JPH0748687B2 - 対流圏散乱モデム受信機 - Google Patents
対流圏散乱モデム受信機Info
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- JPH0748687B2 JPH0748687B2 JP62313915A JP31391587A JPH0748687B2 JP H0748687 B2 JPH0748687 B2 JP H0748687B2 JP 62313915 A JP62313915 A JP 62313915A JP 31391587 A JP31391587 A JP 31391587A JP H0748687 B2 JPH0748687 B2 JP H0748687B2
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- circuit
- signal
- output signal
- error
- modem receiver
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
- H04L1/02—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception
- H04L1/06—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by diversity reception using space diversity
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Radio Transmission System (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 本発明はデイジタル送信システム用の対流圏散乱モデム
受信機に関するものである。
受信機に関するものである。
本発明は対流圏無線チヤンネルを含む無線チヤンネルを
介するデイジタル化送信に応用することができる。
介するデイジタル化送信に応用することができる。
このようなチヤンネルは媒体の性質やチヤンネル自体の
マルチパス構造によるフエージングの影響を受ける。こ
の影響を排除するためには、多重ダイバーシチー送信と
して知られる多重送信法を利用することにより、チヤン
ネルの効率が改善される。しかし、信号の帯域が広い場
合は、たとえS/N比を高くしても、その帯域内で周波数
選択フエージングが生じ、信号の歪みが非常に大きくな
り、エラー率も増加する。
マルチパス構造によるフエージングの影響を受ける。こ
の影響を排除するためには、多重ダイバーシチー送信と
して知られる多重送信法を利用することにより、チヤン
ネルの効率が改善される。しかし、信号の帯域が広い場
合は、たとえS/N比を高くしても、その帯域内で周波数
選択フエージングが生じ、信号の歪みが非常に大きくな
り、エラー率も増加する。
このような影響を排除するためにブラデイ（Brady）に
よつて（1972年１月付けの米国特許第3,633,107号にお
いて）提案された多重ダイバーシチー受信機では、各受
信路に前送り横フイルタが含まれ、そのフイルタの出力
は別のフイルタの出力と合成され、その合成出力から得
られるエラー信号と対応のタツプに現れる受信遅延信号
との相関関係に従つて前送りフイルタのタツプ利得が調
整される。一方、モンセン（Monsen）は上記方法を改善
するために（1975年４月付け米国特許第3,879,664号に
おいて）ブラデイの構成に非線形帰還部を付加してい
る。しかし、モンセンの方法を実施するためには費用が
高く、しかも、限られた分散範囲しか得られない。
よつて（1972年１月付けの米国特許第3,633,107号にお
いて）提案された多重ダイバーシチー受信機では、各受
信路に前送り横フイルタが含まれ、そのフイルタの出力
は別のフイルタの出力と合成され、その合成出力から得
られるエラー信号と対応のタツプに現れる受信遅延信号
との相関関係に従つて前送りフイルタのタツプ利得が調
整される。一方、モンセン（Monsen）は上記方法を改善
するために（1975年４月付け米国特許第3,879,664号に
おいて）ブラデイの構成に非線形帰還部を付加してい
る。しかし、モンセンの方法を実施するためには費用が
高く、しかも、限られた分散範囲しか得られない。
事実、海上に広がる対流圏通信路の場合と同様に、この
限られた分散範囲に十分に適応するような短い距離を選
択することは不可能なことが多く、増大する歪みに対処
するためには更に強力なイコライザが必要になる。モン
センの方法の効果を拡大しようとすれば実現不能なほど
に費用がかかり、また、中間周波数の代わりにベースバ
ンドで利用するにしても非常に費用がかかる。
限られた分散範囲に十分に適応するような短い距離を選
択することは不可能なことが多く、増大する歪みに対処
するためには更に強力なイコライザが必要になる。モン
センの方法の効果を拡大しようとすれば実現不能なほど
に費用がかかり、また、中間周波数の代わりにベースバ
ンドで利用するにしても非常に費用がかかる。
モンセンの方法をベースバンドで利用する場合の回路を
第１図に示す。各遅延線には同相成分と直角成分（in-q
uadrature component）からなる複合入力が供給され、
タツプ係数も複素成分で形成され、係数調整アルゴリズ
ムもまた複合ベクトルを取り扱うようになつている。所
要タツプ数が数個以上になると全体として非常に複雑な
システムになる。
第１図に示す。各遅延線には同相成分と直角成分（in-q
uadrature component）からなる複合入力が供給され、
タツプ係数も複素成分で形成され、係数調整アルゴリズ
ムもまた複合ベクトルを取り扱うようになつている。所
要タツプ数が数個以上になると全体として非常に複雑な
システムになる。
ダイバーシチーイコライザへの入力は最強信号から得ら
れる共通利得制御電圧で増幅され、有効なS/N比が最大
限に利用される。ダイバーシチー合成（diversity-comb
ination）はイコライザタツプ利得制御アルゴリズムに
よつて行われる。
れる共通利得制御電圧で増幅され、有効なS/N比が最大
限に利用される。ダイバーシチー合成（diversity-comb
ination）はイコライザタツプ利得制御アルゴリズムに
よつて行われる。
上記システムには重大な欠点が２つある。第１は構成が
著しく複雑になるため、実用化および保守に過度の費用
が掛かることである。第２は均等利得の採用による性能
の劣化である。例えば、直角ダイバーシチーシステムに
おいて４つのダイバーシチー受信路のうち３つにフエー
ジングが生じ、ただ１つの受信路が実用に耐えるS/N
比、例えばE1/Noを持つという条件では、他の３つチヤ
ンネルと同じS/N比が均等利得システムから得られ、ノ
イズに相関関係がないとすれば、S/N比はE1/4Noとな
り、6dBの減少になる。対流圏散乱リンクの場合、6dBの
減少は2.5kWと10kWの送信出力差に相当する。
著しく複雑になるため、実用化および保守に過度の費用
が掛かることである。第２は均等利得の採用による性能
の劣化である。例えば、直角ダイバーシチーシステムに
おいて４つのダイバーシチー受信路のうち３つにフエー
ジングが生じ、ただ１つの受信路が実用に耐えるS/N
比、例えばE1/Noを持つという条件では、他の３つチヤ
ンネルと同じS/N比が均等利得システムから得られ、ノ
イズに相関関係がないとすれば、S/N比はE1/4Noとな
り、6dBの減少になる。対流圏散乱リンクの場合、6dBの
減少は2.5kWと10kWの送信出力差に相当する。
本発明の目的は上記欠点を排除した対流圏散乱モデム受
信機を提供することにある。
信機を提供することにある。
本発明によるデイジタル送信システム用の対流圏散乱モ
デム受信機は合成手段と、復調回路と、ベースバンドフ
イルタと、複素係数前送りイコライザ回路と、検波回路
と、帰還回路を有するモデム受信機である。前記合成手
段は複数の線形増幅器を含み、これらの線形増幅器の各
々の利得は該当するフェージング信号の振幅に比例する
よう調整可能でありかつ最大信号レベルの振幅で標準化
されるよう構成されていて複数の中間周波数入力信号を
受信して合成信号を出力し、復調回路に供給する。復調
回路からは復調信号が出力され、ベースバンドフイルタ
によつて濾波された後にイコライザ回路の第１入力端に
入力される。イコライザ回路の出力は検波回路に供給さ
れ、検波回路からの出力信号が帰還回路を介してイコラ
イザ回路の第２入力端に供給されることにより、検波回
路の出力信号が修正される。
デム受信機は合成手段と、復調回路と、ベースバンドフ
イルタと、複素係数前送りイコライザ回路と、検波回路
と、帰還回路を有するモデム受信機である。前記合成手
段は複数の線形増幅器を含み、これらの線形増幅器の各
々の利得は該当するフェージング信号の振幅に比例する
よう調整可能でありかつ最大信号レベルの振幅で標準化
されるよう構成されていて複数の中間周波数入力信号を
受信して合成信号を出力し、復調回路に供給する。復調
回路からは復調信号が出力され、ベースバンドフイルタ
によつて濾波された後にイコライザ回路の第１入力端に
入力される。イコライザ回路の出力は検波回路に供給さ
れ、検波回路からの出力信号が帰還回路を介してイコラ
イザ回路の第２入力端に供給されることにより、検波回
路の出力信号が修正される。
以下に付図を参照しながら本発明の一実施例を説明す
る。
る。
第２図において、合成回路には一群の線形増幅器AL1〜A
L4が含まれ、各増幅器の利得は最大信号の振幅に合わせ
て標準化された各フエージング信号の振幅に比例するよ
うに動的調節される。利得調節は増幅器から出力信号を
受信して各増幅器の入力端にそれぞれの調節信号を供給
する自動利得制御回路AGCによつて行われる。各増幅器A
L1〜AL4には中間周波数の各入力信号IPが入力される。
増幅器AL1〜AL4からの出力信号は合成回路Ｃによつて合
成され、中間周波数で動作する復調回路Ｄによつて復調
され、ベースバンドフイルタ回路Ｅによつて濾波され
る。フイルタＥからの出力信号は複素係数前送りイコラ
イザ回路Ｆに供給される。イコライザ回路Ｆからの入力
信号は検波回路Ｇに入力され、検波回路の出力信号OPが
モデム受信機に供給される。この入力信号は帰還回路Ｈ
で利用され、イコライザ回路Ｆの出力が修正される。検
波回路の入出力信号間の差はエラー信号ERRとして計算
回路TWCに入力され、適応タツプ加重信号の計算に利用
される。
L4が含まれ、各増幅器の利得は最大信号の振幅に合わせ
て標準化された各フエージング信号の振幅に比例するよ
うに動的調節される。利得調節は増幅器から出力信号を
受信して各増幅器の入力端にそれぞれの調節信号を供給
する自動利得制御回路AGCによつて行われる。各増幅器A
L1〜AL4には中間周波数の各入力信号IPが入力される。
増幅器AL1〜AL4からの出力信号は合成回路Ｃによつて合
成され、中間周波数で動作する復調回路Ｄによつて復調
され、ベースバンドフイルタ回路Ｅによつて濾波され
る。フイルタＥからの出力信号は複素係数前送りイコラ
イザ回路Ｆに供給される。イコライザ回路Ｆからの入力
信号は検波回路Ｇに入力され、検波回路の出力信号OPが
モデム受信機に供給される。この入力信号は帰還回路Ｈ
で利用され、イコライザ回路Ｆの出力が修正される。検
波回路の入出力信号間の差はエラー信号ERRとして計算
回路TWCに入力され、適応タツプ加重信号の計算に利用
される。
第１図に示す従来技術の回路において、各シンボルデイ
シジヨン（Symbol decjsion）の複素エラーベクトルERR
と４個の前送りイコライザのそれぞれのタツプにおける
複素信号ベクトルとの相関をとる適応アルゴリズムは、
共通帰還イコライザと協働して各チヤンネルの歪みを等
化する機能の他に、４つの等化入力をコーヒレント合成
する機能も持つている。第２図から明らかなように本発
明では４つの入力信号は等価処理前に非コーヒレント合
成される。したがつて、平均信号レベルすなわち与えら
れた等入力信号レベルは第１図の従来技術のコーヒレン
ト信号合成の場合よりも低くなるが、入力レベルが不均
等なときは、本発明による第２図のレベル依存利得制御
回路AGCによつて低レベルチヤンネル信号のノイズが低
減されるので、ほとんどの条件下で総合S/N比が改善さ
れる。
シジヨン（Symbol decjsion）の複素エラーベクトルERR
と４個の前送りイコライザのそれぞれのタツプにおける
複素信号ベクトルとの相関をとる適応アルゴリズムは、
共通帰還イコライザと協働して各チヤンネルの歪みを等
化する機能の他に、４つの等化入力をコーヒレント合成
する機能も持つている。第２図から明らかなように本発
明では４つの入力信号は等価処理前に非コーヒレント合
成される。したがつて、平均信号レベルすなわち与えら
れた等入力信号レベルは第１図の従来技術のコーヒレン
ト信号合成の場合よりも低くなるが、入力レベルが不均
等なときは、本発明による第２図のレベル依存利得制御
回路AGCによつて低レベルチヤンネル信号のノイズが低
減されるので、ほとんどの条件下で総合S/N比が改善さ
れる。
また、本発明に基づいて第２図のように入力信号のコー
ヒレント合成を行うと、一般的には入力信号が実質的に
相殺され、S/N比の悪化が著しくなる。しかし、ダイバ
ーシチー送信システムの構成が各信号路のフエージング
特性の相関関係を最小化するように設計され、各信号路
の周波数選択性フエージングに基づく分散が通常の対流
圏散乱送信条件下で実質的な相関関係を持たないので、
上記の相殺現象は瞬時的なものとして非線形帰還イコラ
イザにおいて適当に吸収され、エラーは生じない。
ヒレント合成を行うと、一般的には入力信号が実質的に
相殺され、S/N比の悪化が著しくなる。しかし、ダイバ
ーシチー送信システムの構成が各信号路のフエージング
特性の相関関係を最小化するように設計され、各信号路
の周波数選択性フエージングに基づく分散が通常の対流
圏散乱送信条件下で実質的な相関関係を持たないので、
上記の相殺現象は瞬時的なものとして非線形帰還イコラ
イザにおいて適当に吸収され、エラーは生じない。
海上の表面伝播（surface ducting）や山岳回折を含む
特定の大気条件下で一般に生じ得る現象であるが、非分
散型の正反射チヤンネル特性が強く１つ以上のダイバー
シチー受信路にわたつて部分的に相関関係がある場合、
さらに、この相関特性によつて信号の部分的相殺現象が
生じる場合には、受信入力信号レベルが異常に高くなつ
て残留部分相殺信号が良好なS/N比を示すこともある。
特定の大気条件下で一般に生じ得る現象であるが、非分
散型の正反射チヤンネル特性が強く１つ以上のダイバー
シチー受信路にわたつて部分的に相関関係がある場合、
さらに、この相関特性によつて信号の部分的相殺現象が
生じる場合には、受信入力信号レベルが異常に高くなつ
て残留部分相殺信号が良好なS/N比を示すこともある。
以上要約すれば、従来技術においては多重ダイバーシチ
ー送信システムの各チヤンネルに対して適応イコライザ
を用いて広帯域チヤンネルの固有分散の等化動作のみな
らず出力のコーヒレント合成をも行なつていたが、それ
に対して本発明では広帯域チヤンネル分散の性質を利用
して、実質的に信号相殺が生じないような状態で受信ダ
イバーシチー受信路の信号をコーヒレント加算するよう
になつており、加算前にレベル依存型の利得制御によつ
て平均S/N比が改善され、そして、非線形帰還イコライ
ザと単一の前送り帰還部を併用することにより合成信号
の周波数選択性歪みが等化される。
ー送信システムの各チヤンネルに対して適応イコライザ
を用いて広帯域チヤンネルの固有分散の等化動作のみな
らず出力のコーヒレント合成をも行なつていたが、それ
に対して本発明では広帯域チヤンネル分散の性質を利用
して、実質的に信号相殺が生じないような状態で受信ダ
イバーシチー受信路の信号をコーヒレント加算するよう
になつており、加算前にレベル依存型の利得制御によつ
て平均S/N比が改善され、そして、非線形帰還イコライ
ザと単一の前送り帰還部を併用することにより合成信号
の周波数選択性歪みが等化される。
第１図は従来技術による対流圏散乱モデム受信機の回路
図、 第２図は本発明による対流圏散乱モデム受信機の回路図
である。
図、 第２図は本発明による対流圏散乱モデム受信機の回路図
である。
Claims (3)
- 【請求項１】中間周波数の複数の入力信号（IP）を受信
し、合成出力信号を発生するよう構成された合成手段
（C:AL1-AL4）と、前記合成信号を受け取るよう構成さ
れた復調回路（Ｄ）と、前記復調回路で発生された出力
信号を濾波するよう構成されたベースバンド・フィルタ
（Ｅ）と、前記ベースバンド・フィルタの出力信号を受
信するよう構成された複素係数前送りイコライザ回路
（Ｆ）と、前記イコライザ回路の出力信号を受信するよ
う構成された検波回路（Ｇ）と、前記検波回路の出力信
号を受信し前記イコライザ回路（Ｆ）に印加する出力信
号を発生するよう構成された帰還回路（Ｈ）と、を有す
るディジタル送信システム用の対流圏散乱モデム受信機
において、前記合成手段は複数の線形増幅器（AL1-AL
4）を含み、該線形増幅器の各々の利得は該当するフェ
ージング信号の振幅に比例するよう調整可能でありかつ
最大信号レベルの振幅で標準化されていることを特徴と
する対流圏散乱モデム受信機。 - 【請求項２】特許請求の範囲第１項において、前記線形
増幅器の各々は該線形増幅器の利得を制御するための自
動利得制御回路（AGC）に接続された出力線及び利得制
御線を有することを特徴とする対流圏散乱モデム受信
機。 - 【請求項３】特許請求の範囲第１項または第２項におい
て、誤差信号（ERR）を提供する誤差回路が前記検波回
路（Ｇ）の入力線と出力線との間に接続されており、か
つ、前記誤差信号を受け取る計算回路（TWC）が前記誤
差回路に接続されており、該計算回路は適応タップ荷重
信号を決定するよう構成されていることを特徴とする対
流圏散乱モデム受信機。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB8629636 | 1986-12-11 | ||
| GB8629636A GB2198913B (en) | 1986-12-11 | 1986-12-11 | Troposcatter modem receiver |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63164637A JPS63164637A (ja) | 1988-07-08 |
| JPH0748687B2 true JPH0748687B2 (ja) | 1995-05-24 |
Family
ID=10608849
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62313915A Expired - Fee Related JPH0748687B2 (ja) | 1986-12-11 | 1987-12-11 | 対流圏散乱モデム受信機 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4890298A (ja) |
| EP (1) | EP0271149B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0748687B2 (ja) |
| DE (1) | DE3785648T2 (ja) |
| GB (1) | GB2198913B (ja) |
Families Citing this family (14)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE69025484T2 (de) * | 1989-03-31 | 1996-09-26 | Nippon Electric Co | Nachbarkanalstörungskompensator mit Minimisierungsmitteln für Nachbarsymbolstörung |
| DE3918340A1 (de) * | 1989-06-06 | 1990-12-13 | Thomson Brandt Gmbh | Verfahren zur signalentzerrung |
| CA2021232C (en) * | 1989-07-17 | 1993-09-21 | Hiroyasu Muto | Diversity receiving system for use in digital radio communication with means for selecting branch by estimating propagation path property |
| US5175747A (en) * | 1989-10-31 | 1992-12-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Equalizer |
| CA2076099A1 (en) * | 1991-09-03 | 1993-03-04 | Howard Leroy Lester | Automatic simulcast alignment |
| JP3100447B2 (ja) * | 1992-01-10 | 2000-10-16 | 三菱電機株式会社 | 適応等化器および受信機 |
| JP2699850B2 (ja) * | 1993-12-28 | 1998-01-19 | 日本電気株式会社 | 復調装置 |
| FR2735635B1 (fr) * | 1994-03-04 | 1998-08-14 | Thomson Csf | Procede permettant une egalisation multicapteur dans un recepteur radioelectrique, en presence d'interferences et de multitrajets de propagation |
| JPH08223098A (ja) * | 1995-02-14 | 1996-08-30 | Ido Tsushin Syst Kaihatsu Kk | ダイバシティ合成等化装置 |
| US5742907A (en) * | 1995-07-19 | 1998-04-21 | Ericsson Inc. | Automatic clear voice and land-line backup alignment for simulcast system |
| EP1145475A1 (en) * | 1999-10-21 | 2001-10-17 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | An adaptive digital beamforming receiver to improve signal reception |
| WO2003055195A2 (en) * | 2001-12-18 | 2003-07-03 | Globespan Virata Incorporated | System and method for rate enhanced shdsl |
| US8208213B2 (en) * | 2010-06-02 | 2012-06-26 | Lsi Corporation | Systems and methods for hybrid algorithm gain adaptation |
| CN114726433B (zh) * | 2022-03-08 | 2025-07-22 | 中国人民解放军空军工程大学 | 一种对流层散射传输损耗及传播延迟计算方法 |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3715670A (en) * | 1971-12-20 | 1973-02-06 | Bell Telephone Labor Inc | Adaptive dc restoration in single-sideband data systems |
| US3965422A (en) * | 1974-07-26 | 1976-06-22 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | System channel distortion weighting for predetection combiners |
| US4112370A (en) * | 1976-08-06 | 1978-09-05 | Signatron, Inc. | Digital communications receiver for dual input signal |
| JPS5927133B2 (ja) * | 1979-02-21 | 1984-07-03 | 日本電気株式会社 | 適応型受信機 |
| US4281411A (en) * | 1979-06-25 | 1981-07-28 | Signatron, Inc. | High speed digital communication receiver |
| JPS57180240A (en) * | 1981-04-28 | 1982-11-06 | Nec Corp | Diversity signal synthesizing control system |
| DE3202727A1 (de) * | 1982-01-28 | 1983-08-04 | AEG-Telefunken Nachrichtentechnik GmbH, 7150 Backnang | Schaltungsanordnung zur adaptiven entzerrung von troposcatterstrecken im diversitybetrieb |
| JPS5927133A (ja) * | 1982-08-05 | 1984-02-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波加熱装置 |
-
1986
- 1986-12-11 GB GB8629636A patent/GB2198913B/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-11-27 DE DE8787202350T patent/DE3785648T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1987-11-27 EP EP87202350A patent/EP0271149B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-08 US US07/130,270 patent/US4890298A/en not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-11 JP JP62313915A patent/JPH0748687B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| GB8629636D0 (en) | 1987-07-08 |
| DE3785648D1 (de) | 1993-06-03 |
| US4890298A (en) | 1989-12-26 |
| GB2198913A (en) | 1988-06-22 |
| GB2198913B (en) | 1990-12-19 |
| DE3785648T2 (de) | 1993-08-05 |
| EP0271149B1 (en) | 1993-04-28 |
| EP0271149A3 (en) | 1990-03-07 |
| JPS63164637A (ja) | 1988-07-08 |
| EP0271149A2 (en) | 1988-06-15 |
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| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |