、入力ＭＵＳＥ信号に重
畳されたディスパーサル信号をディジタル信号の状態で
除去する。ディスパーサル信号除去回路においては、Ｍ
ＵＳＥ信号のフレーム同期信号に基づき、上記タイミン
グ信号生成回路で生成した、アドレス信号、リセット信
号、クロックにより、上記ＲＯＭに格納された逆ディス
パーサル信号を読みだし、上記加算器で入力ＭＵＳＥ信
号に加算する。上記セレクタは、受信信号がＣＳモード
以外の場合は前記加算器の加算前の入力ＭＵＳＥ信号を
選び、また受信信号がＣＳモードの場合は加算後のディ
スパーサル信号が除去されたＭＵＳＥ信号を選択し、出
力する。
【００１１】また、上記ディスパーサル信号ピーク検出
回路においては、入力ＭＵＳＥ信号に重畳されたディス
パーサル信号の振幅ピーク値を検出し、上記判定回路で
は、該検出信号の振幅ピーク値が所定値以上の時、前記
セレクタがディスパーサル信号を除去した信号を選択出
力するように制御信号を送る。
回路においては、入力ＭＵＳＥ信号に重畳されたディス
パーサル信号の振幅ピーク値を検出し、上記判定回路で
は、該検出信号の振幅ピーク値が所定値以上の時、前記
セレクタがディスパーサル信号を除去した信号を選択出
力するように制御信号を送る。
【００１２】また入力信号に重畳されたディスパーサル
信号の振幅レベルの大小に応じて、上記逆ディスパーサ
ル信号生成回路の生成する逆信号の振幅レベルを、上記
制御回路の働きで適応的に可変して、どのような信号伝
送モードでも常に最適な逆信号をＭＵＳＥ信号に加算
し、ディスパーサル信号を完全に抑圧する。
信号の振幅レベルの大小に応じて、上記逆ディスパーサ
ル信号生成回路の生成する逆信号の振幅レベルを、上記
制御回路の働きで適応的に可変して、どのような信号伝
送モードでも常に最適な逆信号をＭＵＳＥ信号に加算
し、ディスパーサル信号を完全に抑圧する。
【００１３】
【実施例】以下、本発明を図面を用いて詳細に説明す
る。図１は、本発明を適用した衛星放送受信装置の１実
施例を示す図である。図１において、３３は受信アンテ
ナであり、３４はアンテナ３３で受信しＳＨＦ電波を１
ＧHz帯の第１中間周波数に変換する、ＢＳまたはＣＳコ
ンバータである。３５はチューナであり、コンバータ３
４から供給される第１中間周波信号の中から、ハイビジ
ョン放送チャンネルを選局してＦＭ復調を行う。３６は
ＭＵＳＥレーザディスクプレーヤである。破線部１は後
述するが、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータを示す。前記
チューナ３５及びレーザディスクプレーヤ３６からはベ
ースバンドのＭＵＳＥ信号を出力し、ＭＵＳＥ−ＮＴＳ
Ｃコンバータ１へ供給する。
る。図１は、本発明を適用した衛星放送受信装置の１実
施例を示す図である。図１において、３３は受信アンテ
ナであり、３４はアンテナ３３で受信しＳＨＦ電波を１
ＧHz帯の第１中間周波数に変換する、ＢＳまたはＣＳコ
ンバータである。３５はチューナであり、コンバータ３
４から供給される第１中間周波信号の中から、ハイビジ
ョン放送チャンネルを選局してＦＭ復調を行う。３６は
ＭＵＳＥレーザディスクプレーヤである。破線部１は後
述するが、ＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータを示す。前記
チューナ３５及びレーザディスクプレーヤ３６からはベ
ースバンドのＭＵＳＥ信号を出力し、ＭＵＳＥ−ＮＴＳ
Ｃコンバータ１へ供給する。
【００１４】次にＭＵＳＥ−ＮＴＳＣコンバータ１につ
いて説明する。３２は入力信号切り替えスイッチであ
り、ａ点には前記チューナ３５からのＭＵＳＥ信号を、
ｂ点には前記レーザディスクプレーヤ３６からのＭＵＳ
Ｅ信号を導く。該スイッチ３２でユーザの選択により切
り替え出力されたＭＵＳＥ信号は、増幅器２へ入力す
る。該増幅器２は前記入力ＭＵＳＥ信号の振幅レベルが
一定になるように、通常ＡＧＣあるいはＡＬＣ（Ａutom
atic Ｌevel Ｃontorol）アンプ構成とする。３はロー
パスフィルタである。該ローパスフィルタ３は信号帯域
が８．１ＭHzであるＭＵＳＥ信号の不要な高周波成分を
除去するためカットオフ周波数を８．１５ＭHzとしてい
る。４はクランプ回路であり、入力信号のＤＣレベルが
後述のＡ／Ｄ変換器の入力レンジの中心になるようにク
ランプする。５は前記クランプ後のＭＵＳＥ信号をサン
プリング周波数１６．２ＭHzのディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器である。次に６はディスパーサル信号除
去回路である。該回路６においては、所定周波数のディ
スパーサル信号を重畳して伝送されたＭＵＳＥ信号から
ディスパーサル信号成分を除去する。その詳細動作は後
述する。７はＭＵＳＥ同期処理回路である。該回路７で
はＭＵＳＥ同期信号を検出するとともに、ＰＬＬ動作で
再生したＭＵＳＥ系クロック及び、前記検出した同期信
号をもとに、後述のディジタル信号処理に必要な各種ク
ロックやタイミング信号を生成供給する。８はＭＵＳＥ
入力処理回路であり、該回路ではディエンファシス処理
を行い、また前述のＡＬＣ動作やクランプ動作で必要な
タイミング信号を生成する。９は走査線変換回路であ
る。該回路９においては、ＭＵＳＥ系１１２５本の走査
線をＮＴＳＣ系の所定モードの走査線数に変換する。１
０は時間軸変換回路であり、ＭＵＳＥ系のデータレート
をＮＴＳＣ系にレート変換する。これには通常、数メガ
ビットのフィールドメモリを使用し、前記走査線変換回
路９からの映像信号データを、前記ＭＵＳＥ同期処理回
路７からのＭＵＳＥ系書き込みクロックで書き込み、後
述のＮＴＳＣ読み出しクロックで読みだす。
いて説明する。３２は入力信号切り替えスイッチであ
り、ａ点には前記チューナ３５からのＭＵＳＥ信号を、
ｂ点には前記レーザディスクプレーヤ３６からのＭＵＳ
Ｅ信号を導く。該スイッチ３２でユーザの選択により切
り替え出力されたＭＵＳＥ信号は、増幅器２へ入力す
る。該増幅器２は前記入力ＭＵＳＥ信号の振幅レベルが
一定になるように、通常ＡＧＣあるいはＡＬＣ（Ａutom
atic Ｌevel Ｃontorol）アンプ構成とする。３はロー
パスフィルタである。該ローパスフィルタ３は信号帯域
が８．１ＭHzであるＭＵＳＥ信号の不要な高周波成分を
除去するためカットオフ周波数を８．１５ＭHzとしてい
る。４はクランプ回路であり、入力信号のＤＣレベルが
後述のＡ／Ｄ変換器の入力レンジの中心になるようにク
ランプする。５は前記クランプ後のＭＵＳＥ信号をサン
プリング周波数１６．２ＭHzのディジタル信号に変換す
るＡ／Ｄ変換器である。次に６はディスパーサル信号除
去回路である。該回路６においては、所定周波数のディ
スパーサル信号を重畳して伝送されたＭＵＳＥ信号から
ディスパーサル信号成分を除去する。その詳細動作は後
述する。７はＭＵＳＥ同期処理回路である。該回路７で
はＭＵＳＥ同期信号を検出するとともに、ＰＬＬ動作で
再生したＭＵＳＥ系クロック及び、前記検出した同期信
号をもとに、後述のディジタル信号処理に必要な各種ク
ロックやタイミング信号を生成供給する。８はＭＵＳＥ
入力処理回路であり、該回路ではディエンファシス処理
を行い、また前述のＡＬＣ動作やクランプ動作で必要な
タイミング信号を生成する。９は走査線変換回路であ
る。該回路９においては、ＭＵＳＥ系１１２５本の走査
線をＮＴＳＣ系の所定モードの走査線数に変換する。１
０は時間軸変換回路であり、ＭＵＳＥ系のデータレート
をＮＴＳＣ系にレート変換する。これには通常、数メガ
ビットのフィールドメモリを使用し、前記走査線変換回
路９からの映像信号データを、前記ＭＵＳＥ同期処理回
路７からのＭＵＳＥ系書き込みクロックで書き込み、後
述のＮＴＳＣ読み出しクロックで読みだす。
【００１５】１１はＮＴＳＣ系クロック生成回路であ
り、前記時間軸変換回路７で必要なＮＴＳＣ系読みだし
クロックや、後述のＮＴＳＣ系処理回路やＮＴＳＣエン
コーダで必要な各種クロックを生成し、供給する。１２
はＮＴＳＣ系処理回路である。該ＮＴＳＣ系処理回路１
２は、前記時間軸変換回路１０からの輝度（Ｙ）信号と
色差信号を入力し、ＴＣＩ（Time-Compressed Integrat
ion）伝送されている色差信号をデコードして二つの色
差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙに分離し、また、得られた映像信
号にＮＴＳＣ系同期クロックを付加したり、映出した画
像が所定のアスペクト表示になる様に映像信号にブラン
キングを付加するなどの処理を施す。１３はＤ／Ａ変換
器であり、前記ＮＴＳＣ系処理回路１２からのディジタ
ル輝度信号Ｙ、色差信号（Ｒ−Ｙ／Ｂ−Ｙ）を入力し、
それぞれアナログ信号に変換する。１４はローパスフィ
ルタである。１５はＮＴＳＣエンコーダであり、前記ロ
ーパスフィルタ１４からの輝度信号、色差信号から、Ｎ
ＴＳＣフォーマットの輝度信号Ｙ、クロマ信号Ｃあるい
はコンポジット映像信号Ｖを出力する。１６はＴＶモニ
ターであり、例えば前記ＮＴＳＣエンコーダ１５からの
コンポジット映像信号Ｖを入力し、ＮＴＳＣ画像として
映出する。
り、前記時間軸変換回路７で必要なＮＴＳＣ系読みだし
クロックや、後述のＮＴＳＣ系処理回路やＮＴＳＣエン
コーダで必要な各種クロックを生成し、供給する。１２
はＮＴＳＣ系処理回路である。該ＮＴＳＣ系処理回路１
２は、前記時間軸変換回路１０からの輝度（Ｙ）信号と
色差信号を入力し、ＴＣＩ（Time-Compressed Integrat
ion）伝送されている色差信号をデコードして二つの色
差信号Ｒ−Ｙ，Ｂ−Ｙに分離し、また、得られた映像信
号にＮＴＳＣ系同期クロックを付加したり、映出した画
像が所定のアスペクト表示になる様に映像信号にブラン
キングを付加するなどの処理を施す。１３はＤ／Ａ変換
器であり、前記ＮＴＳＣ系処理回路１２からのディジタ
ル輝度信号Ｙ、色差信号（Ｒ−Ｙ／Ｂ−Ｙ）を入力し、
それぞれアナログ信号に変換する。１４はローパスフィ
ルタである。１５はＮＴＳＣエンコーダであり、前記ロ
ーパスフィルタ１４からの輝度信号、色差信号から、Ｎ
ＴＳＣフォーマットの輝度信号Ｙ、クロマ信号Ｃあるい
はコンポジット映像信号Ｖを出力する。１６はＴＶモニ
ターであり、例えば前記ＮＴＳＣエンコーダ１５からの
コンポジット映像信号Ｖを入力し、ＮＴＳＣ画像として
映出する。
【００１６】以上説明した本発明のＭＵＳＥ／ＮＴＳＣ
コンバータにおいて、次に、ディスパーサル信号除去回
路６の構成と動作を説明する。まずエネルギー拡散信号
（ディスパーサル信号）の重畳されたＭＵＳＥ信号波形
について図２を用いて説明する。図２（ａ）はエネルギ
ー拡散信号の重畳される前のＭＵＳＥ信号波形を示し、
図２（ｂ）は重畳される三角波状のエネルギー拡散信号
波形を示す。ＭＵＳＥ伝送規格では、図に示すように放
送衛星（ＢＳ）伝送の場合は、周期が３０Hz、周波数偏
移６００ｋHzp-pのディスパーサル信号（イ）がＭＵＳ
Ｅ信号（ａ）に重畳される。また通信衛星（ＣＳ）伝送
の場合は図の（ロ）に示すように、周波数偏移の高い、
例えば１．１ＭHzp-pのディスパーサル信号が重畳され
る。図２（ｃ）はこのようなディスパーサル信号の重畳
されたＦＭ復調後のＭＵＳＥ信号波形であり、ここでは
ＣＳ伝送の場合を示す。
コンバータにおいて、次に、ディスパーサル信号除去回
路６の構成と動作を説明する。まずエネルギー拡散信号
（ディスパーサル信号）の重畳されたＭＵＳＥ信号波形
について図２を用いて説明する。図２（ａ）はエネルギ
ー拡散信号の重畳される前のＭＵＳＥ信号波形を示し、
図２（ｂ）は重畳される三角波状のエネルギー拡散信号
波形を示す。ＭＵＳＥ伝送規格では、図に示すように放
送衛星（ＢＳ）伝送の場合は、周期が３０Hz、周波数偏
移６００ｋHzp-pのディスパーサル信号（イ）がＭＵＳ
Ｅ信号（ａ）に重畳される。また通信衛星（ＣＳ）伝送
の場合は図の（ロ）に示すように、周波数偏移の高い、
例えば１．１ＭHzp-pのディスパーサル信号が重畳され
る。図２（ｃ）はこのようなディスパーサル信号の重畳
されたＦＭ復調後のＭＵＳＥ信号波形であり、ここでは
ＣＳ伝送の場合を示す。
【００１７】図３はディスパーサル信号除去回路６の１
実施例を示す。図において、１７は前記Ａ／Ｄ変換器５
からのディジタル形式のＭＵＳＥ信号Ｍｄの入力端子で
ある。１８はフレーム同期パルスＦｐの入力端子、１９
は所定周波数のクロックの入力端子である。これらの同
期パルスやクロックは前記ＭＵＳＥ同期処理回路７から
供給する。２０はタイミング信号生成回路であり、前記
フレーム同期パルスＦｐに基づいて、後述のＲＯＭ２１
にアドレス制御信号Ａｄ、リセット信号Ｒ、クロックｃ
ｋ１を供給する。２１はＲＯＭ（Read Only Memory）で
あり、入力ＭＵＳＥ信号Ｍｄに重畳されたディスパーサ
ル信号と逆極性のディジタル三角波信号データを格納し
ている。該ＲＯＭ２１からは前記タイミング生成回路２
０からの信号に基づいて、前記三角波信号ＩＤ（逆ディ
スパーサル信号）を出力する。２２は加算回路であり、
前記端子１７からのＭＵＳＥ信号とＲＯＭ２１からの逆
ディスパーサル信号ＩＤを加算する。該加算後の出力信
号は、セレクタ２３のｂ端子に導く。セレクタ２３のａ
端子には前記ＭＵＳＥ信号Ｍｄを入力する。該セレクタ
２３からの出力信号は端子２４に出力する。また該セレ
クタ２３は端子３１からの制御信号により切り替えら
れ、例えば、ディスパーサル信号の重畳されてない非放
送モードではａ端子に、放送モード（特に周波数偏移の
大きいＣＳモード）ではｂ端子に切り替える。以上その
構成を説明したディスパーサル信号除去回路６におい
て、各部の信号波形を図４に示す。図示するように、到
来ＭＵＳＥ信号Ｍｄにはディスパーサル信号Ｄが重畳さ
れており、その位相はフレーム同期パルスＦｐにたい
し、図のようになっている。したがってＲＯＭ２１の生
成するデータとして、該同期パルスＦｐを基準にして、
図４のように前記ディスパーサル信号Ｄと逆極性の三角
波信号ＩＤとする。そして、加算器２２の出力はディス
パーサル信号成分の除去された図のＭのようになる。
実施例を示す。図において、１７は前記Ａ／Ｄ変換器５
からのディジタル形式のＭＵＳＥ信号Ｍｄの入力端子で
ある。１８はフレーム同期パルスＦｐの入力端子、１９
は所定周波数のクロックの入力端子である。これらの同
期パルスやクロックは前記ＭＵＳＥ同期処理回路７から
供給する。２０はタイミング信号生成回路であり、前記
フレーム同期パルスＦｐに基づいて、後述のＲＯＭ２１
にアドレス制御信号Ａｄ、リセット信号Ｒ、クロックｃ
ｋ１を供給する。２１はＲＯＭ（Read Only Memory）で
あり、入力ＭＵＳＥ信号Ｍｄに重畳されたディスパーサ
ル信号と逆極性のディジタル三角波信号データを格納し
ている。該ＲＯＭ２１からは前記タイミング生成回路２
０からの信号に基づいて、前記三角波信号ＩＤ（逆ディ
スパーサル信号）を出力する。２２は加算回路であり、
前記端子１７からのＭＵＳＥ信号とＲＯＭ２１からの逆
ディスパーサル信号ＩＤを加算する。該加算後の出力信
号は、セレクタ２３のｂ端子に導く。セレクタ２３のａ
端子には前記ＭＵＳＥ信号Ｍｄを入力する。該セレクタ
２３からの出力信号は端子２４に出力する。また該セレ
クタ２３は端子３１からの制御信号により切り替えら
れ、例えば、ディスパーサル信号の重畳されてない非放
送モードではａ端子に、放送モード（特に周波数偏移の
大きいＣＳモード）ではｂ端子に切り替える。以上その
構成を説明したディスパーサル信号除去回路６におい
て、各部の信号波形を図４に示す。図示するように、到
来ＭＵＳＥ信号Ｍｄにはディスパーサル信号Ｄが重畳さ
れており、その位相はフレーム同期パルスＦｐにたい
し、図のようになっている。したがってＲＯＭ２１の生
成するデータとして、該同期パルスＦｐを基準にして、
図４のように前記ディスパーサル信号Ｄと逆極性の三角
波信号ＩＤとする。そして、加算器２２の出力はディス
パーサル信号成分の除去された図のＭのようになる。
【００１８】図５はディスパーサル信号除去回路６の他
の実施例を示す。前実施例と同機能部品は同記号で示
す。図５で２５、２６はＲＯＭ、２７はセレクタ、２８
は制御信号の入力端子である。本実施例が前実施例と異
なる点は、逆ディスパーサル信号としてＢＳ／ＣＳモー
ドに応じて２種類用意し、両モードにおいて最適なディ
スパーサル除去動作を実現することである。すなわち、
ＲＯＭ２５はＢＳモード時の逆ディスパーサル信号Ｉｄ
１を、またＲＯＭ２６はＣＳモード時の逆ディスパーサ
ル信号Ｉｄ２を形成するためのデータをそれぞれ格納し
ている。そして、前記タイミング信号発生回路２０から
のアドレス制御信号Ａｄ、リセット信号Ｒ、クロックｃ
ｋ１により、それぞれ前記逆ディスパーサル信号Ｉｄ
１，Ｉｄ２を図６に示すタイミングで出力する。その後
信号Ｉｄ１はセレクタ２７のａ点、信号Ｉｄ２はｂ点に
導く。セレクタ２７では、端子２８からの制御信号に基
づき、ＢＳモード時はａ点に、ＣＳモード時はｂ点に閉
じ、各々のモードに応じて、ｃ点より逆ディスパーサル
信号を出力し、加算器２２に入力する。その後の動作は
前実施例と同様であるので省略する。
の実施例を示す。前実施例と同機能部品は同記号で示
す。図５で２５、２６はＲＯＭ、２７はセレクタ、２８
は制御信号の入力端子である。本実施例が前実施例と異
なる点は、逆ディスパーサル信号としてＢＳ／ＣＳモー
ドに応じて２種類用意し、両モードにおいて最適なディ
スパーサル除去動作を実現することである。すなわち、
ＲＯＭ２５はＢＳモード時の逆ディスパーサル信号Ｉｄ
１を、またＲＯＭ２６はＣＳモード時の逆ディスパーサ
ル信号Ｉｄ２を形成するためのデータをそれぞれ格納し
ている。そして、前記タイミング信号発生回路２０から
のアドレス制御信号Ａｄ、リセット信号Ｒ、クロックｃ
ｋ１により、それぞれ前記逆ディスパーサル信号Ｉｄ
１，Ｉｄ２を図６に示すタイミングで出力する。その後
信号Ｉｄ１はセレクタ２７のａ点、信号Ｉｄ２はｂ点に
導く。セレクタ２７では、端子２８からの制御信号に基
づき、ＢＳモード時はａ点に、ＣＳモード時はｂ点に閉
じ、各々のモードに応じて、ｃ点より逆ディスパーサル
信号を出力し、加算器２２に入力する。その後の動作は
前実施例と同様であるので省略する。
【００１９】次に、図７はディスパーサル信号除去回路
６のその他の実施例である。前実施例と同機能部品は同
記号で示す。本実施例が前実施例と異なる点は、ＭＵＳ
Ｅ信号に重畳されたディスパーサル信号の偏移量（振幅
ピーク値）を検出して、その偏移量に応じて、逆ディス
パーサル信号の加算による補正を自動的に行うようにし
たものである。図において２９はディスパーサル信号ピ
ーク値検出回路、３０は該検出回路２９からの検出信号
に基づいて、逆ディスパーサル信号を加算するかどうか
判定する判定回路である。次に動作を説明する。端子１
７からのＭＵＳＥ信号は加算器２２、セレクタ２３のａ
点、さらに前記ディスパーサル信号ピーク値検出回路２
９に入力する。該回路２９においては、ディスパーサル
信号偏移量のピーク値を検出する。次の判定回路３０で
は、例えば図８（ａ）に示すように、ディスパーサル信
号偏移ピーク値Ｄaがしきい値ｔ0に対し、Ｄa＜ｔ0の
時”Ｌ”の信号Ｓを出力し、Ｄａ≧ｔ0の時”Ｈ”の信
号Ｓを出力する。該信号Ｓに基づいて、セレクタ２３は
図８（ｂ）に示すように制御される。従って、ディスパ
ーサル信号偏移量の無い非放送モード等においてはセレ
クタ２３はａ点に閉じ、入力ＭＵＳＥ信号をそのまま通
過させる。そしてディスパーサル信号偏移量の大きいＣ
ＳまたはＢＳモードでは、自動的にセレクタ２３はｂ点
に閉じ、ディスパーサル信号の除去されたＭＵＳＥ信号
をセレクタ２３のｃ点を介して端子２４に出力する。
６のその他の実施例である。前実施例と同機能部品は同
記号で示す。本実施例が前実施例と異なる点は、ＭＵＳ
Ｅ信号に重畳されたディスパーサル信号の偏移量（振幅
ピーク値）を検出して、その偏移量に応じて、逆ディス
パーサル信号の加算による補正を自動的に行うようにし
たものである。図において２９はディスパーサル信号ピ
ーク値検出回路、３０は該検出回路２９からの検出信号
に基づいて、逆ディスパーサル信号を加算するかどうか
判定する判定回路である。次に動作を説明する。端子１
７からのＭＵＳＥ信号は加算器２２、セレクタ２３のａ
点、さらに前記ディスパーサル信号ピーク値検出回路２
９に入力する。該回路２９においては、ディスパーサル
信号偏移量のピーク値を検出する。次の判定回路３０で
は、例えば図８（ａ）に示すように、ディスパーサル信
号偏移ピーク値Ｄaがしきい値ｔ0に対し、Ｄa＜ｔ0の
時”Ｌ”の信号Ｓを出力し、Ｄａ≧ｔ0の時”Ｈ”の信
号Ｓを出力する。該信号Ｓに基づいて、セレクタ２３は
図８（ｂ）に示すように制御される。従って、ディスパ
ーサル信号偏移量の無い非放送モード等においてはセレ
クタ２３はａ点に閉じ、入力ＭＵＳＥ信号をそのまま通
過させる。そしてディスパーサル信号偏移量の大きいＣ
ＳまたはＢＳモードでは、自動的にセレクタ２３はｂ点
に閉じ、ディスパーサル信号の除去されたＭＵＳＥ信号
をセレクタ２３のｃ点を介して端子２４に出力する。
【００２０】上記図８の実施例は、ディスパーサル信号
の振幅ピーク値を検出して、その結果に基づき逆信号を
加算して、ディスパーサル信号を除去するものである
が、図９に示す実施例は、さらに発展させて、検出した
ディスパーサル信号振幅ピーク値の大小に応じて、生成
する逆ディスパーサル信号の振幅レベルを適応的に可変
し、いかなるディスパーサル信号が重畳される伝送モー
ドでも最適な抑圧動作を行うものである。図９におい
て、４０は制御回路、４１は逆ディスパーサル信号生成
回路である。制御回路４０では回路２９により検出した
ディスパーサル信号振幅レベル値に基づき、前記逆ディ
スパーサル信号生成回路４１に制御信号を送り、生成す
る逆ディスパーサル信号として、図１０に示すように適
応的に可変制御する。従って端子２４に得られるＭＵＳ
Ｅ信号は、常にディスパーサル信号の抑圧された信号で
ある。本実施例では、ディスパーサル信号の重畳されな
いパッケージメディア入力の場合は、生成回路４１から
の出力信号ＩＤとしては０レベル信号になる。また逆デ
ィスパーサル信号生成回路４１は例えばＲＯＭ等で構成
できるが、それ以外のデータ発生回路であっても発明の
趣旨に変わりはない。
の振幅ピーク値を検出して、その結果に基づき逆信号を
加算して、ディスパーサル信号を除去するものである
が、図９に示す実施例は、さらに発展させて、検出した
ディスパーサル信号振幅ピーク値の大小に応じて、生成
する逆ディスパーサル信号の振幅レベルを適応的に可変
し、いかなるディスパーサル信号が重畳される伝送モー
ドでも最適な抑圧動作を行うものである。図９におい
て、４０は制御回路、４１は逆ディスパーサル信号生成
回路である。制御回路４０では回路２９により検出した
ディスパーサル信号振幅レベル値に基づき、前記逆ディ
スパーサル信号生成回路４１に制御信号を送り、生成す
る逆ディスパーサル信号として、図１０に示すように適
応的に可変制御する。従って端子２４に得られるＭＵＳ
Ｅ信号は、常にディスパーサル信号の抑圧された信号で
ある。本実施例では、ディスパーサル信号の重畳されな
いパッケージメディア入力の場合は、生成回路４１から
の出力信号ＩＤとしては０レベル信号になる。また逆デ
ィスパーサル信号生成回路４１は例えばＲＯＭ等で構成
できるが、それ以外のデータ発生回路であっても発明の
趣旨に変わりはない。
【００２１】また、以上の実施例ではＭＵＳＥ信号を受
信する装置について示したが、衛星波によるＮＴＳＣテ
レビジョン信号を受信する装置においても本発明を適用
できる。例えば、ＮＴＳＣ系ＣＳモードでのエネルギー
拡散信号は、ＭＵＳＥ方式同様、周波数３０Hz、周波数
偏移２．２ＭHz乃至３ＭHzとなっているので、受信信号
をＦＭ復調後ディジタル信号に変換してから、上記ＭＵ
ＳＥ信号でのディスパーサル信号除去方式を同様に適用
できる。またＢＳモードでは、エネルギー拡散信号の周
波数は１５Hz、周波数偏移６００ｋHzであるので、上記
実施例で示した逆ディスパーサル信号の周波数を１５Hz
に変更することで、容易に本発明が適用できることは言
うまでもない。
信する装置について示したが、衛星波によるＮＴＳＣテ
レビジョン信号を受信する装置においても本発明を適用
できる。例えば、ＮＴＳＣ系ＣＳモードでのエネルギー
拡散信号は、ＭＵＳＥ方式同様、周波数３０Hz、周波数
偏移２．２ＭHz乃至３ＭHzとなっているので、受信信号
をＦＭ復調後ディジタル信号に変換してから、上記ＭＵ
ＳＥ信号でのディスパーサル信号除去方式を同様に適用
できる。またＢＳモードでは、エネルギー拡散信号の周
波数は１５Hz、周波数偏移６００ｋHzであるので、上記
実施例で示した逆ディスパーサル信号の周波数を１５Hz
に変更することで、容易に本発明が適用できることは言
うまでもない。
【００２２】
【発明の効果】本発明によれば、ＭＵＳＥ受信機あるい
は、一般の衛星放送受信機において、高周波数偏移レベ
ルのディスパーサル信号が重畳された、ＣＳ伝送による
ハイビジョンあるいはＮＴＳＣテレビジョン放送受信時
においても、そのディスパーサル信号成分を十分抑圧で
き、出力映像のフリッカ妨害を低減し、高画質化を実現
できる。
は、一般の衛星放送受信機において、高周波数偏移レベ
ルのディスパーサル信号が重畳された、ＣＳ伝送による
ハイビジョンあるいはＮＴＳＣテレビジョン放送受信時
においても、そのディスパーサル信号成分を十分抑圧で
き、出力映像のフリッカ妨害を低減し、高画質化を実現
できる。
【図１】本発明の実施例を示す構成図である。
【図２】ＭＵＳＥ信号に重畳されたディスパーサル信号
波形を示す図である。
波形を示す図である。
【図３】本発明の構成要素のディスパーサル信号除去回
路の１実施例を示す図である。
路の１実施例を示す図である。
【図４】図３のディスパーサル信号除去回路の各部波形
を示す図である。
を示す図である。
【図５】本発明の構成要素のディスパーサル信号除去回
路の他の実施例を示す図である。
路の他の実施例を示す図である。
【図６】図５の実施例における信号波形を示す図であ
る。
る。
【図７】本発明の構成要素のディスパーサル信号除去回
路の他の実施例を示す図である。
路の他の実施例を示す図である。
【図８】図７の実施例の動作を説明する図である。
【図９】本発明の構成要素のディスパーサル信号除去回
路の他の実施例を示す図である。
路の他の実施例を示す図である。
【図１０】図９の実施例の動作を説明する図である。
５…Ａ／Ｄ変換器、 ６…ディスパーサル信号除去回路、 ７…ＭＵＳＥ同期処理回路、 ２０…タイミング信号生成回路、 ２１、２５、２６…ＲＯＭ、 ２２…加算器、 ２３、２７…セレクタ、 ２９…ディスパーサル信号ピーク検出回路、 ３０…判定回路、 ４０…制御回路、 ４１…逆ディスパーサル信号生成回路。
Claims (5)
- 【請求項１】衛星波テレビジョン信号を受信して、所定
の入力処理を施し、Ａ／Ｄ変換し、ディジタル信号の状
態で信号処理回路に供給して所定の信号処理を行い、Ｄ
／Ａ変換して映像信号を出力するテレビジョン受信装置
において、垂直同期信号を検出する検出手段と、該同期
信号に基づき、入力信号に重畳されたエネルギー拡散信
号と逆極性波形のディジタル三角波信号を生成する生成
手段と、所定伝送モードで該ディジタル三角波信号と前
記ディジタル変換後のテレビジョン信号とを加算して上
記信号処理回路へ供給する加算手段とを備えたことを特
徴とする衛星放送受信装置。 - 【請求項２】ＭＵＳＥ信号を受信して、所定の入力処理
を施し、Ａ／Ｄ変換し、ディジタル信号の状態で復調回
路に供給して所定の復調処理を行い、Ｄ／Ａ変換して映
像信号を出力するＭＵＳＥ受信処理装置において、ＭＵ
ＳＥフレーム同期信号を検出する検出手段と、該フレー
ム同期信号に基づき、フレーム周期であって、かつ入力
ＭＵＳＥ信号に重畳されたエネルギー拡散信号と逆極性
波形のディジタル三角波信号を生成する生成手段と、所
定伝送モードで該ディジタル三角波信号と前記ＭＵＳＥ
ディジタル信号とを加算して前記復調回路へ供給する加
算手段とを備えたことを特徴とする衛星放送受信装置。 - 【請求項３】ＭＵＳＥ信号を受信して、所定の入力処理
を施し、Ａ／Ｄ変換し、ディジタル信号の状態で復調回
路に供給して所定の復調処理を行い、Ｄ／Ａ変換して映
像信号を出力するＭＵＳＥ受信処理装置において、ＭＵ
ＳＥフレーム同期信号を検出する検出手段と、該フレー
ム同期信号に基づき、複数のＭＵＳＥ信号伝送モードに
対応して振幅レベルが異なり、かつ位相が入力ＭＵＳＥ
信号に重畳されたエネルギー拡散信号と逆極性である、
フレーム周期の複数種類のディジタル三角波信号を生成
する生成手段と、該複数種類のディジタル三角波信号の
うちの１つを、受信信号伝送モードに応じて、切り替え
出力する制御手段と、ある特定の信号伝送モードにおい
て、該伝送モードに対応して生成したディジタル三角波
信号と前記ＭＵＳＥディジタル信号とを加算して前記復
調回路へ供給する加算手段とを備えたことを特徴とする
衛星放送受信装置。 - 【請求項４】ＭＵＳＥ信号を受信して、所定の入力処理
を施し、Ａ／Ｄ変換し、ディジタル信号の状態で復調回
路に供給して所定の復調処理を行い、Ｄ／Ａ変換して映
像信号を出力するＭＵＳＥ受信処理装置において、ＭＵ
ＳＥフレーム同期信号を検出、生成する手段と、該フレ
ーム同期信号に基づき、フレーム周期であり、かつ入力
ＭＵＳＥ信号に重畳されたエネルギー拡散信号の逆極性
波形のディジタル三角波信号を生成する生成手段と、前
記ＭＵＳＥ信号に重畳されたエネルギー拡散信号の振幅
レベルを検出する手段と、検出した振幅レベルが所定値
以上のとき、前記ディジタル三角波信号を前記ＭＵＳＥ
ディジタル信号に加算する制御手段と、該加算信号を前
記復調回路へ供給する加算手段とを備えたことを特徴と
する衛星放送受信装置。 - 【請求項５】請求項４記載の装置において、前記生成手
段が、前記振幅レベル検出手段の検出した振幅レベルの
大きさに応じて、生成する前記三角波信号の振幅レベル
を可変できる制御手段を備えたことを特徴とする衛星放
送受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5189621A JPH0746587A (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | 衛星放送受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5189621A JPH0746587A (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | 衛星放送受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0746587A true JPH0746587A (ja) | 1995-02-14 |
Family
ID=16244366
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5189621A Pending JPH0746587A (ja) | 1993-07-30 | 1993-07-30 | 衛星放送受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0746587A (ja) |
-
1993
- 1993-07-30 JP JP5189621A patent/JPH0746587A/ja active Pending
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