JPH0748675B2 - デジタル伝送方式 - Google Patents
デジタル伝送方式Info
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- JPH0748675B2 JPH0748675B2 JP62208705A JP20870587A JPH0748675B2 JP H0748675 B2 JPH0748675 B2 JP H0748675B2 JP 62208705 A JP62208705 A JP 62208705A JP 20870587 A JP20870587 A JP 20870587A JP H0748675 B2 JPH0748675 B2 JP H0748675B2
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- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 title claims description 86
- 238000000605 extraction Methods 0.000 claims description 17
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 16
- 238000000034 method Methods 0.000 description 18
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 7
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 6
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 2
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 2
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 description 2
- 239000013307 optical fiber Substances 0.000 description 2
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
- 108010076504 Protein Sorting Signals Proteins 0.000 description 1
- 241000981595 Zoysia japonica Species 0.000 description 1
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/4917—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes
- H04L25/4923—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes using ternary codes
- H04L25/4925—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems using multilevel codes using ternary codes using balanced bipolar ternary codes
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/38—Synchronous or start-stop systems, e.g. for Baudot code
- H04L25/40—Transmitting circuits; Receiving circuits
- H04L25/49—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems
- H04L25/497—Transmitting circuits; Receiving circuits using code conversion at the transmitter; using predistortion; using insertion of idle bits for obtaining a desired frequency spectrum; using three or more amplitude levels ; Baseband coding techniques specific to data transmission systems by correlative coding, e.g. partial response coding or echo modulation coding transmitters and receivers for partial response systems
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- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は複数の装置及び端末間を接続する伝送システム
に関する。特に、いわゆる を有するメタリックケーブル等を介してディジタル信号
を伝送する伝送システムに関する。
に関する。特に、いわゆる を有するメタリックケーブル等を介してディジタル信号
を伝送する伝送システムに関する。
（従来の技術） 近年、各種データ端末の高機能化に伴い、これらを効率
良く結合するネットワークが盛んに開発されている。特
に端末側の通信機能の向上は著しく、これに伴い、通信
速度も１秒間に数百万ビット（以下Mbpsと略す）に及ぶ
ものも出現している。こうした高速な端末をネットワー
クのアクセスポイントに接続するには光ファイバーを用
いることが考えられる。しかしながら、光ファイバーを
用いた場合、端末側に光トランシーバーが必要となり、
低価格であるべき端末の価格上昇要因となる。これを回
避する最も簡便な伝送媒体はペア線であるが、通常、ペ
ア線の伝送特性は高周波になる程著しく劣化する。即
ち、デジベル（dB）表示の伝送路減衰量Ａが周波数ｆと
伝送距離ｌに対してほぼ の比例関係を有するいわゆる を示す。こうした を有する伝送媒体を用いて高能率なデータ伝送を行なう
方法として、従来多値伝送方式とパーシャルレスポンス
伝送方式とが知られている。
良く結合するネットワークが盛んに開発されている。特
に端末側の通信機能の向上は著しく、これに伴い、通信
速度も１秒間に数百万ビット（以下Mbpsと略す）に及ぶ
ものも出現している。こうした高速な端末をネットワー
クのアクセスポイントに接続するには光ファイバーを用
いることが考えられる。しかしながら、光ファイバーを
用いた場合、端末側に光トランシーバーが必要となり、
低価格であるべき端末の価格上昇要因となる。これを回
避する最も簡便な伝送媒体はペア線であるが、通常、ペ
ア線の伝送特性は高周波になる程著しく劣化する。即
ち、デジベル（dB）表示の伝送路減衰量Ａが周波数ｆと
伝送距離ｌに対してほぼ の比例関係を有するいわゆる を示す。こうした を有する伝送媒体を用いて高能率なデータ伝送を行なう
方法として、従来多値伝送方式とパーシャルレスポンス
伝送方式とが知られている。
これら、従来技術のうち多値伝送方式については、いわ
ゆる識別時点での符号間干渉が増大することから、多値
数が４値以上となると符号間干渉を自動的に抑圧する自
動等化器が受信側で必要となる。しかしながら、こうし
た自動等化器を高精度で動作させるには信号サンプル値
に対して離散制御を施すディジタル信号処理が必要とな
り、数Mbpsの伝送を目指すシステムではその処理に関わ
るハードウェア量の著しい増大を来たしてしまう。この
欠点を解消するものがパーシャルレスポンス伝送方式で
あり、一般に、同一の受信レベル数を有する多値伝送方
式とパーシャルレスポンス方式とを比較すると、少なく
とも に対しては後者の方が優位になる。ところがパーシャル
レスポンス方式ではパルス伝送に必要なナイキスト帯域
（送信シンボルクロック周波数をf0とすればf0/2）より
も更に狭い帯域で信号を受信することになり、こうして
受信されたパルス系列は一般に非常に小さなクロック成
分しか持たない。このため受信パルス系列から非線形操
作等によりクロック成分を抽出するいわゆるタイミング
抽出が困難になるという欠点を有している。
ゆる識別時点での符号間干渉が増大することから、多値
数が４値以上となると符号間干渉を自動的に抑圧する自
動等化器が受信側で必要となる。しかしながら、こうし
た自動等化器を高精度で動作させるには信号サンプル値
に対して離散制御を施すディジタル信号処理が必要とな
り、数Mbpsの伝送を目指すシステムではその処理に関わ
るハードウェア量の著しい増大を来たしてしまう。この
欠点を解消するものがパーシャルレスポンス伝送方式で
あり、一般に、同一の受信レベル数を有する多値伝送方
式とパーシャルレスポンス方式とを比較すると、少なく
とも に対しては後者の方が優位になる。ところがパーシャル
レスポンス方式ではパルス伝送に必要なナイキスト帯域
（送信シンボルクロック周波数をf0とすればf0/2）より
も更に狭い帯域で信号を受信することになり、こうして
受信されたパルス系列は一般に非常に小さなクロック成
分しか持たない。このため受信パルス系列から非線形操
作等によりクロック成分を抽出するいわゆるタイミング
抽出が困難になるという欠点を有している。
一方タイミング抽出能力の観点からは、良く知られてい
るようにバイポーラ伝送方式が適している。一般に送信
シンボルクロック周波数をf0とした時、f0/2近傍の信号
系列のスペクトラムが他の周波数成分に比し大きい程よ
り多くのタイミング情報を含んでおり、バイポーラ信号
のスペクトラムは後述のようにf0/2近傍にスペクトラム
ピークを有するためタイミング抽出し易い信号になって
いる。しかしながら、バイポーラ信号はパーシャルレス
ポンス信号に比しそのスペクトラムメインローブの帯域
が広く、より広帯域の等化を必要とし、その分、受信点
信号対雑音比が劣化する。更にバイポーラ伝送方式では
送信信号が３値信号となるためこれによる信号対雑音比
の劣化も伴う。
るようにバイポーラ伝送方式が適している。一般に送信
シンボルクロック周波数をf0とした時、f0/2近傍の信号
系列のスペクトラムが他の周波数成分に比し大きい程よ
り多くのタイミング情報を含んでおり、バイポーラ信号
のスペクトラムは後述のようにf0/2近傍にスペクトラム
ピークを有するためタイミング抽出し易い信号になって
いる。しかしながら、バイポーラ信号はパーシャルレス
ポンス信号に比しそのスペクトラムメインローブの帯域
が広く、より広帯域の等化を必要とし、その分、受信点
信号対雑音比が劣化する。更にバイポーラ伝送方式では
送信信号が３値信号となるためこれによる信号対雑音比
の劣化も伴う。
第４図は、パーシャルレスポンス（1,1）方式（いわゆ
るクラスＩパーシャルレスポンス方式）を用いた従来の
伝送方式の一例である。第４図において、シンボルクロ
ック周期Ｔ秒の入力デジタルデータ系列41は遅延量Ｔの
遅延回路とモジュロ２（mod2）の加算回路により構成さ
れるプリコーダ45を通って中間系列42に変換される。中
間系列42は（1,1）変換回路46を通って（1,1）波形列43
に変換されて伝送される。この（1,1）変換回路は図示
する如く、Ｔの遅延量を有する遅延回路と加算器により
構成されている。（1,1）波形列43は伝送路47を経て受
信側のA/D変換器48に入力され、デジダル信号に変換さ
れて伝送路等化フィルタ49では伝送路47における損失を
補正し、デコーダ50へ出力される。デコーダ50では、出
力デジダルデータ系列44に変換され、元のデジタルデー
タ系列が再生される。
るクラスＩパーシャルレスポンス方式）を用いた従来の
伝送方式の一例である。第４図において、シンボルクロ
ック周期Ｔ秒の入力デジタルデータ系列41は遅延量Ｔの
遅延回路とモジュロ２（mod2）の加算回路により構成さ
れるプリコーダ45を通って中間系列42に変換される。中
間系列42は（1,1）変換回路46を通って（1,1）波形列43
に変換されて伝送される。この（1,1）変換回路は図示
する如く、Ｔの遅延量を有する遅延回路と加算器により
構成されている。（1,1）波形列43は伝送路47を経て受
信側のA/D変換器48に入力され、デジダル信号に変換さ
れて伝送路等化フィルタ49では伝送路47における損失を
補正し、デコーダ50へ出力される。デコーダ50では、出
力デジダルデータ系列44に変換され、元のデジタルデー
タ系列が再生される。
ここで、入力デジタルデータ系列41をan、中間系列42を
bn、（1,1）波系列43をcn、出力デジタルデータ系列44
をdnとおけば、 bn＝bn-1an cn＝bn＋bn-1 dn＝［cn］mode2（cnが偶数の時dn＝０、cnが奇数の時d
n＝１） と示される。ここではモジュロ２（mode2）加算であ
る。
bn、（1,1）波系列43をcn、出力デジタルデータ系列44
をdnとおけば、 bn＝bn-1an cn＝bn＋bn-1 dn＝［cn］mode2（cnが偶数の時dn＝０、cnが奇数の時d
n＝１） と示される。ここではモジュロ２（mode2）加算であ
る。
｛an｝＝｛101100101｝とすると ｛bn｝＝｛110111001｝ ｛cn｝＝｛121122101｝ ｛dn｝＝｛101100101｝ となり、元のデジタルデータ系列が再生される。
第５図（ａ），（ｂ）は各々パーシャルレスポンス（1,
1）方式とバイポーラ符号方式の周波数と電力スペクト
ルの関係を示す図である。
1）方式とバイポーラ符号方式の周波数と電力スペクト
ルの関係を示す図である。
第５図（ａ）により、パーシャルレスポンス（1,1）方
式では、データ送出クロック周波数の1/2の周波数成分
が極端に小さくなるために、タイミング抽出が困難にな
ることがわかる。
式では、データ送出クロック周波数の1/2の周波数成分
が極端に小さくなるために、タイミング抽出が困難にな
ることがわかる。
一方、第５図（ｂ）に見るとおりバイポーラ伝送方式で
は、データ送出クロック周波数の1/2の周波数にスペク
トラムのピークをもつため、タイミング送出クロック情
報を豊富に含んでいることがわかる。
は、データ送出クロック周波数の1/2の周波数にスペク
トラムのピークをもつため、タイミング送出クロック情
報を豊富に含んでいることがわかる。
一方、信号対雑音比の観点からみると、第５図（ａ）の
パーシャルレスポンス（1,1）方式では、図中のメイン
ローブだけを受信側で取り出せばよいのに対し、バイポ
ーラ伝送方式では第５図（ｂ）中で広帯域なメインロー
ブを取り出す必要があり、特に を対象にすると著しい信号対雑音比の低下を招くことが
わかる。
パーシャルレスポンス（1,1）方式では、図中のメイン
ローブだけを受信側で取り出せばよいのに対し、バイポ
ーラ伝送方式では第５図（ｂ）中で広帯域なメインロー
ブを取り出す必要があり、特に を対象にすると著しい信号対雑音比の低下を招くことが
わかる。
（発明が解決しようとする問題点） 上述のように従来の伝送方式では、たとえばパーシャル
レスポンス方式によって信号受信にあたって高域スペク
トルの低下をはかり、識別点におけるノイズによる信号
の劣化を低減した場合にタイミング抽出能力が低下する
という問題点があった。また、バイポーラ符号方式によ
ってタイミング抽出能力の向上をはかった場合には、識
別点におけるノイズによる信号の劣化が大きくなるとい
う問題点があった。
レスポンス方式によって信号受信にあたって高域スペク
トルの低下をはかり、識別点におけるノイズによる信号
の劣化を低減した場合にタイミング抽出能力が低下する
という問題点があった。また、バイポーラ符号方式によ
ってタイミング抽出能力の向上をはかった場合には、識
別点におけるノイズによる信号の劣化が大きくなるとい
う問題点があった。
本発明の目的は、パーシャルレスポンス伝送方式の前述
の如き特徴と、バイポーラ伝送方式の利点を同時に発揮
できる新規な構成を案出することにより上記問題点を解
決するデジタル伝送方式を提供することにある。すなわ
ち、本発明の目的は、符号の伝送に当たっては直流成分
がなくしかもタイミング情報の豊富なバイポーラ方式を
用い、受信側においては一旦バイポーラ受信をしてクロ
ック成分を抽出した後クラスＩパーシャルレスポンス方
式によって信号の復調を行うことにある。
の如き特徴と、バイポーラ伝送方式の利点を同時に発揮
できる新規な構成を案出することにより上記問題点を解
決するデジタル伝送方式を提供することにある。すなわ
ち、本発明の目的は、符号の伝送に当たっては直流成分
がなくしかもタイミング情報の豊富なバイポーラ方式を
用い、受信側においては一旦バイポーラ受信をしてクロ
ック成分を抽出した後クラスＩパーシャルレスポンス方
式によって信号の復調を行うことにある。
（問題点を解決するための手段） 本発明によるデジタル伝送方式は、（1,0,−１）プリコ
ーダ、バイポーラ変換回路、伝送路等化フィルタ、タイ
ミング抽出回路およびデコーダとを有する。
ーダ、バイポーラ変換回路、伝送路等化フィルタ、タイ
ミング抽出回路およびデコーダとを有する。
（1,0,−１）プリコーダは、入力されたデジタルデータ
系列をプリコードする。
系列をプリコードする。
バイポーラ変換回路は（1,0,−１）プリコーダの出力を
入力し、バイポーラ符号方式によりバイポーラ波形に変
換し、伝送路へ出力する。伝送路等化フィルタはバイポ
ーラ変換回路の出力を伝送路を通して入力し、伝送路に
おける損失を補正し等化する。
入力し、バイポーラ符号方式によりバイポーラ波形に変
換し、伝送路へ出力する。伝送路等化フィルタはバイポ
ーラ変換回路の出力を伝送路を通して入力し、伝送路に
おける損失を補正し等化する。
タイミング抽出回路はタイミング成分の大きい伝送路等
化フィルタからのバイポーラ波形出力を入力し、タイミ
ング成分を抽出する。タイミング抽出回路の出力はサン
プリングのタイミング情報として、伝送路等化フィル
タ、（1,1）等化回路、デコーダへ接続される。（1,1）
等化回路は伝送路等化フィルタの出力を入力し、伝送歪
に強いパーシャルレスポンス（1,0,−１）波形に等化す
る。
化フィルタからのバイポーラ波形出力を入力し、タイミ
ング成分を抽出する。タイミング抽出回路の出力はサン
プリングのタイミング情報として、伝送路等化フィル
タ、（1,1）等化回路、デコーダへ接続される。（1,1）
等化回路は伝送路等化フィルタの出力を入力し、伝送歪
に強いパーシャルレスポンス（1,0,−１）波形に等化す
る。
デコーダは（1,1）等化回路の出力波形を入力し、識別
し、元のデジタルデータ系列を再生する。
し、元のデジタルデータ系列を再生する。
（実施例） 次に本発明のデジタル伝送方式について図面を参照して
説明する。
説明する。
第１図はデジタルの伝送路等化フィルタを用いた本発明
の一実施例を示すブロック図であり、第６図は各部の動
作を示す波形図である。第１図において、第６図（Ａ）
に示すごとき入力デジタルデータ系列10は（1,0,−１）
プリコーダ11に入力される。（1,0,−１）プリコーダ11
は入力デジタルデータ系列10を第６図（Ｂ）に示すデジ
タル系列にプリコードし、バイポーラ変換回路12に出力
する。なお、プリコーダ11は例えば第２図25のように構
成され、２ビット遅延出力と入力デジタル系列との排他
的論理和がとられる構造となる。バイポーラ変換回路12
は（1,0,−１）プリコーダ11より入力されたデータ系列
を第６図（Ｃ）に示すようなバイポーラ符号に変換し、
伝送路13へ出力する。伝送路13へ出力されたデータ系列
はA/D変換器14に入力され、デジタル信号に変換され
て、伝送路等化フィルタ15に入力される。
の一実施例を示すブロック図であり、第６図は各部の動
作を示す波形図である。第１図において、第６図（Ａ）
に示すごとき入力デジタルデータ系列10は（1,0,−１）
プリコーダ11に入力される。（1,0,−１）プリコーダ11
は入力デジタルデータ系列10を第６図（Ｂ）に示すデジ
タル系列にプリコードし、バイポーラ変換回路12に出力
する。なお、プリコーダ11は例えば第２図25のように構
成され、２ビット遅延出力と入力デジタル系列との排他
的論理和がとられる構造となる。バイポーラ変換回路12
は（1,0,−１）プリコーダ11より入力されたデータ系列
を第６図（Ｃ）に示すようなバイポーラ符号に変換し、
伝送路13へ出力する。伝送路13へ出力されたデータ系列
はA/D変換器14に入力され、デジタル信号に変換され
て、伝送路等化フィルタ15に入力される。
伝送路等化フィルタ15は伝送路13における損失を補正
し、伝送路13を通る前の波形に等価する。その波形例を
第６図（Ｄ）に示す。
し、伝送路13を通る前の波形に等価する。その波形例を
第６図（Ｄ）に示す。
第３図はデジタル伝送路等化フィルタの一例である。第
３図において、伝送路を通ったデータは、入力データXn
となり等化されて出力データYnとなる。ここで、 Yn＝A0Xn＋A1Xn-1＋A2Xn-2−B1Yn-1−B2Yn-2と示され
る。また、A0，A1，A2，B1，B2は、フィルタの伝達関数
Ｈ（ｚ）を とおき、Ｈ（ｚ）を伝送路の損失特性に近似した場合の
係数である。
３図において、伝送路を通ったデータは、入力データXn
となり等化されて出力データYnとなる。ここで、 Yn＝A0Xn＋A1Xn-1＋A2Xn-2−B1Yn-1−B2Yn-2と示され
る。また、A0，A1，A2，B1，B2は、フィルタの伝達関数
Ｈ（ｚ）を とおき、Ｈ（ｚ）を伝送路の損失特性に近似した場合の
係数である。
第１図において、タイミング抽出回路18はタイミング成
分の大きなバイポーラ波形である。伝送路等化フィルタ
15の出力を入力し、タイミング成分の抽出を行なう。
分の大きなバイポーラ波形である。伝送路等化フィルタ
15の出力を入力し、タイミング成分の抽出を行なう。
タイミング抽出回路18の出力はサンプリングのタイミン
グ情報として、伝送路等化フィルタ15、（1,1）等化回
路16、デコーダ17、A/D変換器14への入力となる。（1,
1）等化回路16はその周波数伝達関数Ｈ（ｆ）が、 Ｈ（ｆ）＝cos（IIf/f0） （ただし、|f|＞f0ではＨ（ｆ）＝（０） であり、伝送路等価フィルタ15からのバイポーラ波形を
入力し、 で加わった高域雑音を抑圧する。第６図（Ｅ）には、
（1,1）等価回路16の出力波形例を示す。ここで第２図2
6で示されるバイポーラ変化回路はＺ変換にて、 Ａ（ｚ）＝１−z-1 なる伝達特性を有し、30で示される（1,1）等化回路の
それは Ｂ（ｚ）＝１＋z-1 であるから、中間系列21からパーシャルレスポンス波形
23に至る総合伝達特性Ｃ（ｚ）は、 Ｃ（ｚ）＝Ａ（ｚ）Ｂ（ｚ）＝１−z-2 となる。即ち、この総合伝送系は（1,0,−１）パーシャ
ルレスポンス伝送系と等価であることが判る。一般にパ
ーシャルレスポンス伝送系では受信点での識別誤りが将
来の識別結果に波及するため、これを防ぐためいわゆる
プリコーダを送信側に付加する。第２図の場合、25で示
される（1,0,−１）プリコーダがこれに相当する。（1,
0,−１）プリコーダの伝達特性Ｄ（ｚ）は であるから、結局、入力デジタルデータ系列20からパー
シャルレスポンス波形列23に至る経路の伝達特性は となる。従ってデコーダ31にてパーシャルレスポンス波
形列を法２の２進変換（即ち「±１」→「１」，「０」
→「０」）すれば となり、元の２進系列が再生されることになる。デコー
ダ17は第６図（Ｅ）に示されるような（1,1）等価回路1
6の出力波形を入力し、「±１」→「１」、「０」→
「０」と識別して、第６図（Ｆ）に示されるように出力
デジタルデータ系列19を出力し、元のデジタルデータ系
列として再生する。
グ情報として、伝送路等化フィルタ15、（1,1）等化回
路16、デコーダ17、A/D変換器14への入力となる。（1,
1）等化回路16はその周波数伝達関数Ｈ（ｆ）が、 Ｈ（ｆ）＝cos（IIf/f0） （ただし、|f|＞f0ではＨ（ｆ）＝（０） であり、伝送路等価フィルタ15からのバイポーラ波形を
入力し、 で加わった高域雑音を抑圧する。第６図（Ｅ）には、
（1,1）等価回路16の出力波形例を示す。ここで第２図2
6で示されるバイポーラ変化回路はＺ変換にて、 Ａ（ｚ）＝１−z-1 なる伝達特性を有し、30で示される（1,1）等化回路の
それは Ｂ（ｚ）＝１＋z-1 であるから、中間系列21からパーシャルレスポンス波形
23に至る総合伝達特性Ｃ（ｚ）は、 Ｃ（ｚ）＝Ａ（ｚ）Ｂ（ｚ）＝１−z-2 となる。即ち、この総合伝送系は（1,0,−１）パーシャ
ルレスポンス伝送系と等価であることが判る。一般にパ
ーシャルレスポンス伝送系では受信点での識別誤りが将
来の識別結果に波及するため、これを防ぐためいわゆる
プリコーダを送信側に付加する。第２図の場合、25で示
される（1,0,−１）プリコーダがこれに相当する。（1,
0,−１）プリコーダの伝達特性Ｄ（ｚ）は であるから、結局、入力デジタルデータ系列20からパー
シャルレスポンス波形列23に至る経路の伝達特性は となる。従ってデコーダ31にてパーシャルレスポンス波
形列を法２の２進変換（即ち「±１」→「１」，「０」
→「０」）すれば となり、元の２進系列が再生されることになる。デコー
ダ17は第６図（Ｅ）に示されるような（1,1）等価回路1
6の出力波形を入力し、「±１」→「１」、「０」→
「０」と識別して、第６図（Ｆ）に示されるように出力
デジタルデータ系列19を出力し、元のデジタルデータ系
列として再生する。
第２図は第１図の（1,0,−１）プリコーダ11とバイポー
ラ変換回路12と伝送路等化フィルタ15と（1,1）等化回
路16とデコーダ17とA/D変換器14を示す回路図である。
ラ変換回路12と伝送路等化フィルタ15と（1,1）等化回
路16とデコーダ17とA/D変換器14を示す回路図である。
第２図において、入力デジタルデータ系列20は（1,0,−
１）プリコーダ25を通って、中間系列21に変換される。
中間系列21はバイポーラ変換回路を通って、バイポーラ
波形列22に変換される。
１）プリコーダ25を通って、中間系列21に変換される。
中間系列21はバイポーラ変換回路を通って、バイポーラ
波形列22に変換される。
バイポーラ波形列22は伝送路27に送出され、受信側のA/
D変換器28に入力され、デジタル信号に変換されて伝送
路等化フィルタ29に入力される。
D変換器28に入力され、デジタル信号に変換されて伝送
路等化フィルタ29に入力される。
伝送路等化フィルタ29では伝送路27における損失を補正
し、（1,1）等化回路30へ出力する。（1,1）等化回路30
は伝送路等化フィルタ29の出力を入力し、パーシャルレ
スポンス波形列23に変換する。
し、（1,1）等化回路30へ出力する。（1,1）等化回路30
は伝送路等化フィルタ29の出力を入力し、パーシャルレ
スポンス波形列23に変換する。
（1,1）等化回路30に入力される波形がバイポーラ波形
であるので、パーシャルレスポンス波形列23はパーシャ
ルレスポンス（1,0,−１）波形となる。
であるので、パーシャルレスポンス波形列23はパーシャ
ルレスポンス（1,0,−１）波形となる。
デコーダ31は、パーシャルレスポンス波形列23を入力
し、出力デジタルデータ系列24に変換し、元のデジタル
データ系列として再生する。
し、出力デジタルデータ系列24に変換し、元のデジタル
データ系列として再生する。
ここで、入力デジタルデータ系列20をSn、中間系列21を
Un、バイポーラ波形列22をPn、パーシャルレスポンス波
形列23をQn、出力デジタルデータ系列24をRnとおけば、 Un＝SnUn-2 Pn＝Un−Un-1 Qn＝Pn＋Pn-1 Rn＝［Qn］mod2（Qnが偶数の時Rn＝０、Qnが奇数の時Rn
＝１） と示される。
Un、バイポーラ波形列22をPn、パーシャルレスポンス波
形列23をQn、出力デジタルデータ系列24をRnとおけば、 Un＝SnUn-2 Pn＝Un−Un-1 Qn＝Pn＋Pn-1 Rn＝［Qn］mod2（Qnが偶数の時Rn＝０、Qnが奇数の時Rn
＝１） と示される。
｛Sn｝＝｛101100101｝とすると ｛Un｝＝｛100101110｝ ｛Pn｝＝｛１−101−1100−１｝ ｛Qn｝＝｛10−110010−１｝ ｛Rn｝＝｛101100101｝ となり、元のデジタルデータ系列が再生される。
本発明では、タイミング抽出はタイミング抽出成分の大
きなバイポーラ波形で行い、データの識別は高域スペク
トルの低下をはかって伝送歪に強いパシャルレスポンス
（1,0,−１）波形で行なう。
きなバイポーラ波形で行い、データの識別は高域スペク
トルの低下をはかって伝送歪に強いパシャルレスポンス
（1,0,−１）波形で行なう。
（発明の効果） 本発明のデジタル伝送の等化方式によれば、タイミング
抽出はタイミング情報を豊富に含むバイポーラ波形で行
ない、データの識別のための等化は高域雑音に強い（1,
1）等化で行なうので、タイミング抽出が安定し、か
つ、識別点における信号対雑音比も向上するという運用
上の改善効果が得られる。
抽出はタイミング情報を豊富に含むバイポーラ波形で行
ない、データの識別のための等化は高域雑音に強い（1,
1）等化で行なうので、タイミング抽出が安定し、か
つ、識別点における信号対雑音比も向上するという運用
上の改善効果が得られる。
第１図はデジタルの伝送路等化フィルタを用いた本発明
のデジタル伝送の等化方式の一実施例を示すブロック
図、第２図は第１図の（1,0,−１）プリコーダとバイポ
ーラ変換回路と伝送路等化フィルタと（1,1）等化回路
とデコーダとA/D変換器を示す回路図、第３図はデジタ
ル伝送路等化フィルタの一例、第４図はパーシャルレス
ポンス（1,1）方式を用いた従来の一例、第５図はパー
シャルレスポンス（1,0,−１）方式とバイポーラ符号方
式の周波数と電力スペクトルの関係を示す図、第６図は
本発明のデジタル伝送方式を説明するための図である。 11,25…（1,0,−１）プリコーダ、12,26…バイポーラ変
換回路、13,27,47…伝送路、14,28,48…A/D変換器、15,
29,49…伝送路等化フィルタ、16,30…（1,1）等化回
路、17,31,50…デコーダ、18…タイミング抽出回路、26
…（1,0,−１）等化回路、45…（1,1）プリコーダ、46
…（1,1）変換回路。
のデジタル伝送の等化方式の一実施例を示すブロック
図、第２図は第１図の（1,0,−１）プリコーダとバイポ
ーラ変換回路と伝送路等化フィルタと（1,1）等化回路
とデコーダとA/D変換器を示す回路図、第３図はデジタ
ル伝送路等化フィルタの一例、第４図はパーシャルレス
ポンス（1,1）方式を用いた従来の一例、第５図はパー
シャルレスポンス（1,0,−１）方式とバイポーラ符号方
式の周波数と電力スペクトルの関係を示す図、第６図は
本発明のデジタル伝送方式を説明するための図である。 11,25…（1,0,−１）プリコーダ、12,26…バイポーラ変
換回路、13,27,47…伝送路、14,28,48…A/D変換器、15,
29,49…伝送路等化フィルタ、16,30…（1,1）等化回
路、17,31,50…デコーダ、18…タイミング抽出回路、26
…（1,0,−１）等化回路、45…（1,1）プリコーダ、46
…（1,1）変換回路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 吉田 俊久 東京都港区芝５丁目33番１号 日本電気株 式会社内 (56)参考文献 特開 昭50−57315（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】複数の装置及び端末間を接続する伝送シス
テムにおいて、送信側にあっては入力されたデジタルデ
ータ系列をプリコードする（1,0,−１）プリコーダと、
前記（1,0,−１）プリコーダの出力を入力しバイポーラ
符号に変換し伝送路に送出するバイポーラ変換回路と、
受信側にあっては前記伝送路における損失を補正し等化
する伝送路等化フィルタと、前記伝送路等化フィルタの
出力波形を入力しクラス１パーシャルレスポンス特性を
示す等化を行なう（1,1）等化回路と、前記（1,1）等化
回路の出力を入力し識別するデコーダと、前記伝送路等
化フィルタの出力であるバイポーラ波形から前記デコー
ダの識別時刻を与えるタイミング情報を抽出するタイミ
ング抽出回路とを有し、前記デジタルデータ系列を前記
伝送システムを通すことによって伝送し、前記デコーダ
の出力として前記デジタルデータ系列を再生することを
特徴とするデジタル伝送方式。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62208705A JPH0748675B2 (ja) | 1987-08-21 | 1987-08-21 | デジタル伝送方式 |
| CA000575185A CA1332452C (en) | 1987-08-21 | 1988-08-19 | Digital communication system using partial response and bipolar coding techniques |
| EP88113509A EP0304081B1 (en) | 1987-08-21 | 1988-08-19 | Digital communication system using partial response and bipolar coding techniques |
| DE3889810T DE3889810T2 (de) | 1987-08-21 | 1988-08-19 | Digitales Übertragungsverfahren mit Pseudo-Mehrstufen und bipolaren Kodierungstechniken. |
| US07/234,667 US5093843A (en) | 1987-08-21 | 1988-08-22 | Digital communicationn system using partial response and bipolar coding techniques |
| AU21466/88A AU607252B2 (en) | 1987-08-21 | 1988-08-22 | Digital communication system using partial response and bipolar coding techniques |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62208705A JPH0748675B2 (ja) | 1987-08-21 | 1987-08-21 | デジタル伝送方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6451725A JPS6451725A (en) | 1989-02-28 |
| JPH0748675B2 true JPH0748675B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=16560712
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62208705A Expired - Lifetime JPH0748675B2 (ja) | 1987-08-21 | 1987-08-21 | デジタル伝送方式 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5093843A (ja) |
| EP (1) | EP0304081B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0748675B2 (ja) |
| AU (1) | AU607252B2 (ja) |
| CA (1) | CA1332452C (ja) |
| DE (1) | DE3889810T2 (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2644025A1 (fr) * | 1989-03-03 | 1990-09-07 | Thomson Csf | Dispositif d'extraction d'impulsions " 3 etats " dans un milieu bruite |
| JPH03172046A (ja) * | 1989-11-30 | 1991-07-25 | Nec Corp | パーシャルレスポンス信号の受信方式 |
| US5119402A (en) * | 1990-06-26 | 1992-06-02 | Digital Equipment Corporation | Method and apparatus for transmission of local area network signals over unshielded twisted pairs |
| US5265125A (en) * | 1990-11-16 | 1993-11-23 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Signal detection apparatus for detecting digital information from PCM signal |
| US5249200A (en) * | 1991-07-30 | 1993-09-28 | Codex Corporation | Device and method for combining precoding with symbol-rate spectral shaping |
| US5311547A (en) * | 1992-02-03 | 1994-05-10 | At&T Bell Laboratories | Partial-response-channel precoding |
| US5408473A (en) * | 1992-03-03 | 1995-04-18 | Digital Equipment Corporation | Method and apparatus for transmission of communication signals over two parallel channels |
| JP2888398B2 (ja) * | 1992-12-10 | 1999-05-10 | 株式会社日立製作所 | ディジタル情報再生装置 |
| DE4343252A1 (de) * | 1993-12-17 | 1995-06-22 | Thomson Brandt Gmbh | Schaltung zum Dekodieren von 2T-vorkodierten Binärsignalen |
| US5857002A (en) * | 1996-08-16 | 1999-01-05 | International Business Machines Corporation | PRML channel with EPR4 equalization and clocking |
| US6288813B1 (en) * | 1998-03-25 | 2001-09-11 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Apparatus and method for effecting data transfer between data systems |
| DE10124751C1 (de) * | 2001-05-21 | 2003-04-17 | Infineon Technologies Ag | Digitales Vorkodierungsfilter für ein Sendefilter |
| US7508882B2 (en) * | 2003-12-04 | 2009-03-24 | Alcatel-Lucent Usa Inc. | Electrical backplane transmission using duobinary signaling |
| EP2958289A1 (en) * | 2014-06-20 | 2015-12-23 | Alcatel Lucent | Precoding method and device for partial response modulation |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3388330A (en) * | 1965-03-19 | 1968-06-11 | Bell Telephone Labor Inc | Partial response multilevel data system |
| NL141055B (nl) * | 1965-03-20 | 1974-01-15 | Philips Nv | Code-omzetter voor het omzetten van een tweewaardige pulsreeks in een driewaardige pulsreeks. |
| US3457510A (en) * | 1966-02-18 | 1969-07-22 | Lenkurt Electric Co Inc | Modified duobinary data transmission |
| US3679977A (en) * | 1969-06-24 | 1972-07-25 | Bell Telephone Labor Inc | Precoded ternary data transmission |
| JPS5744065B2 (ja) * | 1973-09-19 | 1982-09-18 | ||
| JPS5224409A (en) * | 1975-08-20 | 1977-02-23 | Fujitsu Ltd | Partial response modulation system |
| JPS5224410A (en) * | 1975-08-20 | 1977-02-23 | Fujitsu Ltd | Carrier wave regenerative circuit |
| US4177277A (en) * | 1977-01-17 | 1979-12-04 | E. R. Squibb & Sons, Inc. | Method for alleviating hypertension |
| US4273963A (en) * | 1979-05-25 | 1981-06-16 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Automatic equalization for digital transmission systems |
| JPS5834002B2 (ja) * | 1979-10-17 | 1983-07-23 | 日立電子株式会社 | デイジタル信号の磁気記録再生方式 |
| US4609907A (en) * | 1984-10-31 | 1986-09-02 | International Business Machines Corporation | Dual channel partial response system |
| GB2185663B (en) * | 1986-01-16 | 1989-10-25 | Stc Plc | 3 level line transmission code |
-
1987
- 1987-08-21 JP JP62208705A patent/JPH0748675B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-08-19 CA CA000575185A patent/CA1332452C/en not_active Expired - Fee Related
- 1988-08-19 DE DE3889810T patent/DE3889810T2/de not_active Expired - Lifetime
- 1988-08-19 EP EP88113509A patent/EP0304081B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-08-22 US US07/234,667 patent/US5093843A/en not_active Expired - Lifetime
- 1988-08-22 AU AU21466/88A patent/AU607252B2/en not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3889810T2 (de) | 1994-09-08 |
| JPS6451725A (en) | 1989-02-28 |
| EP0304081A2 (en) | 1989-02-22 |
| US5093843A (en) | 1992-03-03 |
| AU607252B2 (en) | 1991-02-28 |
| DE3889810D1 (de) | 1994-07-07 |
| CA1332452C (en) | 1994-10-11 |
| AU2146688A (en) | 1989-02-23 |
| EP0304081B1 (en) | 1994-06-01 |
| EP0304081A3 (en) | 1989-09-27 |
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|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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