JPH0746791B2 - ハウリング抑圧回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、送信受信が分離した通信系で生ずるハウリン
グを防止する回路に関する。ここで、「ハウリング」と
は受話系の信号が何らかの原因により送話系に廻り込み
系全体が発振状態になることをいう。

〔概要〕

本発明は、送信受信が分離した通信系で生ずるハウリン
グを防止するハウリング回路において、 受話系に到来する信号から送話系に廻り込む反響信号の
疑似反響信号を発生させて、この疑似反響信号の位相を
反転させて送話系に加算する反響消去手段と、信号通路
を通過する信号の周波数成分を所定値だけシフトさせる
周波数シフト回路とを併用し、ループ内に反響消去機能
と周波数シフト機能が少なくとも一つ以上機能すること
により、 反響消去方式によるハウリング抑圧回路が有していたス
ピーカの音量不足を解消し、ハウリング抑圧とともに最
適な音量を得ることができるようにしたものである。

〔従来の技術〕

以下説明を簡単にするために、テレビ会議電話装置の音
声系について述べる。第２図は、テレビ会議電話装置の
音声系を示すブロック構成図である。第２図（ａ）は対
向通信の例を示し、第２図（ｂ）は４対地通信の例を示
す。

一般にテレビ会議電話装置の音声系では、相手の音声を
複数人に同時に聞かせるスピーカ（拡声器）、複数人が
発生する音声を集音するマイクロフォン、およびこのス
ピーカおよびマイクロフォンを駆動する増幅器により構
成される。

このような構成では、スピーカからの音声が室内の壁に
反射して起こる残響音が、マイクロフォンに廻り込み反
響信号として挿入されることがある。さらに、相手側の
テレビ会議電話装置の音声系にも同様な現象が生じ、こ
の反響信号が一巡ループを形成すると、スピーカからの
サウンドレベルを大きくするように増幅器の利得を増加
させることにより、この一巡ループの利得が１を越えハ
ウリングを発生することはよく知られている。

また、第２図（ｂ）に示すような複数対地を同時に接続
したような形態では、対向通信で一巡ループ利得が１以
下でも音声加算回路を介して複数対地を接続することに
より、複数の反響信号のループによるループ利得の合計
が１を越えることになり、同様にハウリングを発生する
原因になる。詳しくは、〔「音声会議通信システムにお
ける中継装置の設計条件」電子通信学会通信方式研究会
資料CS83−81 1983年８月〕に記載されている。

このようにテレビ会議電話装置の音声系では、通信系の
構成にかかわらずハウリングを防止する手段が必要であ
る。この通信系のハウリングを防止する手段としては、 （ａ）反響阻止（エコーサプレッサ）方式 （ｂ）反響消去（エコーキャンセラ）方式 があり、以下に対向するテレビ会議電話装置の片側のハ
ウリング防止用音声通信端末装置について説明する。

（ａ）反響阻止方式 反響阻止方式を実現する装置は、音声スイッチ回路また
はエコーサプレッサがあり、古くから一般によく用いら
れている。

第３図は、エコーサプレッサを用いたハウリング抑圧回
路を示すブロック構成図である。

スピーカ１からマイクロフォン２に廻り込む反響信号３
と、直接マイクロフォン２に入力される送話者の音声信
号４との識別が、それぞれの信号電力の測定によって可
能なように、レベルダイヤを設定する増幅器あるいは減
衰器５、６、７、８をそれぞれ送話側および受話側に挿
入することにより実現している。この例は、〔「会議電
話」外国通信技術 No.20′1969年１月〕に記載されて
いる。

第３図に示すエコーサプレッサ９は、可変減衰回路10、
11と制御回路12で構成される。受信信号入力端子Rin13
および送信信号入力端子Sin15での信号電力をそれぞれ
測定し、受信信号入力端子Rin13での受信レベルLRinと
送信信号入力端子Sin15での送信レベルLSinが、 LRin＞LSinの時、可変減衰回路10の減衰量を最小に、可
変減衰回路11の減衰量を最大に設定し、 LRin＝LSinの時、可変減衰回路10の減衰量と可変減衰回
路11の減衰量をそれぞれ6dBに設定し、 LRin＜LSinの時、可変減衰回路10の減衰量を最大に、可
変減衰回路11の減衰量を最小に設定する制御回路12によ
り、ループ利得が１以下になるように制御され、ハウリ
ングを防止している。

（ｂ）反響消去方式 反響消去方式を実現する装置はエコーキャンセラが有名
である。

第４図は、エコーキャンセラを用いたハウリング抑圧回
路を示すブロック構成図である。

エコーキャンセラ17は、一般に適応制御フィルタ18、減
算回路19および適応制御動作の開始あるいは停止を指示
する検出回路20により構成される。検出回路20は、受信
信号入力端子Rin13での受信レベルLRinと送信信号入力
端子Sin15での送信レベルLSinとの比較により、受信信
号入力端子Rin13に音声信号入力があり、送信信号入力
端子Sin15に送話者の音声信号入力がないことを識別で
きた場合には、減算回路19の出力（残差信号）電力が常
に０に近くなるように適応制御フィルタ18の伝達関数を
制御するものである。

送話者からの音声信号入力があると識別できた場合は、
適応制御フィルタ18の動作を停止する。このとき、受信
信号が反響経路を介して反響信号３となり、送話者の音
声信号４に混合されるが、適応制御フィルタ18の出力に
は受信信号から生成された疑似反響信号が出力されるか
ら減算回路19の出力には送話者の音声信号が取り出され
る。

このような反響阻止方式や反響消去方式では、現時点に
おける通信系が常に送話状態にあるかあるいは送話状態
にあるかを識別することが必要である。

一方、通信系のハウリングを防止する以外に、演奏会場
内のマイクロフォンおよびスピーカにより起こる音場系
のハウリングを防止する手段として、周波数シフト方式
がある。

この方式を実現する装置は、周波数シフター、ピッチコ
ントローラまたはハーモナイザと呼ばれるものがある。

ハーモナイザは、音響効果を高めるために演奏会や講演
会に用いられており、その動作原理は入力信号を予め設
定した時間分だけ記憶し、その記憶した情報を入力信号
を取り込んだ時間速度より遅くあるいは早くしたりして
出力することにより、周波数をシフトするものである。
一般に元の周波数に対する変化後の周波数の比であるピ
ッチ比を大きくとると、音声の性質が変化するが、ピッ
チ比を音声品質が変化しない程度に設定すれば問題はな
く、室内における反響信号の波状の周波数特性を改善す
ることができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところが、このような従来のハウリング抑圧方式では次
のような問題点があった。

反響阻止方式では、エコーサプレッサ９がエコー抑圧の
ために送話信号および受話信号の各レベルの大小により
減衰量の挿抜を行っており、この減衰量の挿抜を行うの
に数msec程度の動作時間と復旧時間を要し、したがって
言葉の始めと終わりあるいはあいづちなどの途切れが起
こり話づらくなる欠点があった。

この欠点に対して、最大の挿入減衰量を小さく設定する
ことにより、ある程度の改善はなされるが、逆にスピー
カからの音量を大きくできず、かえって相手の声が聞き
取れない状態が起こる欠点があった。

反響消去方式では、エコーキャンセラ17はエコーサプレ
ッサ９と違って、減衰量の挿抜は行わず、疑似反響信号
を作成し反響信号からこの疑似反響信号を減算処理して
反響信号を消去する方式であるので、エコーサプレッサ
９のような減衰量の挿抜による話づらさは生じないが、
以下に述べる欠点を有している。

一般に音声や音楽の周波数スペクトラムは、低域に電力
密度が高く高域には低い分布をもつことが知られてい
る。詳しくは、〔「音声」日本音響学会編 コロナ社出
版 1978年〕に記載されている。エコーキャンセラ17
は、受信信号入力端子Rin13にどのような周波数特性を
もった信号が入力されても、送信信号出力端子Sout16で
はエコー消去した信号の周波数特性が平坦になる性質を
もっている。

第５図は、白色雑音を入力とするエコーキャンセラの周
波数特性を観測した波形図である。

第６図は、ホス雑音を入力とするエコーキャンセラの周
波数特性を観測した波形図である。

受信信号入力端子Rin13に白色雑音を入力し、受信信号
出力端子Rout14から送信信号入力端子Sin15まで抵抗減
衰器（減衰量7dB）を挿入したときに、エコーキャンセ
ラ17をディセーブルあるいはイネーブルしたときの送信
信号出力端子Sout16における周波数特性を示す。

第５図および第６図に示す波形図は、縦軸の一目盛が10
dBであり、横軸の一目盛りが0.5kHzであり、上側の波形
がディセーブル時であり、下側の波形がイネーブル時で
ある。

このように、周波数特性が異なる受信入力雑音でもエコ
ー消去後の周波数特性が平坦になる特性が実験でも観測
される。

さらに、スピーカ１からマイクロフォン２に廻り込む反
響信号３の伝達関数の周波数特性（反響経路特性）は、
第７図に示すように室内での壁の吸収率が１より低いこ
とから、概ね低域フィルタ特性を示すが、その周波数特
性は各周波数の微少変化に対して反響経路損失が大きく
変化する。これは、スピーカ１から放射される音声が壁
に反射されマイクロフォン２に挿入されることから起こ
る現象である。

また、各周波数の微少変化に対し反響経路損失が大きく
変化し、波状の周波数特性を示すことが報告されてい
る。このため、エコーキャンセラ17によって得られたエ
コー消去量分だけスピーカ１からの音量が最適になるよ
うに反響経路内にある増幅器の利得を10dB上げると、第
７図の反響経路の損失の0dBの基準点が第７図のＡに示
すレベルに移動することになり、スピーカ１からマイク
ロフォン２に廻り込む反響信号が電力的に損失がある系
であっても、ある周波数で利得が生じハウリングを起こ
すことがある。したがって、反響経路内にあって周波数
特性が平坦な増幅器の利得を上げようとすると、第７図
に示すＢのレベル点までしか利得を上げることができな
い。さらに、エコーキャンセラ17の特性から音声周波数
スペクトラムの高域では、低域よりエコー消去量を大き
く取ることができない。このように、エコーキャンセラ
17はエコー消去量の絶対値に等しいだけの利得を増幅器
で上げることができず、音量不足に対する改善効果も少
なくなる欠点があった。

また、周波数シフト方式では、反響経路特性の波状の周
波数特性は是正されるが、その是正される平滑化量は高
々６〜10程度であり、決定的なものとはいえない。した
がって、この値以上に増幅器の利得を要求するような通
信系のハウリングを防止するには、各方式だけの実現で
は十分ではない。

本発明は、このような従来の問題点に着目してなされた
もので、受信信号により反響経路を介して発生する反響
信号が送話信号に挿入されることにより起こる通信系の
ハウリングを防止し、かつ快適な音声通話を可能にする
ために増幅器の利得を増大させることができるハウリン
グ抑圧回路を提供することを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、受話系に到来する信号を入力として送話系に
廻り込む反響信号を予測演算する回路手段と、この回路
手段の出力を送話系の信号に反転位相で加算する手段と
を含むハウリング抑圧回路において、信号通路を通過す
る信号の周波数成分を所定値だけシフトさせる周波数シ
フト回路が受話系および送話系の信号通路に設けられ、
上記予測演算する回路手段は、適応動作型であり、上記
周波数シフト回路を動作状態と非動作状態とに制御する
制御手段を含み、この制御手段は上記予測演算する回路
手段の適応動作に対応して受話状態では上記送話系周波
数シフト回路の動作を停止させるとともに上記受話系周
波数シフト回路の動作を開始させ、送話状態では上記送
話系周波数シフト回路の動作を開始させるとともに上記
受話系周波数シフト回路の動作を停止させ、無通話状態
および同時通話状態では、両系の周波数シフト回路の動
作を開始させる制御信号を送出する構成であることを特
徴とする。

〔作用〕

本発明は、受話系に到来する信号から送話系に廻り込む
反響信号の疑似反響信号を発生させて、この疑似反響信
号の位相を反転させて送話系に加算する反響消去手段
と、信号通路を通過する信号の周波数成分を所定値だけ
シフトさせる周波数シフト回路とを併用し、周波数シフ
ト回路を受話系の信号通路に挿入した場合には、反響消
去手段の適応動作機能が開始しているときは周波数シフ
ト機能を停止し、適応動作機能が停止しているときは周
波数シフト機能を開始させ、周波数シフト回路を送話系
の信号通路に挿入した場合には、送話時以外は周波数シ
フト機能を開始させることにより、無通話状態、送話状
態、受話状態および同時通話状態のそれぞれで反響消去
手段の適応動作および周波数シフト動作を適宜に制御し
て、ハウリング抑圧するとともに通話側の信号が周波数
シフトされないようにすることができる。

なお、周波数シフト機能は反響経路特性の波状の周波数
特性を是正するものであり、これにより増幅器の利得を
増大させることができる。

したがって、ループ内に反響消去と周波数シフト機能が
少なくとも一つ以上機能することになり、反響消去方式
によるハウリング抑圧回路が有していたスピーカの音量
不足を解消することができる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例方式を図面に基づいて説明する。

本発明ハウリング抑圧回路は、反響消去手段および周波
数シフト回路を併用することを特徴とする。本実施例で
は、反響消去手段としてエコーキャンセラを用いて説明
する。

第１図は、本発明ハウリング抑圧回路の一実施例を示す
ブロック構成図である。第１図において、エコーキャン
セラ17は、受信信号入力端子Rin13および送信信号入力
端子Sin15からの信号を入力する検出回路20、検出回路2
0の制御出力、受信信号入力端子Rin13からの信号および
減算回路19の出力を入力とし、出力信号を減算回路19に
接続する適応制御フィルタ18、送信信号入力端子Sin15
の信号に適応制御フィルタ18の出力信号を反転位相で加
算し送信信号出力端子Sout16に送出する減算回路19によ
り構成される。

第１図に示す本実施例回路は、二つの周波数シフト回路
21,22をそれぞれ受信信号入力端子Rin13および受信信号
出力端子Rout14の間の受話経路と、送信信号入力端子Si
n15および送信信号出力端子Sout16の間の送話経路とに
挿入することを特徴とする。

第１図において、第一の周波数シフト回路21は受信信号
入力端子Rin13とエコーキャンセラ17の間に挿入され、
第二の周波数シフト回路22はエコーキャンセラ17と送信
信号出力端子Sout16の間に挿入され、検出回路20に入力
する受信信号入力端子Rin13からの信号は第一の周波数
シフト回路21の入力側から取り、適応制御フィルタ18に
入力する受信信号入力端子Rin13からの信号は第一の周
波数シフト回路21の出力側から取る。第一および第二の
周波数シフト回路21、22には、検出回路20からの制御出
力が接続される。

表は、本実施例の検出回路20の動作条件を示す表であ
る。

以下、本実施例回路の動作について第１図および表を参
照して説明する。

まず検出回路20は、受信信号入力端子Rin13および送信
信号入力端子Sin15にそれぞれ入力される信号の受信レ
ベルLRinおよび送信レベルLSinが、音声電力として認識
できる設定レベル（識別レベル）Lthを越えているか否
かを識別する。送信レベルLSinおよび受信レベルLRinが
共に識別レベルLthを越えていないとき（無通話状態）
には、適応制御フィルタ18の動作を停止し、第一および
第二の周波数シフト回路21、22の動作を開始する。送信
レベルLSinが識別レベルLthを越え、受信レベルLRinが
識別レベルLthを越えていないとき（送話状態）には、
適応制御フィルタ18の動作を停止し、第一の周波数シフ
ト回路21の動作を開始し、第二の周波数シフト回路22の
動作を停止する。受信レベルLRinが識別レベルLthを越
え、送信レベルLsinが識別レベルLthを越えないとき
（受話状態）には、適応制御フィルタ18の動作を開始
し、第一の周波数シフト回路21の動作を停止し、第二の
周波数シフト回路22の動作を開始する。

さらに検出回路20は、送信レベルLSinおよび受信レベル
LRinが共に識別レベルLthを越えているとき、受信レベ
ルLRinと送信レベルLSinとの差が最小損失量ERLより大
であれば受話状態であり、適応制御フィルタ18の動作を
開始し、第一の周波数シフト回路21の動作を停止し、第
二の周波数シフト回路22の動作を開始する。受信レベル
LRinと送信レベルLSinとの差が最小損失量ERLより小で
あれば同時通話状態であり、適応制御フィルタ18の動作
を停止し、第一および第二の周波数シフト回路21、22の
動作を開始する。

このように、検出回路20は適応制御フィルタ18、第一の
周波数シフト回路21および第二の周波数シフト回路22に
制御動作の命令を送出する。

適応制御フィルタ18の実施例としては現在、学習同定法
と呼ばれる制御法が採用されており、適応制御フィルタ
18に入力される受信信号入力端子Rin13からの受信入力
信号ERin、減算回路19の入力信号すなわち送信信号入力
端子Sin15からの送信入力信号ESin、減算回路19の出力
信号すなわち送信信号出力端子Sout16に送出される送信
出力信号ESoutの三信号を用いて、表に示す適応制御フ
ィルタ18の動作開始状態において、送信出力信号ESout
の電力が常に０になるように自動制御して反響信号を消
去させている。適応制御フィルタ18の停止状態とは、適
応動作を停止することであって、減算回路19には疑似反
響信号が送出され、反響信号の消去動作は行われてい
る。

さらに、周波数シフト回路21、22は音声のピッチ時間間
隔にほぼ等しいメモリを有しており、入力信号を一定時
間間隔にサンプルし、そのサンプル値をメモリに蓄積
し、次に蓄積されたサンプル値を入力した時のサンプル
間隔より長い間隔で読み出し、等価的に周波数を低域側
にシフトした出力信号を発生させている。ここで、周波
数シフト回路21、22の停止動作とは、周波数シフト機能
を停止させることを意味しており、入力信号をそのまま
通過させることと等価である。

一般にテレビ会議電話装置の音声系では、第１図で示し
た装置が通信路を介して対向して配置され、どちらか一
方が通話の時（片方向通話時）では、適応制御フィルタ
18の動作が停止され、周波数シフト回路21、22の動作が
開始あるいは停止されるが、反対側の装置ではこれと反
対の動作をしており通話側では周波数の歪みは発生しな
い。また、通信路を介した四線ループ系でのハウリング
マージンは、反響消去量と周波数シフトによる平滑化量
を加えたものとなり、増幅器の利得をさらに増大させる
ことが可能になる。

なお、上記具体的な例では、テレビ会議電話装置の四線
系の音声でスピーカおよびマイクロフォンを有する系を
例として説明したが、ハウリング発生の原因が必ずしも
音響系でない反射による場合にも適用可能であり、二線
四線変換回路を有する一つまたは複数対地を接続する電
話網の四線区間系にも同様に適用可能である。

〔発明の効果〕 本発明は、以上説明したように、送話状態では適応フィ
ルタの動作を停止させて周波数シフトを挿入させないで
送話信号を出力するため、通話側からの通話信号の通話
品質の劣化がないため、四線ループ系で考慮したとき、
ループ内に反響消去と周波数シフト機能が少なくとも一
つ以上機能することになり、したがって反響消去量と周
波数シフトによる平滑化量との和がハウリングマージン
となるために、増幅器の利得を増大させることができる
効果をもつ。すなわち、いままでの反響消去方式による
ハウリング抑圧回路が有していたスピーカの音量不足を
解消し、最適な音量を得ることができる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック構成図。 第２図は従来のテレビ会議電話装置の音声系の構成例を
示すブロック構成図。 第３図はエコーサプレッサを用いたハウリング抑圧回路
のブロック構成図。 第４図はエコーキャンセラを用いたハウリング抑圧回路
のブロック構成図。 第５図は白色雑音を入力としたエコーキャンセラの周波
数特性を観測した波形図。 第６図はホス雑音を入力としたエコーキャンセラの周波
数特性を観測した波形図。 第７図は室内反響特性例を示す図。 １…スピーカ、２…マイクロフォン、３…反響信号、４
…送話者の音声信号、５、６、７、８…増幅器あるいは
減衰器、９…エコーサプレッサ、10、11…可変減衰回
路、12…制御回路、13…受信信号入力端子Rin、14…受
信信号出力端子Rout、15…送信信号入力端子Sin、16…
送信信号出力端子Sout、17…エコーキャンセラ、18…適
応制御フィルタ、19…減算回路、20…検出回路、21、22
…周波数シフト回路。

フロントページの続き (72)発明者 木島 良二 神奈川県横須賀市武１丁目2356番地 日本 電信電話株式会社横須賀電気通信研究所内 (56)参考文献 特開 昭58−3430（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−202532（ＪＰ，Ａ)

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受話系に到来する信号を入力として送話系
   に廻り込む反響信号を予測演算する回路手段と、 この回路手段の出力を送話系の信号に反転位相で加算す
   る手段と を含むハウリング抑圧回路において、 信号通路を通過する信号の周波数成分を所定値だけシフ
   トさせる周波数シフト回路が受話系および送話系の信号
   通路に設けられ、 上記予測演算する回路手段は、適応動作型であり、 上記周波数シフト回路を動作状態と非動作状態とに制御
   する制御手段を含み、 この制御手段は上記予測演算する回路手段の適応動作に
   対応して受話状態では上記送話系周波数シフト回路の動
   作を停止させるとともに上記受話系周波数シフト回路の
   動作を開始させ、送話状態では上記送話系周波数シフト
   回路の動作を開始させるとともに上記受話系周波数シフ
   ト回路の動作を停止させ、無通話状態および同時通話状
   態では、両系の周波数シフト回路の動作を開始させる制
   御信号を送出する構成である ことを特徴とするハウリング抑圧回路。