JPH07503111A

JPH07503111A - 多重チャンネルテレビ信号のスクランブル化およびスクランブル解除装置と方法

Info

Publication number: JPH07503111A
Application number: JP5512586A
Authority: JP
Inventors: カッツネルソン，ロン　ディー
Original assignee: マルティチャンネル　コミュニケーション　サイエンシズ　インコーポレーテッド
Priority date: 1992-01-08
Filing date: 1993-01-07
Publication date: 1995-03-30
Also published as: US7724309B2; AU3468193A; KR100269004B1; DE69330946D1; DE69333787D1; DE69333787T2; JP2004304816A; US5754650A; ATE207278T1; US20080080622A1; KR940704104A; WO1993014597A1; US6148320A; US6731757B1; US20040052370A1; US20090174820A1; EP0622003A4; EP0622003B1; EP1553776A1; US5430799A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】多重チャンネルテレビ信号のスクランブル化およびスクランブル解除装置と方法発明の技術分野本願発明は一般的なテレビ送信および受信装置に関するものであり、特に、アクティブビデオタイム（ａｃｔｉｖｅ　ｖｉｄｅｏ　ｔｉｍｅ）に通常の同期パルスを抑圧して複数の標準テレビ信号にスクランブルをかけたりあるいは変調し、この後、放送が認可されている複数のチャンネルが加入者のテレビ装置でスクランブル解除されるよう正規の加入者の所で選択的にスクランブルを解除するＣＡＴＶまたは無線放送多重チャンネル装置に関するものである。

発明の背景技術一般に加入契約テレビ（ｓｕｂｓｃｒｉｐｔｉｏｎ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ）　、すなわち、有料テレビでは、正規に加入してない視聴者つまり特定番組の受信料を支払っていない視聴者のテレビ受信器では送信信号を見ることができないよう有料チャンネル（ｐｒｅｍｉｕｍ　ｃｈａｎｎｅｌ）のプログラム信号にスクランブルをかけて送信している。正規加入者にはスクランブル化されたテレビ信号のスクランブルを解除したりあるいはデコードする手段が設けられている。通常、このようなスクランブル解除手段は特定のチャンネルのスクランブルを解除するよう選択的にイネーブルできる。放送サービス業者またはＣＡＴＶのオペレーターがスクランブル化したプログラムの受信料を支払った加入者の各スクランブル解除手段を選択的にアドレス指定して上記のイネーブル動作を遠隔的に行うことができる。

テレビのスクランブル化で一般的に用いられている技術は同期抑圧技術というもので、水平および垂直同期パルスのＲＦレベルを映像のＲＦレベルよりも低くなるよう抑圧して標準的なテレビ受信器では規則正しい同期をとれないようにし、その代わりに受信中の映像のＲＦピークに間違ってロックさせるもので、これによりテレビ受像器に作りだされる映像を読み取り不可能なものにする。また、テレビ受信器の水平同期パルスに関連するカラー基準バーストの使用能力も著しく劣化し、この結果、テレビ装置のカラー再生に歪か生じたり、あるいは、カラー回路が機能しなくなってしまう。Ｃｏｕｒｔ　ｅｔ　ａｌ、の米国特許Ｎ０、３，１８４．５３７やＲｅ１ｔｅｒ　ｅｔ　ａｌ、のＮｏ、３，４７８，１６６やＮｏ、３．５３０，２３２やＴｈｏｍｐｓｏｎのＮｏ、４，２２２，０６８には同期抑圧装置の従来例か開示されている。これらの装置では、水平同期レベルをグレーレベルまで抑圧または減少させ、さらにキー制御信号をスクランブル化テレビ信号（５ｃｒａｍｂｌｅｄ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　ｓｉｇｎａｌ）と−緒に送信して正規の加入者の所で正しい同期レベルの再構成または再生するのを制御して受信器にスクランブルか解除された通常のテレビ信号を出力させる。例えば、米国特許Ｎｏ、３，１８４，５３７では適当な同期挿入制御信号を用いて音声副搬送波を振幅変調している。米国特許Ｎｏ、４，２２２，０６８では、テレビ信号の垂直帰線消去期間（ＶＢＩ）に通常の同期信号を送信して受信器のタイミング回路をテレビ信号の水平成分にロックさせて正規加入者のスクランブル解除装置で水平同期を再構成している。次にこのタイミング回路を用いて水平帰線消去期間（ＨＢＩ）をゲート制御すると複合ベースバンド映像信号中の水平同期パルスの復元が簡略になる。

同期抑圧装置は通常は２通りある方法のうちいずれか１つの方法で動作する。つまり、米国特許ｎｏ、３．　１８４゜５３７にあるように第１の方法としては、水平帰線消去期間（１−（ＢＩ）（場合によっては垂直帰線消去期間ＶＢＩでも）に変調ＲＦテレビ信号を例えば６Ｄｂのように周知な固定値たけ減衰させる方法である。正規のスクランブル解除装置では、実際の映像部分て同じ値たけ受信したＲＦ倍信号減衰させて信号のスクランブルを解除する。送信器側での変調処理の後と受信器側での復調処理の前のＲＦステーンでスクランブル化処理とスクランブル解除処理か行われるためこの方法はｒＲＦ同期抑圧」方法として知られている。第２の同期抑圧方法は「ベースバンド同期抑圧」方法として知られており、この方法では水平帰線消去期間（ＨＢＩ）に、ゲート制御された周知のオフセットレベルをベースバンド映像信号に付加して水平同期信号を抑圧する。正規のスクランブル解除装置では、水平帰線消去期間（ＨＢＩ）に復調映像信号から同じオフセットレベルを減算して水平同期信号レベルを正常値に復元する。ベースバンド同期抑圧装置の例が米国特許Ｎｏ、４．　２２２．　０６８に開示されている。

上記従来のＲＦとベースバンド同期抑圧スクランブル解除装置はいずれも、加入契約テレビサービス業者（ｓｕｂｓｃｒｉｐｔｉｏｎ　ｔｅｌｅｖｉｓｉｏｎ　５ｅｒｖｉｃｅ　ｐｒｏｖｉｄｅｒ）で使用しているＣＡＴＶ帯域あるは無線放送チャンネル全体を網羅できるテレビチューナーや復調器（コンバーターと呼ぶ場合もある）にタイミング回路とスクランブル解除回路を組込んだものである。

ＲＦ同期抑圧装置では、コンバーターのＩＦ段やテレビチャンネル３または４などの固定ＲＦ出力チャンネル周波数でゲート制御減衰を行うことでスクランブルが解除される。このように、いずれの場合も、１つのチャンネルのチューニングおよびスクランブル解除を一度に行い、かつ、このチャンネルを地方放送局で使用していない３または４のいずれかのチャンネル（出力チャンネル）に変換することが可能なコンバーター・スクランブル解除器が加入者側のテレビに装着されている。加入者のテレビ装置を常にコンバーター・スクランブル解除器の出力チャンネルに同調したままにしてチャンネルの選択をコンバーター・スクランブル解除器で行うようにしてもよい。

加入契約テレビサービスでは、スクランブルのかかったチャンネルを複数同時に幾つものチャンネルで送信している。しかしながら、上述したように、従来のコンバーター・スクランブル解除器では一度に１つのチャンネルしか処理することかできない。これはつまり、スクランブルのかかった有料チャンネルを複数受信する資格のある契約家庭でこれら複数のチャンネルザービスを同時にスクランブル解除てきないということである。従って、例えば、父親はチャンピオン戦のような「１回の番組視聴毎に料金を支払う（ｐａｙ−ｐｅｒ−ｖｉｅｗ）　Ｊイベントを観戦したく、一方、子供達は第２のテレビでディズニーチャンネルを観たいような場合は一家に２台のコンバーター・スクランブル解除器が必要になる。

さらに、同じ時に母親がＨＢＯで放映している映画を録画したい場合には、ビデオカセットレコーダー（Ｖ　ＣＲ）と−緒に第３のコンバーター・スクランブル解除器を使用しなくてはならない。このように従来の単一チャンネルスクランブル解除技術には明らかに問題がある。

アメリカでテレビのある家庭のほとんどは、「ケーブル対応（Ｃａｂｌｅ　ｒｅａｄｙ）Ｊテレビ装置かＶＣＲテレビ装置を備えている。「ケーブル対応装置」とは、加入者側で有線放送チャンネル周波数たけてなく全てのＣＡＴＶチャンネル装置と理解するとよい。アメリカで販売されているケーブル対応装置の大半は、ステレオテレビ番組を受信できる多重チャンネルテレビサウンド（ＭＴＳ）、チャンネルのチューニングたけでなく音量や消音も遠隔制御できる第２音声プログラミング（ＳＡＰ）などの機能が付加されている。

この他に、ケーブル対応テレビ装置の中には、主画面で１つの番組を観ながら主画面の中にはめ込み表示された別の番組も同時に観ることか可能な子画面（Ｐ　Ｉ　Ｆ）表示能力も備えたものもある。このケーブル対応装置は家の中に引き込まれたケーブルドロップ（ｃａｂｌｅ　ｄｒｏｐ）に直接接続すると、加入者はコンバーターかなくてもスクランブルがかかっていないチャンネルは全て受信および録画することができ、上述した装置の特別な機能を用いてこのようなスクランブルのかかっていない信号を受信できる。有料チャンネルへのアクセスを制御する手段としてＣＡＴＶ装置で信号にスクランブルをかける方法を用いると問題がある。

このような状況、つまり、テレビ装置にはコンバーター・スクランブル解除器の出力チャンネルが入力されている場合には、コンバーター・スクランブル解除器は所望のチャンネルに合わせながらもテレビ装置は常にチャンネル３（または４）に合わせたままである。このように、テレビ装置の購入時に付いていたリモートコントロール装置は使用されず、コンバーター・スクランブル解除器用に別にリモートコントロールユニットを購入しなくてはならない。

また、従来のベースバンドコンバーター・スクランブル解除器の多くは複合ＭＴＳ音声プログラムマテリアル（ｐｒｏｇｒａｍ　ｍａｔｅｒｉａｌ）を通過させることができず、従って、テレビ装置にはＭＴＳを受信する能力があってもステレオ信号やＳＡＰが失われてしまう。近年、このような問題に対して様々な取り組みがなされており、この中にはＬｏｎｇの米国特許Ｎｏ、４，６３０．１１３に開示されているようにステレオバイパス動作モードが含まれている。これは、音量制御を行うためコンバーターの遠隔音量制御を不能にするか、あるいは、コンバーター側でステレオ信号をデマトリックス処理および再処理するが、この結果、ステレオ分離とコンパンダ−機能が劣化してしまう。従来のＲＦ同期抑圧スクランブル解除器は水平ライン速度で別途振幅変調しながら音声副搬送波を通過させ、これによりテレビ装置でＡＭまたはＦＭ効果を出しているため従来のＲＦ同期抑圧スクランブル解除器はＭＴＳ音声機能を劣化させる傾向がある。このような音声の劣化作用は１９８４年６月３−６日にラスベガスで行われた第３３回ＮＣＴＡ年会の技術報告Ｊ、Ｏ，Ｆａｒｍｅｒの「テレビ上に取付ける（ｓｅｔ −ｔｏｐ）タイプの最新型端末の操作特性」や、消費者用電子機器１．：［ｌｔルＩ　Ｅ　Ｅ　Ｅ（７）会報Ｖｏ１．ＣＥ−３０，１９８４年８月、４８９−５０２頁で論じられている。最後に、新型のテレビ装置のＰＩＰ機能では複数のチャンネルを同時にテレビで受信できな（ではならないが、このような要件を満たすことは現在の従来型コンバーター／スクランブル解除器には明らかに不可能である。当然のことながら、これら全ての課題も従来の単一チャンネルスクランブル解除技術の問題点になっている。

この業界では上述したような問題はひとまとめにしてｒＣＡＴＶ消費者インターフェース」問題として知られている。これらの消費者インターフェース問題は消費者と同様にＣＡＴＶのオペレーターにも困難をもたらしていることを示した一連の証拠があり、この証拠の数はまずまず増加している。この点に関し、大衆の利益についての具体的な証拠としては、ｒ１９９１年ケーブル対応装置法」と呼ばれる法律がある。この法律はアメリカ合衆国上院法案８゜２０６３として上院議員Ｐａｔｒｉｃｋ　Ｌｅａｔｈｙが近年提唱したもので、上院議会記録、１９９１年、１．１月２６日、１８３７７−１８３８０頁に掲載されている。Ｌｅａｔｈｙの法案は上記のＣＡＴＶ消費者インターフェース問題の解決を促すものと考えられている。

すぐＪこ分かることであるが上記の問題に対する最も望ましい解決策は、スクランブル解除状態（つまり、クリアな状態）で視聴することを認められたチャンネル全てを搬送するチャンネルドロップを加入者側に設けておくことである。適切な広帯域ＲＦ信号分離手段多重ケーブル対応テレビ装置や多重ケーブル対応ＶＣＲを用いて加入者は接続を行うことができ、テレビ装置等を購入した時に付いている消費者用機能を全て自由に使用できる。ＣＡＴＶ装置では加入者か受信料を支払っていない別のチャンネルも流されているため、加入者に認められたチャンネルと受信料を支払った特別企画だけを加入者がアクセスできるようにする有効な手段が必要である。

従来の単一チャンネルスクランブル解除技術を用いて各加入者に同時に多重チャンネルのスクランブル解除を行おうとすれば、従来のスクランブル解除手段ではスクランブルのかかった１つのチャンネルだけに同調されており、そのチャンネル専用になっているため、各加入者は複数台のスクランブル解除手段を設けておかなくてはならない。このようなスクランブル解除器の出力を別のチャンネル周波数に割当て、ダイプレクサー（ｄｉｐｌｅｘｅｒ）を用いて解除器の出力をスクランブルのかかつていない全てのチャンネルに結合しなければ加入者宅ではクリアな広帯域多重チャンネル信号サービスは得られない。このような構成では加入者１人当たりの価格　＝　処理するチャンネル数　Ｘ　スクランブル解除器１台当たりのコスト、となり大変高価なものになってしまうことは明かである。

このように、スクランブルのかかった複数のチャンネルの中で加入者か加入契約をしているチャンネル、すなわち、任意のサブセットをスクランブル解除し、同時に、加入契約で認められたチャンネルは全て「クリア」な状態で供給され、また、契約していないスクランブルチャンネルは全てスクランブルのかかった状態で家庭内に送られたり、あるいは、好ましくは「海賊版」装置による不当なアクセスを防ぐよう別の保護手段を講じた状態で供給されるようスクランブルのかかっていない基本チャンネルと一緒に複数のスクランブルのかかった信号を家庭へ供給する低価格の有効な装置が必要とされてきた。

発明の開示本願発明は、複数のチャンネルに映像スクランブルをかけた加入テレビ装置に関するものである。加入者の受信権限に従ってアドレス可能な複数の選択チャンネルのスクランブルを解除したり、また、これらのチャンネルに対して他のアクセス制御機能を実行する広帯域多重チャンネル同時処理装置が開示されている。

本願発明の第１の目的は、上記のようなタイプの多重チャンネル同時スクランブル解除装置を提供し、加入者のテレビ装置およびＶＣＲに内蔵されているケーブル対応機能やその他の消費者用機能を加入者が完全に利用できるようにすることにある。

本願発明の第２の目的は、スクランブル解除したチャンネルやスクランブルのかかっていないチャンネルの音声または映像信号のいずれにも雑音成分や歪がほとんど入らない上記のタイプのスクランブル化およびスクランブル解除装置、つまり、映像品質が劣化せず、ＭＴＳステレオなどの機能が低下したり影響を受けることのない装置を提供することにある。

本願発明の第３の目的は、ＣＡＴＶ装置のオペレーターが、現在使用中の従来型装置から、安全性がさらに向上したヘッドエンドを起点とする（ｈｅａｄ　ｅｎｄ　ｏｒｉｇｉｎａｔｅｄ）安全機構を備えた記号化を基本とする（ｅｎｃｒｙｐｔｉｏｎ　ｂａｓｅｄ）新規な多重チャンネルビデオスクランブル方法へ移行できるようにする加入テレビアクセス制御装置を提供することにある。この装置では、本願発明の取付アクセス制御装置から正規加入者すべてに供給されるチャンネルについて上記の符号化を基本とする安全装置へ移行させることができる。

上記およびその他の目的を達成するため、複数の振幅変調テレビ信号からなる広帯域信号の処理方法は、テレビ信号の少なくとも一部と同位相で同期した複数の高周波（ＲＦ）信号を生成する段階であって、生成した前記複数のＲＦ倍信号各信号はフエーザー値（ｐｈａｓｏｒ　ｖａｌｕｅ）を有しているところの高周波信号生成段階と、前記広帯域信号を前記生成ＲＦ倍信号結合させ、また、前記テレビ信号と前記高周波信号の関係が略一定に保たれるよう前記テレビ信号の対応フェーサ−値に応じて前記複数の生成ＲＦ倍信号各フ工−ザー値を調整する段階とからなることを特徴とする。

図面の簡単な説明上記目的および下記の説明で述べるその他の目的を達成するため、本願発明は添付の請求項に請求されており、かつ、以下の詳細な説明で説明されており、また、添付図面から考えられるテレヒアクセス制御装置に関するものである。

第１ａ図はベースバンド同期抑圧波形を示しており、第１ｂ図は本願発明に係る第１ａ図の信号のスクランブルを解除するコヒーレントなＲＦ注入信号を示しており、第２ａ図は本願発明の多重チャンネルスクランブル解除器に入力されるテレビ信号のスペクトルを示しており、第２ｂ図は本願発明の広帯域発生器で生成された注入信号のスペクトルを示しており、第２ｃ図は本願発明の多重チャンネルスクランブル解除器から加入者に供給されるスクランブルが解除された広帯域スペクトルを示しており、第３図は本願発明の第１の好適態様を示しており、第４図は本願発明に係る多重チャンネルスクランブル解除用注入信号のＶＳＢスペクトル整形に必要な２つの直角位相ベースバンド成分を示すグラフであり、第５図は第４図の直角位相成分を生成するために使用する演算デジタルフィルターを示しており、第６ａ図は本願発明の注入信号のチャンネルグループ時分割による広帯域範囲を示しており、第６ｂ図はチャンネルブロックをグループ化することにより周波数スペクトル分割（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｓｐｅｃｔｒｕｍ　ｐａｒｔｉｏｎｉｎｇ）　した様子を示しており、第６ｃ図は周波数飛越しグループ化（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　１ｎｔｅｒｌａｃｅｄ　ｇｒｏｕｐｉｎｇ）による周波数スペクトル分割を示しており、第７図はコヒーレント注入グループと各グループのＲＡＭアドレススケジュールのタイミング図であり、第８図は受信した信号と注入信号を説明したフエーザー図であり、第９図は本願発明の好適態様の能動校正分析（ａｃｔｊｖｅ　ｃａｌｉｂｒａｔｉｏｎ　ａｎｄ　ａｎａｌｙｓｉｓ）タイミング図であり、第１０図はＲＡ　Ｍアドレススペース軌跡を含む別の能動校正分析タイミング図であり、第１１図はフエーザートラッキング機構を説明する分析測定タイミング図であり、第１２図は本願発明で使用されている関連事象とプロセスを説明する映像タイミングの全体図であり、第１３図は本願発明を実施する場合に望ましいＣＡＴＶヘッドエンド構成の例を示しており、第１４図はヘッドエンドで利用している櫛形信号発生装置をさらに詳細に説明した図であり、第１５ａ図は、ＲＦ同期抑圧波形のベースバンドを表しており、第１５ｂ図は本願発明に係る第１５ａ図の信号のスクランブルを解除するコヒーレントＲＦ注入信号を示してオリ、第１６図は本願発明の第２の好適態様のためのデジタルベースバンド発生器を示しており、第１７図は複数の住居ユニットでの使用を目的とする本願発明の第２の好適態様を示しており、第１８図は本願発明の注入方法を用いた安全性の高いビデオスクランブル化用タイミングメモリー図を示している。

発明の好適実施例の詳細な説明本願発明の目的は広帯域の形で加入者に全てのチャンネルサービスを提供することにあり、また、特定のチャンネルだけをスクランブル解除および変調することにあるため、本願発明では単一のチャンネルをフィルタ処理したり同調させる技術ではなく、選択したチャンネルだけを変調（スクランブルを解除する）するよう広帯域信号を付加する技術に着目してい・る。まず初めに、ベースバンド同期抑圧とＲＦ同期抑圧の両方のスクランブル化によりＲＦ領領域線形変調プロセスが構成される。この線形プロセスは抑圧が行われるブランキングの期間だけ機能する。これは、２つのスクランブル化プロセスの各プロセスに、適当なオンセット時間、期間、振幅エンベロープを有する付加的ＲＦ信号パルスが存在しており、このためスクランブル化されたＲＦ倍信号付加するとＲＦテレビ信号は通常の同期信号を有したものとなり、スクランブルが解除されることを意味している。

第１ａ図はベースバンド同期抑圧装置内の水平帰線期間（ＨＢＩ）のベースバンド映像信号を示している。図からも分かるように、ＨＢＩ期間にスクランブラ− で振幅２０のベースバンドオフセット信号を付加することにより通常の同期信号１０は抑圧され、これにより抑圧同期信号１２が生成される。一方、有効映像信号（ａｃｔｉｖｅ　ｖｉｄｅｏ　ｓｉｇｎａｌ）１４は変調されていない。さらに、第１ａ図から分かるように、カラー基準バースト信号１６は変調されてなく、同図に示す大きさ２０のオフセットレベルに重畳されているだけである。テレビ変調技術に精通した者には周知のことであるが、同期レベル１０　（ＩＲＥ単位−４０）はＲＦ振幅のピークに相当しており、一方、レベル２２　（ＩＲＥレベル１００）はＲＦ振幅、すなわち、ＲＦ振幅のピークの１２゜５％に相当する。このように、ＲＦ領領域反転変調スケールでは、ベースバンドにおけるＨＢＩゲート処理オフセットレベル２０は、スクランブルがかかっていない他のＲＦテレビ信号から第１ｂ図のＲＦパルスを引いた値に等しい。このＲＦパルスの周波数と位相はテレビ信号の画像搬送波のものに等しい。従って、１２に相当するベースバンド同期抑圧信号をスクランブル解除状態に復元するには、図１ｂのＨＢＩと時間的に一致した水平同期反復度を有し、かつ、適切な振幅３０を有し、また、スクランブル解除信号が得られるよう映像搬送波と同相であるコヒーレントＲＦパルス列を付加することができ、スクランブルが解除された信号のベースバンドを１０で示す。アクティブビデオタイム３４には、ＲＦ倍信号ほとんど存在しない。

当然のことながら、このようなＲＦての付加、以下、「コヒーレントＲＦ注入と称す」は、信号のスクランブルがほぼ解除されるよう振幅、位相、タイミングをかなり正確にして行わなくてはならない。例えば、アメリカのＣＡＴＶマーケットで用いられて０る共通ベースバンド同期抑圧装置は米国特許Ｎｏ、４．２２２．０６８にほぼ準じたものであり、この装置ではベースバンド同期レベルシフトは７０ＩＲＥ単位に設定されている。このように、この場合は標準的なテレビ変調スケールを用いているが、スクランブルを解除するのに必要な同相コヒーレントＲＦ注入レベル３０は、信号の中のスクランブルのかかっていない部分のピークＲＦレベルの４４．７５％に相当する振幅を有していなくてはならない。このような注入ＲＦパルスのレベルに多少のエラーがあってもテレビ受信器の同期には影響がなくスクランブル解除された番組は満足して見ることができる。しかしながら、テレビ装置の黒レベルにエラーが発生する可能性がある。これは、はとんどのテレビ装置は、カラーバースト１６の期間に０ＩＲＥレベル２４をサンプリングすることによりテレビ装置の映像基準黒レベル（ｂｌａｃｋ、　ｖｉｄｅ　ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　１ｅｖｅｌ）を設定するためである。しかし、周知のＲ８−１７０Ａ規格に具体的に記載されている一般的な映像仕様では黒レベルの誤差を最大±２ＩＲＥまでの一定のエラーを考慮している。このエラーレベルは許容できるもので、実用的な目的では検出されないレベルである。

同様に、ＲＦパルスの注入位相は、画像搬送波位相の約±６°の範囲でなくてはならない。注入ＲＦ振幅は抑圧同期振幅の振幅にほぼ等しいため、注入位相エラーによりＨＢＩ期間の映像搬送波の全体疑似位相変調の誤差は±３゜以下となる。位相誤差を±３°以内にしなくてはならないのは次の２つの別々の理由による。すなわち、まず第１の理由としては、テレビ放送工業技術の実務では、はっきりと分かる程度のインターキャリヤー可聴バズあるいはＭＣＳステレオ歪を発生させないよう［寄生位相変調（ｉｎｃｉｄｅｎｔａｌ　ｐｈａｓｅ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）　Ｊ　（Ｉ　ＣＰＭ）は３″を越えないようにしているためである。第２の理由としては、位相エラーが発生するのはＨＢＩ期間、つまり、カラー基準バースト信号１６が受信される期間だけでアクティブビデオタイム１４の期間ではない。ＨＢＩ期間のＲＦ位相シフトは検出カラー基準信号に同等のベースバンドシフトを引き起こすため、アクティブビデオの期間の検出色信号にカラーエラーが発生してしまう。Ｈａｚｅｌｔｉｎｅ　Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎのり、ＬｏｕｇｈｌｉｎはＮＴＳＣテレビ信号の許容カラー基準位相エラーを評価する主観試験を行っており、Ｔｅｄ　Ｒｚｅｓｚｅｗｓｋｉの「カラーテレヒンヨンＪ　ＩＥＥＥ、１９８４年出版Ｏ８３−９１ページの「非線形振幅関係とガンマ補正」の章にこの試験か報告されている。この章の図１１−２７には、（少なくとも約８０％の観測者は）±３°の位相エラーを認めることができなかったことか示されている。

上述の許容振幅および位相エラーの大きさに基づいて、必要な正確さを有し、かつ、コヒーレントに注入されたスクランブル解除用ＲＦ信号は、所望の注入Ｒ，Ｆ信号に比べて一２０Ｄｂを越えない大きさの注入ＲＦフェーザーエラーを有する理想的なエラーレス注入信号であることを特徴としている。後から分かるように、この許容エラーレベルにより複数のチャンネルの同時注入を行う本願発明の低価格実施例の実現が容易になる。

次に第１ａ図を参照する。この図では、ベースバンドでの水平映像ラインごとに同期抑圧の開始および終了をレベル変動２６．２７でそれぞれ示している。スクランブラ側でのこのようなベースバンドの変動が起こる期間は２００ナノ秒を越えない程度であり、４．２ＭＨ２の標準的なテレビ映像帯域幅に許容されている。このような信号のスクランブルが解除されると、第１ｂ図のＲＦパルスをコヒーレントに注入して本願発明のスクランブル解除器で同期オフセットレベルが取り除かれる時に前記変動時間を整合させるのか好ましい。ここで、注入ＲＦパルスの開始および終了期間は３２と３３でそれぞれ示している。このように、これらの期間はそれぞれ２００ナノ秒を越えないのが好ましい。

ｍｌ　ｂ図の注入ＲＦエンベロープのパルス整形を画像帯域幅を有した振幅パルス変調器で行う場合は、高速立ち上がり時間（ｆａｓｔ　ｒｉｓｅ−ｔｉｍｅｓ）　３２と３３で映像搬送波周波数の上および下へ最大４．２ＭＨ２の幅の両側波帯スペクトルが生成される。この注入信号の上側側波帯の内容は、残留側波帯変調（ＶＳＢ）で送信される所望の通常テレビ帯域幅内に納められている。しかし、この注入信号は広帯域結合器の受信信号と結合していると考えられているため、注入信号の下側側波帯は下側の隣接テレビチャンネル、具体的には、スクランブル解除したチャンネルの映像搬送波よりもわずかに１．５ＭＨｚだけ低い帯域にある下側隣接テレビチャンネルの音声副搬送波に干渉している可能性がある。代わりに、３２と３３の変動時間を長くして振幅変調パルスのスペクトルの幅を１．５ＭＨｚ以下にすると、スクランブル解除した映像信号にはマイクロ秒のレンジのフロントおよびバックポーチ変動部（ｆｒｏｎｔ　ａｎｄ　ｂａｃｋ　ｐｏｒｃｈ　ｔｒａｎｓｉｅｎｔｓ）か含まれることになり、このフロントおよびバックポーチ部分は水平同期信号１２の先端部またはスクランブル解除した信号のアクティブビデオタイム１４をモルしてしまい、このため、加入者には低品質の映像信号が出力されてテレビ装置での水平同期が狂ったり、あるいは、映像クランピング動作が安定しないといった問題か起こる。

周波数傾城や時間領域でのこれら２つの相反する要求は、下側側波帯スペクトルの広かりを用いずにテレビ送信で高速で画像を遷移でさる、すなわち、スクランブルがかかった信号にＲＦが結合する前に遷移点３２と３３でＶＳＢ変調技術を用いることができる方法へ切り換えることで解決できる。この方法により、高速ベースバンド変動に関連した最大４．２ＭＨｚの広いエネルギーを含む上側側波帯をテレビ受信器で処理することができ、下側隣接チャンネルに接することがなくなる。注入信号のＶＳＢスペクトル整形を容易にするデジタル装置は以下の項で詳細に説明する。

上記のゲート処理したコヒーレントＲＦの注入は、スクランブルの解除以外の目的にも利用することができる。本願出願では、正規の加入者でない者に対してチャンネル単位で信号を拒絶する技術を実行する対策も講じている。スクランブル解除の場合とは対照的に、信号を拒絶する場合は、第１ｂ図に示すゲート処理したコヒーレントＲＦの注入をテレビ信号の映像搬送波の位相とは逆の位相で行うことができ、これにより同期信号は抑圧されたりあるいは無効になり、もしＲＦ注入が十分なレベルで行われる場合は、ＨＢ、１期間に受信したテレビ信号のＲＦ位相は逆になる。

この方法では、「海賊版」デコーダーが同期信号を再構成するのを防ぎ、また、テレビ装置のインターキャリヤー音声検出器の位相が不連続になるため、不正加入者に対する安全性が向上する。これにより、テレビ装置によっては可聴バズやさらには可聴ノイズマスキングが流入する。上記のタイプの信号拒絶を行うためのコヒーレント注入注入も、もしかしたらスクランブルのないクリアな状態、あるいは、スクランブルの解除が認められているかもしれない下側隣接チャンネルが干渉されないようＶ　Ｓ　Ｂ遷移変調（ＶＳＢ　ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ　ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）を用いてＨＢｆ期間にゲート処理をしなくてはならない。

上記のように、コヒーレント注入によるＲＦでのテレビ信号の処理は、単一チャンネル環境（ｃｏｎｔｅｘｔ）で論じてきた。Ｒ，Ｆ注入技術を使用する主な理由は、この新規な同時処理を複数のチャンネルに対して行うことにある。これは、スクランブル解除または同期拒絶（ｓｙｎｃ　ｄｅｎｊ、ａｌ）のいずれかが必要な周波数でコヒーレント注入を行うということである。

第２ａ図は、ＣＡＴＶ装置上を搬送されて本願発明の多重チャンネルスクランブル解除器に入力される入力信号の広帯域スペクトルの一部を示している。各テレビチャンネルは、映像搬送波４０と映像搬送波４０から４．５ＭＨｚ離れた音声副搬送波４２で構成されている。チャンネルの間隔４８は６ＭＨｚである。図から分かるように、テレビ信号のスペクトルは、上側の側波帯ＶＳＢが変調されてるので映像搬送波周波数を中心にして非対象的になっている。

第２ａ図では、ＣＡＴＶ配線を２種類のチャンネルか送信されているのが分かる。第１の種類のチャンネルは、スクランブルのかかっていないチャンネル４６で、このチャンネルはどの加入者でも見ることができ、従って、処理は不要であることが分かる。第２の種類のチャンネルは同期抑圧スクランブル化チャンネル４４でＳの文字か付与されている。この場合、有料チャンネル４４の一部を加入者が購入していると仮定する。この購入した部分のチャンネルは４４゛で表す。従って、第２ｂ図にはこの加入構成（ｓｕｂｓｃｒｉｐｔｉｏｎ　ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）に相当する必要なＲＦ注入スペクトルが概略的に示されている。

第２ｂ図の各信号は本願発明の多重チャンネルスクランブル解除器で生成され、また、第２ａ図と同じ周波数の各伝送映像搬送波に位相同期結合されているものとする。第２ｂ図の広帯域複合信号はコヒーレントに注入され、第２ａ図の広帯域入力信号と線形に結合して第２ｃ図に示す複合広帯域信号を生成する。この複合広帯域信号は加入者に送られ、加入者はこのチャンネルを楽しむことになる。

注入信号５０と５２は、第１ｂ図に示したタイプの時間領域プロフィール（ｔｉｍｅ　ｄｏｍａｉｎ　ｐｒ。

ｆｉｌｅ）を有したＶＳＢ注入信号で構成されている。注入ＲＦ倍信号０は、対応するスクランブルのかかった入力信号４４゛　に同相で注入され、これにより、スクランブルの解除が行われ、同時に第２ｃ図のクリアなチャンネル６０が生成され加入者に出力される。これに対して、注入ＲＦ倍信号２は、異なる位相で注入されるため、同期が無効になったり、あるいは、同期位相反転（ｓｙｎｃ　ｐｈａｓｅ　ｒｅｖｅｒｓａｌ）のような他の信号拒絶効果が生じる。このため、テレビ信号６２は目でみることができず、不正加入者には利用できなくなる。

しかし、この結合装置の広帯域特性のため、他のクリアな信号６０は全て加入者に供給される。

注入信号５０と５２は、第１ｂ図に示すように、時間プロフィール（ｔｅｍｐｏｒａｌ　ｐｒｏｆｉｌｅ）が全て同じであるため、もしこれらの信号全てが同時に必要な場合、つまり、第２ａ図のチャンネルグループの全テレビ信号のＨＢＩが時間的に何度も一致するような場合は、グループとして簡単に同時生成することができる。映像チャンネルのグループ内で相対時間がこのように一致する現象は「フレーム同期」映像ソース（ｆｒａｍｅ　５ｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ”　ｖｉｄｅｏ　５ｏｕｒｃｅｓ）と言って当業者には良く知られているものである。この状態は、マスター映像同期ソースにゲンロックされた（ｇｅｎｌｏｃｋｅｄ）映像を出力する映像フレーム同期化回路で各チャンネルを変調する前にＣＡＴＶヘッドエンドで得ることができる。

本願発明の好適実施例を以下に説明する。この例では、増分関連搬送波（Ｉ　ＲＣ、ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａｌｌｙ　ｒｅｌａｔｅｄ　ｃａｒｒｉｅｒ）または調和関連搬送波（ＨＲＣＳｈａｒｍｏｎｉｃａｌｌｙ　ｒｅｌａｔｅｄ　ｃａｒｒｉｅｒ　）チャンネル計画に従って映像搬送波周波数割当（ｐｉｃｔｕｒｅ　ｃａｒｒｉｅｒ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ａｓｓｉｇｎｍｅｎｔｓ）や制御を行うＣ，ＡＴＶ装置において、少なくとも本願発明により現在処理中の帯域のチャンネル部分内では他の加入者注入発生器（ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ　１ｎｊｅｃｔｉｏｎ　ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）をかなり簡略化できることが分かる。本願明細書では、このような状況のもとで、グループ内で最も近接したいずれか２つのチャンネルを分割する増分周波数（ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）　４８に等しい基本周期を有した周期信号から第２ｂ図の複合ＲＦ倍信号生成することについて説明する。本願発明者の米国特許Ｎｏ、５，１２５，１００やこの中で引用しているＦｉｎｌａｙ　ｅｔ　ａｌ、の米国特許Ｎｏ、４．　０９９゜１２３に開示されているように、このような位相同期状態は、適切なＩＲＣまたはＨＲＣ櫛形信号にチャンネルグループ内の全ての変調器を位相同期させることによりＣＡＴＶヘッドエンドで得ることができる。

本願発明の第１の好適な態様を第３図に示す。ヘッドエンド映像フレーム同期やＩＲＣまたはＨＲＣ搬送波位相同期を上述したように行っているものと仮定する。全ての送信チャンネルが含まれた広帯域入力信号がライン１００に到達する。

広帯域信号のパワーの一部はパワースプリッター１０２を介して広帯域増幅器１０４に接続される。加入者に正当な権利がある場合は、ＲＦスイッチ１０６は閉になり、第２ａ図に相当する増幅広帯域信号が方向性結合器１０８に供給される。第１ｂ図に相当する時間プロフィールをそれぞれ有した第２ｂ図に相当する注入信号はライン１１４を介して方向性結合器１０８により増幅広帯域信号に結合され、その結果、第２Ｃ図の複合信号がライン１０９に出力される。ライン１０９上の広帯域信号は指向性タップ１１０を経て加入者ボート１１２に出力される。ライン１１４に注入される複合信号を構成している第２ｂ図の注入信号５０と５２はデジタル広帯域発生器１３６で生成されてＲＦスイッチ１１６に供給される。注入が必要な期間は、ＲＦスイッチ１１６は図に示すように１１７の位置にある。

デンタル広帯域発生器１３６は、ライン１４６に出力される中心局部発振器周波数（ａ　ｃｅｎｔｅｒ　１ｏｃａｌ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）を中心とする５　Ｍ　Ｈｚグリッド（ｇｒｉｄ）上の周波数点からなる任意のサブセットにある信号５０と５２を生成することができる。これらの信号は、直角位相変調器１３８で生成され、適切なベースバンド信号と共にライン１６１と１６２へ出力される。また、これらの信号は、ローパスフィルター１６４と１６６の遮断周波数を越えない帯域幅を片側にだけ有している。このようにして生成された信号は、広帯域増幅器１．２４で増幅され、バンド、＜スフイルター１７４の中の適切なＳＡＷバンドパスフィルターを介して広帯域増幅器１２０とＲＦスイ・ソチ１１６へ供給される。ライン１６１と１６２に供給されるベースノ（ンド信号は時間関数であり、以下Ｂｌ　（ｔ）とＢ２（ｔ）で表す。

これらのベースバンド信号は、ＲＡＭ１７１と１７２の内容に基ついてデジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）１．６８と１７０のそれぞれによりデジタル生成される。ローノくスフイルター１６４と１６６は、ノくンド調和阻止（ｂａｎｄ　ｈａｒｍｏｎｉｃ　ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ）とエイリアジング防止フィルター処理（ａｎｔｉａｌｉａｓｉｎｇ　ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）を行う。Ｄ　、Ａ、　Ｃ１６８，１７０とＲＡ　Ｍ　１７１．１７２のクロックを駆動するクロック周波数かライン１４８に供給される。このクロック信号によりＲＡＭアドルス発生器１５０も進み、これにより適当なＲＡＭデータ内容がＤＡＣ１６８と１７０にそれぞれ順次ロードされる。隣接する２つのチャンネル間の基本周波数増分（ｆｕｎｄａｍｅｎｔａｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｉｎｃｒｅｍｅｎｔ）　４８の十分な大きさの整数倍となるようクロック周波数を設定する。６ＭＨｚのチャンネル間隔の場合は、クロック周波数を７２ＭＨｚになるよう選択する、これによりナイキスト周波数３６ＭＨｚに近いベースバンド信号のデジタル生成を行うことができる。実際のローパスフィルター設計では、第２図に示すような９チヤンネルグループ用の注入信号を簡単に生成することができる。

第１ｂ図において、期間３０では注入信号の振幅と位相は一定であり、追加処理が必要な各搬送周波数にＣＷ正弦信号を注入しなくてはならない。ライン１４６上の直角位相変調器１３８へ出力している局部発振器は、サブシステム１４２に内蔵されている注入同期発振器（Ｉ　Ｌ　Ｏ，１ｎｊｅｔｃｉｏｎ　１ｏｃｋｅｄ　ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）または位相同期ループ（Ｐ　Ｌ　Ｌ。

ｐｈａｓｅ　、１ｏｃｋｅｄ　１ｏｏｐ）発振器によりライン１４０に到達するチャンネルグループセンター搬送波に位相同期されるものと仮定する。さらに、ライン１４８上のクロック信号（この例では７２ＭＨｚ）も同様に、基本増分周波数４８（この例では６Ｍ　Ｈｚ　）の整数倍であるライン１４０上のノくイロット信号に位相同期されるものと仮定する。直角位相変調器１３８での直角位相変調処理の線形性により、必要な信号Ｂ、（ｔ）と８２（ｔ）は、それぞれ６ＭＨｚの整数倍の周波数を有した正弦波を線形に組み合わせたものでなくてはならない。従って、この期間は、Ｂｌ　（ｔ）とＢ、（ｔ）は６　Ｍ　Ｈｚの周期を有した周期波形であり、このため、Ｍナンプル（本願の例ではＭ　＝　７２　Ｍ　Ｈｚ　／　６　Ｍ　Ｈｚ工１２）を有した各信号を離散時間で表示することかできる。従って、１３４に任意のＣＷ周波数グリッドを生成するには、ＲＡＭアドレス発生器１５０は期間３０のあいたにＲＡ　Ｍアドレスを繰り返し走査するだけでよい。生成された注入搬送波の固有振幅と位相は、ＢＩＲＡＬｉ内の１２の走査サンプルと８２ＲＡＭ内の１２の走査サンプルの値に基づいている。

ＲＦ領領域は、ライン１３４の各生成搬送波出力は２つの直角位相成分（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）　ＩとＱに分解できる。グループ局部発振器か同期している中央周波数搬送波から問題になっている特定の搬送波を引いた値に等しい６　Ｍ　Ｈｚのオーダーのベースバンドを係数″に″を用いて示す。このように、いずれの所定”ｋ”　（最大Ｎ値まで）の場合にも、２つの側波帯成分を生成することができ、これらは２つの別々のチセ゛／ネルに相当する。所望の直角位相成分（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ）　Ｉ　ｋ″、Ｑｋ”、Ｉｋ−１Ｑｋ−を４項のカラムベクトル（４ｅｎｔｒｙ　ｃｏｌｕｍｎ　ｖｅｃｔｏｒ）で表すものとすると、ベースバンド信号Ｂ、（ｔ）とＢ２（ｔ）（各ザンプル時間ｔを２項のカラムベクトルで表す）は次のベクトル式のようにめられる。

式１式（１）の任意のＲＦ位相基準座標を用いれば、Ｉｋ＋、ｌ！：。

ｋ＋はそれぞれ周波数係数”ｋ”の上側側波帯ＲＦ注入信号の同相直角位相成分に相当し、一方、Ｉｋ−とＱｋ−は周波数計数”ｌ（”の下側側波帯の同相直角位相成分に相当する。

整数値を１−Ｍまでと仮定した場合、パラメーター“　ビは離散時間変数である。ｋ＝０の場合、両側波帯は単一センター搬送波の１／２つつに劣化する。この両側波帯について式（１）は２項ベクトノ喧２　ｅｎｔｒｙ　ｖｅｃｔｏｒ）と２Ｘ２マトリックスの式にまとめられる。

１ｋ”、Ｑｋ“、Ｉｋ−１Ｑｋ−の必要な生成値に基ついて式（１）にほぼ準じて演算を行うことにより、デジタル信号プロセッサーとマイクロコントローラー（ＤＳＰ／ｕＣ）１５２は必要なサンプルＢｌ　（ｔ）とＢ２（ｔ）を評価し、データバス１５４を介してＲＡＭ１７１．１７２へこれらを格納する。上述のように、式（１）の一番右端側のカラムベクトルに等しい注入信号を、正しい位相および振幅で供給しなくてはならない、そうすればライン１０９に着目した場合に注入信号は同しライン１０９の人力信号のフェーサ−値に等しくなる。このため、本願出願は、フエーザー測定分析手段を提供するものであり、この手段はコヒーｌノント注入を行う装置と同し装置手段、すなわち、デジタル広帯域発生器１３６で構成するのが好ましい。これにより、所定ビデオタイミングスケジュールに従ってこれら２つの機能は時分割される。スクランブル解除もＲＦ注入も必要ない期間に時分割や測定を行うことかできる。このような測定またはフエーザー分析は、有効なビデオ情報が存在しないＶＢＩの期間内に行うのか好ましい。

この結果、映像搬送波のレベルと位相に対して固定受信基準が生成される。

次に、注入か必要とされないフエーザー分析期間になると、ＲＦスイッチ１１６は１１８の位置にセットされ、ＲＦスイッチ１２６は１２８の位置になる。このように、ライン１０９上の分析すべき信号サンプルは指向性タップ１１０を介して供給され、広帯域増幅器１３２．１２４で増幅され、バンドパスフィルター１７４内の適したフィルターに供給される。フィルター処理されたこの信号は広帯域増幅器１２０．１３０でさらに増幅され、ライン１３４上の直角位相変調器１３８に供給される。ついてではあるが、直角位相変調器１３８は可逆性のもの、すなわち、内部パワー結合器（ｉｎｔｅｒｎａｌ　ｐｏｗｅｒ　ｃｏｍｂｉｎｅｒ）をパワースプリッターとして機能することができる受動素子で構成されており、また、その平衡ミキサー（ｂａｌａｎｃｅｄ　ｍ１ｘｅｒｓ）は両方向性であると仮定していることに注意しなくてはならない。

このような仮定においては、装置１３８も直角位相変調器ということができ、直角位相出力かライン１６１．１６２に出力される。本願発明において使用が可能な可逆性直角位相変調器１３８の一例として、ニューヨーク州プルツクリンのＭｉｎｉ−Ｃｉｒｃｕｉｔｓ　ｃｏｐｒｏｒａｔｉｏｎて製造しているモデルＱＭＣ−１７０がある。所定周波数”ｋ”の特定の正弦波対をローパスフィルター１６４と１６６の出力端に供給し、これらの正弦波対をライン１６１と１６２の直角位相変調器１３８のミキサーへ供給すると、ミキシングが二重に行われ、その結果、ベースバンドでの第２番目のミキシングに関連する直流成分がライン１６１と１６２に現れる。この二重ミキシングは、ライン１４６に第１局部発振器から出力が供給され、一方、第２「局部発振器」の出力は、ＤＡＣ１６８と１７０でデジタル生成された純粋な正弦波信号によりライン１６１と１６２を介して直角位相で（ｉｎ　ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）供給される二重変換直角位相受信器（ｄｏｕｂｌｅ　ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ　ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　ｒｅｃｅｉｖｅｒ）の処理に略等しい。同じラインの直流成分は、高インピーダンス１７６と１７８を介してゲート処理積分・ダンプ（１＆　Ｄ、　Ｉｎｔｅｇｒａｔｅ　ａｎｄ　Ｄｕｍｐ）回路１８０．！＝１８２へ接続された検出信号を構成しており、この回路の出力は、ライン１８５を介してアナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１８８に接続されているスイッチ１８４を順次用いてサンプル処理することができる。Ａ／Ｄ変換器１８８でめられた値はデータバス１９０を経てＤＳＰ／ｕｃ１５２へ送出される。ローパスフィルター１６４と１６６の出力インピーダンスは、１３８の平衡ミキサーで生成された直流成分を測定できるよう十分な大きさになるよう注意する。

各周波数“ｋ”毎にＲＡＭの内容を設定して個別測定を２回行う。すると、ＤＡＣ１６８と１７９は第１回目の測定ではＥ、（ｒ）＝ａ　ｃｏｓ（２ｒｋｒ／ｋｆ）　；　Ｂ７（ｌ−ａ　５ｉｎ（２ｆｒ／Ａ４また、第２回目の測定ではＢ、（Ｑ−ａ　５ｉｎ（２ｒ＆／Ａ／）　；　Ｅ、（ｔ）＝ａ　ｃｏｓ（２ｙｋＩ／Ｍ）の値をそれぞれ生成する。ここで、”ａ”はＤＡＣのダイナミックレンジに適合した適当な振幅目盛係数である。

第１測定期間にＩ＆Ｄ回路］、８０と１８２でめた（スイッチ１８４の各状態で順次求めた）測定スカラーはここではｙｋ、ｕｋでそれぞれ表す。第１の測定は上側側波帯の分析に相当し、このステップは以下ＡＮ＋で示す。これに対して第２の測定は下側側波帯チャンネルの分析に相当し、以下、ＡＮ−で示す。従って、各周波数”ｋ”に対して４つのパラメーターがめられており、これにより入力されてくる信号のフエーザー値を上側（＋）と下側（−）側波帯チャンネルでめることができる。これらのパラメーターは、式（１）の逆数に関する式、すなわち、以下の式からめられる。

ＡＮ＋とＡＮ−の測定期間（以下分析期間と称す）に式（２）でめたフェーザー値は、ＨＢＩ期間に正確な位相と振幅を必要とする信号が生成されるよう、以下に述べるような方法で、受領フエーザー値分析（ｒｅｃｅｉｖｅｄ　ｐｈａｓｏｒ　ａｎａｌｙｓｉｓ）に基づいて、注入期間中にＲＡＭＩ　７１と１７２の内容を演算および調整するようＤＳＰ／ｕｃ１５２で使用する。センター搬送波分析（ｋ　＝　０）の場合は、装置は、Ｂ＋　（ｔ）と８２（ｔ）の値が０となる単一測定機能を有した単一変換受信器になってしまい、２つの直角位相成分の推定値がＩ＆Ｄ回路１８０と１８２の出力端で直接得られる。

グループビデオタイミングと共に注入と分析を行うには、グループ内のチャンネルのＶＢＩ期間全てまたは一部に垂直フレーム基準データシーケンス（ｖｅｒｔｃｉａｌ　ｆｒａｍｅ　ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　ｄａｔａ　５ｅｑｕｅｎｃｅ）を挿入する。第３図の装置は、整合フィルター１９４と同期データ検出器１９６を用いて垂直フレーム同期を生成するものであり、これにより同期検出ライン２０２を介してタイミング連鎖回路２１０がリセットされる。タイミング連鎖回路２１０はｔｌからｔｌまての全てのタイミング信号を出力しており、この信号がＲＦスイッチ、Ｉ＆Ｄ回路やＡ／Ｄ変換器のストローブを制御する。アドレス発生器１５０には、必要な注入信号や分析信号の合成用の適当なデータレコードが納められた正しいＲＡＭメモリーの場所を走査するようタイミング連鎖回路２１０からの適切なリセットおよびプリロード信号（ｒｅｓｔ　ａｎｄ　ｐｒｅｌｏａｄ　ｓｉｇｎａｌｓ）が供給されている。以上のように、広帯域発生器１３６は、その可逆性によって、選択チャンネルでのフエーザー値分析やデータおよび同期の獲得（ｄａｔａａｎｄ　５ｙｎｃ　ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）に使用する広帯域直角位相同期受信器（ｂｒｏａｄｂａｎｄ　ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ　５ｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ　ｒｅｃｅｉｖｅｒ）としても機能する。従って、整合フィルター１９４に接続された加算抵抗１９３と１９２を介してライン１６１と１６２で直角位相信号をさらに組み合わせることにより特定のチャンネルを受信することができる。受信中のチャンネルは、ＤＡＣ対１６８と１７０で生成中の正弦成分を正しく選択することで測定することかでき、この結果、受信中のものか上側側波帯または下側側波帯チャンネルであるかによって、ＡＮ＋またはＡＮ−分析測定で説明したようにライン１６１と１６２に適切な正弦波かそれぞれ直角位相の状態で印加される。例えば、受信中のものか周波数係数”ｋ”に相当する上側側波帯チャンネルのＶＢＩ期間のデータの場合は、Ｂ＋　（ｔ）と８２（ｔ）のＲＡＭ値は次のように設定される。

ここで、θは、測定成分Ａｌｋ＋とＡＱｋ＋に基づいて前記チャンネルを同相で受信するのに必要な位相角である。受信モードで必要なＲＡＭ値用の上記三角法等式（ｔｒｉｇｏｎｏｍｅｔｒｉｃ　ｅｘｐｒｅｓｓｉｏｎ）は、合計値（周波数”　ｋ”に相当）の１つの項だけを用いて式（１）がらめられる値に相当する。

ここで、■に−とＱｋ−はゼロに設定されている。言い替えれば、選択チャンネルを受信するのに必要なＲＡ　Ｍの内容は、チャンネルの受信搬送波と同相かつコヒーレントな単一搬送波を生成するのに必要なＲＡＭの内容と同じである。

上記のような適切なＲＡＭ信号を用いれば、グループ内のどのチャンネルのＶＢＩに挿入されるデータも、整合フィルター１９４とデータ検出器１９６で選択的に検出できる。この検出データストリームを用いて、アドレス可能な加入制御の分野では周知な方法により加入者のユニットをアドレス指定する。スクランブル解除が認められている特定のチャンネルと加入者に認められていないチャンネルの識別は、各加入者のマイクロコントローラ一部１５２に送信される。このような加入構成情報（ｓｕｂｓｃｒｉｐｔｉｏｎ　ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ　ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）に基づいて、ＤＳＰ／ｕｃｇ１５２ては各周波数係数” ｋ”に対して式（１）に従ってＢ＋　（ｔ）とＢ２（ｔ）に必要な固有線形結合（ｓｐｅｃｉｆｌｃ　１ｉｎｅａｒ　ｃｏｍｂ１ｎａｔｉｏｎ）の演算を行う。

第２図の例では、周波数係数”ｋ”に相当する下側側波帯チャンネルを”−Ｋ” とし、また、この周波数係数の上側側波帯を”十Ｋ”としている。従って、第２図には−４、−３、−２、−１，０、＋１、＋２、＋３、＋４の符号の９つのチャンネルが示されている。このチャンネル表示方法か与えられたとすると、第２ｂ図には注入チャンネル５０で示すチャンネル−３、−１、＋３のスクランブルを解除しく同相注入）、注入信号５２で示すチャンネル−２、＋２を拒絶（位相はずれ注入）し、５４で示すチャンネル−４，０、＋１、＋４を処理しない（注入を行わない）特定加入構成が示されている。注入が必要なチャンネルのＡＩｋ ”、ＡＱｋ”、Ａｌｋ−１ＡＱｋ−の値は上述したＡＮ＋、ＡＮ−の分析測定期間に式（２）に従ってめられているものとする。この加入構成に基づいて、第２図の必要加入構成を生成するため式（１）の右辺の各”ｋ”に対して次の類ベクトル（ｖｅｃｔｏｒ　ｅｎｔｒｉｅｓ）を用いる。

ここで、ｄとｇは、分析期間での測定搬送波の相対的な大きさと、スクランブル解除および位相はずれ注入拒絶に必要な注入フエーザーの大きさのそれぞれに対する適切な正の目盛係数である。

上記説明で覚えているように、注入信号はＶＳＢ変調されていな（ではならない。ＶＳＢスペクトルと共に特に注入パルスの開始や終了を行う予めデジタル演算したシーケンスに従って、Ｄ　Ａ　Ｃ１６８と１７０へデジタルサンプルを出力させることによりこのＶＳＢ変調を行うことができる。単一搬送波装置の場合は、２つの直角位相成分を一定の関係にしてＶＳＢ変調信号を生成する周知の方法がある。

このような方法はＲ，Ｌｕｃｋｙ、Ｊ、　５ａｌｚ　ａｎｄ　Ｅ、Ｊ、Ｗｅｌｄｏｎらによる「データ通信の基本」ＭｃＧｒａｗ−Ｈ４ｌｌ、Ｎｅｗ　Ｙｏｒｋ、１９６８年出版０本の中で説明されている。所望のＶＳＢパルス整形を行う搬送波の直角位相変調に使用するこのような２つの信号を第４図ではｃ　（ｔ）とＳ　（ｔ）を用いて数学的に示す。ここで、ｃ　（ｔ）は同相成分の変調関数であり、５（１）は直角位相成分の変調関数である。第１ｂ図のＣＷ圧入３０の場合は、式（１）の右辺の時不変カラムフェーサ−ベクトル（ａ　ｔｉｍｅ　１ｎｖａｒｉａｎｔ　ｃｏｌｕｍｎ　ｐｈａｓｏｒ　ｖｅｃｔｏｒ）を特徴としている。このように、ＶＳＢ遷移３２．３３を含ませるには、式（１）の時不変フエーザー力ラムを時変ベクトルＲｋ（ｔ）で置換しなくてはならず、このＲｋ（ｔ）は次の通りである。

この式は周波数”ｌ（”に対して式（１）で使用しており、また、Ｃ（ｔ）とＳ　（ｔ）は一般的な周期関数ではないため、Ｂｌ　（ｔ）と８２（ｔ）の値は１２のサンプルでは周期的にはならず、むしろこれらスペクトル整形された信号の合成にはもっと長いデータレコードが必要になる。従って、サンプル番号Ｍと、ＤＳＰ７’ｕＣ回路１５２の内部のＲＯＭに格納されている関数Ｃ（ｔ）とＳ　（ｔ）の数値を適当に増加させた状態では、ＲＡＭレコードの値Ｂｌ　（ｔ）と８２（ｔ）は式（１−Ａ）に従ってＤ　Ｓ　Ｐ　／　ｕ　Ｃ回路１５２で演算される。

第２ｂ図の信号と同しく増加方向に間隔のあいた複数のＶ　Ｓ　Ｂ信号をライン１３４に生成することに注意しなくてはならない。例えば、Ｎ＝４の時、式（１ −Ａ）からは、ｋ−０，１，２，３，４の場合に式（３）の選択フエーザー注入値１に’、Ｑｋ＋、Ｉｋ−、Ｑｋ−で測定した公称フエーザー値を有した９つの個別ＶＳＢ変調フェーザー値が得られる。これらのフエーザー値は、加入者の加入状態に基づいて各チャンネルでの所望の処理動作に応じて設定される。

第１ｂ図の遷移点３２と３４を表すのに必要なＲＡＭレコード長とＶＳＢスペクトルの等価チャンネル通過域周波数レスポンスと遷移帯域幅の間には相対関係がある。本願発明の第１の好適実施例では、第４図の遷移期間４０２と４０３は、それぞれレコード３２と３３の場合に７２Ｍ５ｐｓで１０９のサンプルのレコード長に相当する。第５図には、第４図のベースバンド直角位相関数Ｃ（ｔ）と５（１）をめるもとになる矩形変調パルスへ計算により印加される等価デジタルフィルターの周波数レスポンス５００が示されている。第５図から分かるように、比較的短いサンプルンーケンスを有した映像搬送波の両側で許容可能なＶＳＢスペクトル整形を行うことができる。本願発明のデジタル信号処理能力から得られるその他の特徴としては、第５図の正確な演算デジタルフィルターに基つく関数Ｃ（１）とＳ　（ｔ）の設計能力かある。ここで、音声副搬送波周波数５０１の近傍に特別にゼロスペクトルを設けて広帯域注入ＶＳＢ信号がその音声部分を干渉しないようにしている。結果的に発生するクロストーク作用は、隣接グループのチャンネルの場合に映像フレーム同期しており（ｖｉｄｅｏ　ｆｒａｍｅ　５ｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ）　、また、見ることができないＨＢＩ期間のエツジで極めてわずかながら遷移雑音成分を発生させるため、隣接チャンネルの映像部分にだけ影響を及ぼす周波数には一般的にはこのような強力な減衰機能は必要ない。

再び第５図において、フレーム同期グループのチャンネルに接している下側隣接チャンネルに対する色信号の干渉が最小限になるよう、下側隣接チャンネルの色副搬送波周波数５０２にゼロスペクトルを特別に設ける。映像スタガ（ｖｉｄｅｏ　ｓｔａｇｇｅｒｉｎｇ）法に従ってゼロスペクトルのビデオタイミングを水平方向に移動すべきかどうかを以下で説明する。

上記の説明をまとめると、はぼ映像同期した任意の振幅および位相を有し、入力信号にＲＦコヒーレントな状態にある多重チャンネルを生成するといった特別な能力であり、この能力により一群のチャンネルを同時に処理することが可能になる。

実際には、ＤＡＣクロック速度やＤＡＣダナミツクレンンや線形性といった制限かあるため、第３図の広帯域発生器１３６で同時に正確に生成できるチャンネル数は限られている。このため、広帯域発生器１３６を時分割モードで使用するのか望ましく、こうすると複数のチャンネルグループを順次処理することか可能になり、これにより広帯域発生器１３６に信号を出力する局部発振器を各グループの中心周波数チャンネルに切り替えることにより処理するチャンネルの全体数が増加する。ライン単位の必要処理（および注入）時間は全体水平ライン時間の１／４以下であるＨＢＩに制限されているため、ビデオ分野ではこのような操作モードは可能である。このように、ヘッドエンド側では、チャンネルグループのＨＢＩが重複しないようチャンネルグループをスタガ状に映像同期させている。第６ａ図にはこの様子が概略的に示されている。期間６００は注入の必要がない保護期間であり、スイッチ１２２を用いて４つのチャンネルグループＡ−Ｄのうちの中央搬送波局部発振器とバンドパスフィルター１７４内の適切なグループバンドパスフィルターを切り賛える（第３図のスイッチ１４４）。第６ｂ、６ｃ図には、各チャンネルグループへのチャンネル割当に関して２つの可能な周波数構成が示されている。第３図の第１の好適な実施例では、グループ当たりのチャンネル数が同じ場合はＤＡＣ速度を低くする必要があるため、第６ｂ図の周波数ブロックグループ化を利用する。しかし、高速ＤＡＣとＲＡＭを犠牲にすれば、この場合は単一（および幅の広い）調和フィルターしか必要でないため第６ｃ図の周波数飛越しグループ化によりバンドパスフィルターを節約できるかもしれない。

第６ｂ図のチャンネル周波数のグループ化の好適例においては、周波数Ｆａ６０２の局部発振器を第６ａ図のグループＡの期間にスイッチ１４４で選択する。次に、同様にスイッチ１４４を移動して周波数Ｆｂ６０４てはチャンネルグループＢの中央チャンネルに相当する局部発振器を選択し、同様にチャンネルグループＣとＤでも発振器が選択されて水平ビデオタイムの残りを埋められ、これによりＨＢＩの期間に相当する等しい時間だけ順次周波数Ｆｃ６０６とＦｄ６０８が引き延ばされる。このように、各チャンネルのＨＢＩ期間にコヒーレント注入を行うことで、４つのグループの各チャンネルに必要な処理を同じ広帯域発生器で実行する。

第７図には、全てのチャンネルグループについて一本の水平映像ラインの期間に注入波形をデジタル生成する方法が示されている。図から分かるように、各チャンネルグループの期間には、第１ｂ図の時間セグメント３２．３０．３３が必要とするサンプルシーケンスにそれぞれ相当する３つのＲＡＭセグメントがある。

アドレス発生器１５０で生成するアドレス値スケジュールを７００で示す。各時間のＲＡＭアドレス値は垂直軸レンジ７０２に示されている。

このアドレス値はアドレス発生器１５０で生成され、ＲＡＮ１アドレスバス１５６を経てＢ２ＲＡＭ１７２とＢ２ＲＡＭ１７２へ同時に供給される。ライン１４８のクロック信号がアドレス発生器１５０を進めており、このクロック信号周波数は北米では６Ｍ　Ｈｚのチャンネル増加周波数（ｃｈａｎｎｅｌ　ｉｎｃｒｅｍｅｎｔａｌ　ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）の整数倍であるのが好ましい。従って、本願発明の場合は、クロック周波数は７２ＭＨｚとなる。

Ｂ　ｌＲＡＭと８２ＲＡＭに格納されて、ＤＡＣ１６８と１７０へ供給される数値は、各チャンネルグループにおいて式（１−Ａ）で規定した演算値に基づいてＤ　Ｓ　Ｐ　／　ｕ　Ｃ１５２で作成し、こうしてチャンネルグループＡのＲＡＭｖＳＢの「立上がり」部分７３２、ＣＷ部７３０、ＶＳＢ「立下がり」部７３３の値が満たされ、同様に他の３つのチャンネルグループの値も満たされる。

本願発明の第１態様に戻る。第３図の装置の注入分析波形（ｉｎｊｅｃｔｉｏｎ　ａｎｄ　ａｎａｌｙｓｉｓ　ｗａｖｅｆｏｒｍｓ）の位相と振幅は、処理チャンネル毎にフエーザー制御ループ（ｐｈａｓｏｒ　ｃｏｎｔｒ。

ｌ　１ｏｏｐ）を閉じ、また、分析と補正を続けて行うことにより入力信号に対して一定の関係に保たれている。これにより、ＣＡＴＶ配線装置内の比較的遅い位相または振幅ドリフトや、電源スプリッター１０２、方向性結合器１０８または広帯域増幅器１０４などの加入者側ユニ・ント内の成分や、入力チャンネルのフェーザー値に比べて相対注入フ工−ザー値に影響を及ぼす可能性のある広帯域発生器１３６内の成分が追跡される。

本願発明のフエーザー値のトラッキングおよび校正方法をよく理解するため第８図を参照する。第８図のフエーザーダイアグラムは、制御自在なチャンネルグループ内の任意のチャンネルに対して上述の分析方法を使用しながらライン１０９で観察したフエーザーに相当する。ＳＩ、すなわち、フェーザー３００は、注入が不要なＶＢＩのライン部分の期間に０ＩＲＥの黒レベル送信をしている入力搬送波の画像搬送波フエーザーを表している。この時点で、分析期間が開始され、フエーザーＳの推定値が生成される。

同期信号が７０ＩＲＥのベースバンド等価シフトによって抑圧されていると仮定すると、注入による再構成が不要なライン部分以外の場所で同一抑圧を行う信号の一部を測定したくなり、これにより、広帯域発生器をフエーザー分析器として利用可能になる。帰線消去レベルかＯＩＲＥかもしれないＶＢＩのライン部分が７０１ＲＥグレーペデスタルとなるようヘッドエンドの映像信号を変調することによりフエーザー分析器としての利用が可能になる。この状態が、振幅合計値３０３に相当する７０ＩＲＥペデスタルだけ抑圧されたＢ２（フエーザー３０２）として示されている。理論的には、広帯域発生器１３６でフエーザーの差を生成および注入できるようＳｌと８２の分析でフエーザーの差を十分に測定しなくてはならない。この方法の問題は、測定信号と注入信号の信号路が等しくなく、このため、ライン１０９に与えられている注入フエーザーを直接測定することかできないといったことにその原因がある。そもそもこれは、フェーサ−分析またはその逆に使用することができない複数の信号を発生器で生成しなくてはならないからである。つまり、一度に１つの機能しか得ることができないのである。Ｓｌすなわち、入カフエーザー８２と注入フェーサ−１，１，の組み合わせを測定するのが好ましく、このＳはさらにＳｌと比較される。これら２つの測定値を用いて、次のベクトル等式に基づいてエラーフエーザーΔＳをめる。

ΔＳ　＝　Ｓ、　−Ｓ　（４）この式から、フエーザーの増加分をＤ　Ｓ　Ｐ　／　ｕ　Ｃ１５２で算出し、注入用ＲＡＭレコードを変更するよう蓄積する。

この処理を繰り返し構成すると、フエーザーマッチングがなされるべく収れんされる。

Ｓの可測性について、注入ソースと分析ソースが同時に存在すると仮定する。バンドパスフィルター１７４の内部のＳＡＷフィルターによる遅延を十分に利用すれば順次Ｓを測定することができる。この方法は、広帯域発生器が分析器として機能している間に行われる、短いパルス期間での必要な複合ＲＦ倍信号注入とその後の遅延パルスの受取りによっている。この方法は、ｌ＼ラッドンドで７０ＩＲＥのペデスタルを挿入するＶＢＩの実線期間にＲＦスイッチ１１６と１２６を操作することにより行われる。第１の好適実施例において、ビデオライン１７と２８０の期間にこのような校正と分析が行われる。第９図にはＲＦスイッチ１１６と１２６の状態スケジュール（ｓｔａｔｅ　５ｃｈｅｄｕｌｅ）の他にパルス注入分析タイミングが示されている。第１０図には、Ｒｅｃ　Ａ、Ｂ、Ｃで示した注入部とＡＮ＋、ＡＮ−の分析部がアドレス発生器１５０の制御によって周期的に変化する関連ＲＡＭアドレススケ−ジュールが示されている。こうしてめたフェーサ−推定値をさらに正確にするため、このプロセスにおいてＡ／Ｄ変換器１８８で得たサンプルをＤＳＰ／ｕｃ１５２で平均する。上記の手続きは、注入が必要な全てのチャンネルについて順次適用できる。

上のバラグラフは第８図の結合フエーザーＳの測定についてのものである。式（４）に従って調整を行うには、ＶＢｌの０ＩＲＥ帰線消去期間レベルのほとんどの部分で８１を自由に得ることができる。この場合、多重チャンネルとチャンネルグループは１つのＶＢＩフレームの中で処理することができる。この処理は、第１１図の多重グループで示しているように、装置をＣＷ分析期間ＡＮ＋、ＡＮ −で順次処理することにより簡単に行える。

第１２図には本願発明の第１実施例のビデオタイミングスケジュールの全体が示されている。図から分かるように、注入、分析、同期、データ検出の期間は重複しておらず、このため、広帯域発生器は効率よく使用されている。各ビデオフィールドまたはフレームが終了すると、全ての周波数に対して次の増分Ｂｌ　（Ｄ　、Ｂ２　（ｔ）を生成する増分ΔＳに従って注入フェーサ−は全て接続される。

式（５）第１３図は、本願発明に従って構成されたＣＡＴＶヘッドエンドの概略図であり、ここで、２つのチャンネルグループ（グループＢとＤ）だけが第３図の加入者側ユニットで処理すべきスクランブル化チャンネルを含んでいる。櫛形信号発生器（ｃｏｍｂ　ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）がらは、各チャンネルグループに櫛形信号（ｃｏｍｂ　ｓｉｇｎａｌｓ）が個別に出力される。これにより、ＩＲＣ動作を部分的に行わせることが可能になる。

第１４図には櫛形発生器がより詳細に示されている。グループＢとＤの櫛（ｃｏｍｂ）に信号を出方している２台の広帯域櫛形信号発生器は、加入者側広帯域発生器１３６と同じ構造をしている。しかしながら、ここで、搬送波は全てｃｗ周期モードで構成されている。このように、７２ＭＨｚクロック周波数の場合、アドルス発生Ｘは６ＭＨｚの周期を生成するモジュール１２カウンターである。加入者側ユニット全てに同期クロックを供給するため、ＣＡＴＶ装置へ７２ＭＨｚパイロット信号も供給する。ゲンロック基準信号から供給されるマスタービデオタイミングは７２ＭＨｚクロックに同期されており、これにより、加入者側ユニットのビデオライン毎に行っていたＲＦ　ＲＡＭレコードの変化を不要にするライン速度（ｌｉｎｅ　ｒａｔｅ）とＲＦクロック速度（ＲＦ　ｃｌｏｃｋ　ｒａｔｅ）の間の厳密な関係が保証される。櫛形信号の相対位相は、データバスＷ８とＷｏを介して他のＲＡＭレコードをダウンロードすることで変化させることができる。これらの位相値は、本願発明の装置の動作には実際には無関係であるが、本願発明者の前述の米国特許で説明しているように伝送歪を全体的に低減させるにはこれらを調整するのが望ましい。

第１５ａ図は、ＲＦ同期抑圧ＨＢＩのベースバンドを示したものである。また、第１５ｂ図は、スクランブル解除に必要なコヒーレント注入信号を示している。

ここで、ＲＦでの減衰によって、カラーバーストの部分を含む信号成分全てに注入が必要となる。図からも分かるように、注入信号の映像搬送波の部分を生成するには６つのＲＡＭレコードが必要である。つまり、１０３２，１，０４０，１０３８．１０３０，１０３６．１０３３である。映像搬送波を中心としてＶＳＢ生成を行うことにより損失したバースト信号を生成することは可能であるが、色副搬送波周波数と５ＭＨｚの適合性が乏しいためこの方法ではメモリーのコストかけた外れに高くなってしまう。

これに代わる解決手段としては、フレーム同期映像ソース内の上側側波帯色副搬送波は全て５　Ｍ　Ｈｚと増加方向に関係しているといった事実に基づく解決手段がある。従って、第１６と１７図の本願発明の第２実施例の説明がら分かるように、中央搬送波チャンネルのカラーバーストに３゜５８ＭＨｚオフセット局部発振器を同期させた状態で上側側波帯色副搬送波を別々に生成することができる。第１実施例と同様に、注入フェーザーは全てＶＢＩの期間に測定および追跡するのが好ましい。第１７図は多重住戸ユニット（ＭＤ　Ｕ、　ｍｕｌｔｉｐｌｅ　ｄｗｅｌｌｉｎｇ　ｕｎｉｔ）用の構成が示されている。ここで、副搬送波Ａのデジタル広帯域発生器は、加入者Ｂの校正注入期間に分析機能を提供したりその逆を行ったりする。

最後に、映像ライン期間中に広帯域発生器を単一グループの専用とすれば、ランダム「映像折返しくｖｉｄｅｏ　ｆｏｌｄｉｎｇ）」に基づく拒絶保証を追加して行えるよう有効ビデオ時間（ａｃｔｉｖｅ　ｖｉｄｅｏ　ｔｉｍｅ）に可変レベルの固定注入信号をさらに生成することができる。この方法は、暗号キーストリーム制御で決まる幾つかの固定注入値を用いてヘッドエンドでコヒーレント注入をゲート処理し、正確なフェーザー調整に基づいて加入者の場所でこれらを選択的に無効に（従って、スクランブルが解除される）して実行することができる。ヘッドエンドで注入した信号は位相が反対であるため、スクリーン部においてのみ映像が反転する、このため、従来の「海賊版」スクランブル解除器にはますます障害が多くなる。第１８図は、映像折返しスクランブル解除および信号拒絶技術を用いたスクランブル解除器用ＲＡＭタイミング図である。

ＦＩＧ、７ａべ−ス・′パン←”　（司ｌｌ１ｉ　２Ｃｐ凪ＦＩＧ、　３腎ＦＩＧ、　６ａ、ｆｆ閏傾Ａ　２ｅＡ　スクヵ゛フ・し７°ノυＦＩＧ、６ｂＦｄ　Ｆｃ　Ｆｂ　ＦａＦＩＧ、　８ ΔＳＦＩＧ、　１２ＦＩＧ、１３ａＦＩＧ、１３ｂＦＩＧ、７４ＦＩＧ、１５ａ５払入ＲＦ　糊え■支ＲＦＩ絹’ＬＱ仰ムＦＩＧ、７６ＦＩＧ、１７

Claims

【特許請求の範囲】

１．複数の振幅変調テレビ信号からなる広帯域信号の処理方法において、前記テレビ信号の少なくとも一部と同相同期した複数の高周波信号を生成する段階であって、生成された前記複数の高周波信号はそれぞれフェーザー値を有しているところの高周波信号生成段階と、生成された前記高周波信号に前記広帯域信号を結合させる段階と、前記高周波信号と前記テレビ信号の関係が略一定になるよう前記テレビ信号の対応フェーザー値に応じて、前記複数の高周波信号の前記各フェーザー値を調整する段階とから構成されていることを特徴とする方法。