JPH07506715A - コンパクトで効率的なトランスレス式電力変換システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 コンパクトで効率的なトランスレス式電力変換システム発明の背景 本発明は、直流または交流電力の直接的電圧逓胃または逓降を、磁心変圧器（ト ランス）を用いることなしにｉ＋Ｊ能にする新規なトランスレス式電力変換シス テム（Ｔ　Ｉ’　ＣＳ　：　Ｔ１１＋ｕｌｏ＋ａｕｌｅｓ＋　ＰｏｗｅｒＣａｌ ｌマｅｆｌｉＨ５ｊｌｌｅ−）　ｌこ関する。その動作は、個体スイッチング装 置、コンデンサ、および望ましくは空心インダクタ（誘導子）、さらにスイッチ 制御システムを用いて実現される。

交流から直流への変換および逓昇（ステップアップ）、およびその逆過程（ステ ップダウン）は、高効率で、高調波を発生することなしに実施することができる 。高反転周波数動作に関して変圧器を排除すれば、変圧器の磁心損失がなく、ま た第三高調波の発生がない軽量システムを得られる。高い比率で直流−直流変圧 を行う場合は、ＴＰＣ３により、ＡＣリンクを必要とすることなしに、入力電（ ：１が直接出力に移送される。充電、変圧、およびエネルギーの故山の三種類の 異なる動作は、通常、順次実施され、また人力および出力型／Ｊグリッドの間で 完全な絶縁を可能にする。さらに、ＴＰＣ３は完全な電力流の制御を許容し、ま たこれと共に電力グリッドの安定性の改εを許容する。一連の集積化ＴＰＣＳモ ジュールは、変圧ステージとして、また電力変換器またはイン！（−タ、出力調 節器、ＡＣ位相角補正器、ならびに高速電力遮断装置として、単一システム内で 動作するように構成することができる。

このアーキテクチャは、ＨＶＤＣ伝送のための電カステーションにおけるＡＣ− ＤＣ変換および逓昇、ＡＣの代わりにＤＣ分圧のためのＤＣ−ＤＣ逓降、および 巨大な電力消費設備の近傍での最後のＤＣ多相ＡＣ電力変換を行う高圧ＤＣ電力 の分圧（分配）システムに特に適している。

発明の要約 本発明は、ＤＣまたはＡＣのいずれかの変換、ＡＣからＤＣへの変換、またはＤ ＣからＡＣへの反転を可能にするトランスレス式電力変換システムに関する。

このシステムでは、変圧器を用いることなしにＡＣまたはＤＣのいずれかの電圧 の逓冒または逓降を可能にする。適当な制御論理と固体スイッチング装置を組み 合わせて一１安定化処理されていない標準ＡＣ電力変換の出力と等価な効率を有 しつつ、メガワットの電力レベルで、十分調節された出ノＪを得られる。

１）　Ｃ−Ｄ　Ｃ変換 従来は、ＤＣ−ＤＣに逓Ｒするためには、直流をまず高周波交流に変換する必要 があった。変圧は変圧器を用いて行われ、次に交流が直流に変換された。この変 圧器は、システムの重複を増すだけでなく、効率を低下させる主要な原因でもあ った。さらに、１００ＫＶ程度の高電力、高電圧への昇圧は実際的ではない。

本発明によれば、入力電荷は効率のよい中間電圧変圧プロセスにより出力に直接 移送される。ＡＣ−ＡＣ変換は何も要求されない。すなわち、電圧−二次スケー リング、磁心損失、コスト、重織、大きな体積などの要件を持つ変圧器は完全に 不要になる。

ＡＣ−ＡＣ変換 標亭的なＡＣ電力分圧（分配）方式は、通常は５０１１２または６０　ＩＩ　２ の低周波数で動作する鉄心変圧器の変圧機能に基づいて動作する。これらの装置 は、大形であり、コストが高く、巻数比により与えられる一定の変圧比を有して いる。

本発明では、この変圧器は排除され、また、入力電力を同時的な調節機能により 静電的に出力に移送することによりＡＣ電力分圧に対する全ての束縛が排除され る。

ＡＣシステム間の接続 二つの独立した非同期式の電力システムを接続するためには、現在は、正しい位 相および周波数でＡＣをＤＣに、また逆にＤＣをＡＣに変換する必要がある。

本発明によれば、ＤＣリンクを用いることなしに一つの多相システムから第二の 多相システムに電力の直接移送が許容される。ここで、本願発明者は、安定化の ための電力グリッドのＤＣ−ＤＣカップリング接続の利点が、本発明のＡＣ−Ａ Ｃ変圧接続により維持されることを強調しなければならない。

従来の高電力多相ＡＣ整流では、ＡＣ人力に対して高調波が実質的に生成されて しまう。要求される高調波のフィルタリングの実現にはかなりの電力分配コスト が必要になる。本発明によるＡＣ−ＤＣ変圧および逓昇動作により、変圧器およ び高調波濾波は不要になる。高いＴＩ’Ｃ３周波数での動作により、小型のフィ ルタのみがＡＣ人力およびＤＣ出力に要求されるに過ぎない。

１）Ｃ電力分配 高圧ＤＣラインの故障を排除するために、現在の技術は変換器のＡＣ入力端部か ら完全にＤＣラインを絶縁することが要求される。その結果、Ｉ）Ｃラインは、 長距離の電力輸送および独立したシステム接続のために現在単に経済的に使用さ れているに過ぎない。一方、本発明によれば、ＡＣ分配システムに係わる全ての 問題点を排除し、直接的なりＣ−ＤＣ逓降と共に完全なりＣ分配の実施がｉｒＪ 能になる。ＤＣ分岐ラインの故障は直ちに反転過程を停止することにより簡単に 排除することができる。次に、無負荷状態で断路スイッチを開放または閉路する ことができる。

１変出力周波数 従来の出力周波数の可変は、その実施が複雑であり、コスト高である。サイクロ 変換器は、ＡＣ多相電力を高周波数から低周波数に直接変換できる高電力制御シ ステムである。６０　Ｈｚの電源を用いるときは、サイクロ変換器の出力周波数 は、通常はゼロから１０１（ｚにわたって可変でき、周波数スペクトルの高周波 端部が給電周波数の約４０％に制限される。得られた低周波は元の電源周波数の セグメントからなる。出力電圧は十分に正弦波に近づけることができる。しかし 、大きな無効電力および高調波が生成されてしまう。さらに、出力電圧が制限さ れてしまう。

一方、本発明では、可変周波数置および可変電圧で、出力を効率的に発生させる ことができる。制御された出力周波数は電源の周波数より高くてもまたは低くて もよい。同じことが出力電圧の制御にも適用される。最も大事なことは、本発明 のＴｒ’Ｃ３可変周波数／′電圧制御装置は、高調波や、入力波形の歪みまたは 無効電力を生成しないことである。さらに、出力周波数や、出力位相、および出 力層Ｊ）はＡＣｉ力変圧変圧器力と同様の効率で制御される。位相回転は、サブ サイクル時間周期に対して変化され、誘導電動機の最適始動、トルク制御、また は速度制御のために制御された電圧出力を与える。さらに、効率的な可変周波数 変換器ら等しい効率と性能を有し、直線的なりＣ人力で動作する。

無効電力（リアクティブ・パワー）調節装置および高調波濾波器ＴＩ’ＣＳモジ ュールは、高速応答位相角補正システムとして、また電圧変換システムの一部と しての無効電力調節装＊　（ＶＡＲＧ）として、または個別のスタンドアロンユ ニットとして構成することができる。高速ＴＰＣ８動作特性によると、このよう なＶＡＲＧはＡＣサイクルの一部の時間スケールに応答することができる。本発 明は、無効電力流をゼロからその最大定格まで連続的に調節することができるだ けでなく、進みおよび遅れ位相角補正要件に対応することができる。

１１゛を相角補正は高調波または位相歪みのいずれかを発生することなしに行わ れる。

多相グリッドの平衡が取られた場合、本発明のＶＡＲ構成は、殆どの動作システ ムに対して通常要求されるように、−サイクルの大部分にわたるエネルギーの蓄 積を要求することはない。本発明のＶＡＲＧは、機械的な負荷なしに動作する同 期電動機に類似の「ブラックボックス」特性を有している。主要な差異は、ＴＰ Ｃ３ＶＡＲＧが移動部分を持たず、動作がはるかに経済的であり、はるかに効率 的であり、さらにより速い時間スケールで応答することができるという点にある 。

ＴＰＣ３ＶＡＲＧの動作特性は、同様に実質的なエネルギー蓄積要件なしに、Ｔ ｒ’Ｃ３ＶＡＲＧがスタンドアロンとして、または集積化能動高調波濾波器（Ａ ＨＦ）としてプログラムされることを可能にする。ＴＰＣ３が、ＡＣサイクルの 低電圧部分から無効かつ高調波電力（または電荷）を抽出することができ、また 高電圧を持つ他の位相に、この無効かつ高調波電力を再注入できるので、上記の 動作が可能である。ＴＰＣ８ＶＡＲＧ／ＡＨＦは、いくつかの高調波周波数を同 時に中性化するようにプログラムされ得る。本発明は、Ｍａｌｅｓａｎｉら（Ｉ ＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、ｏｎ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ、ｖ。

１．６　Ｎｏ、３．Ｊｕｌｙ　１９９１　におけるＡｃｔｉｖｅ　ＰｏｗｅｒＦ ｉｌｔｅｒ　ｗｉｔｈ　Ｈｙｂｒｉｄ　Ｅｎｅｒｇｙ　Ｓｔｏｒａｇｅ）により 記述された現在の技術水準の方法のように、大きなコンデンサおよびリアクトル によるエネルギー蓄積を不要にできる。

Ａ　Ｃ−１）　Ｃ整流かまたはＡＣ負荷制御のいずれかの現在の技術によると、 発生された高＋ｍ波をニュートラル化する受動または能動濾波が必要である。一 方、ＴＰ　ＣＳによれば、ＡＣ６人カブリラド高調波歪みを生成せずに効率的に この機能を災たすことができる。

高調波かつ無効電力が、ＴＰＣ８ｒ変圧器」が給電している非線形、無効ＡＣ負 ｄ：Ｉにより発／Ｉｔされるときは、ＴＩ’Ｃ３は、高調波がへＣ出カに対して 平衡が取られる限りはそれらを効率的にニュートラル化することができる。ｒｐ ｃｓ能動高調波濾波および無効電力の発生は、コンデンサバンクがまたは大きな インダクタのいずれかの形態で大きなエネルギー蓄積要件なしに行われる。さら に、ＴＰＣ３高調波浦波システムのアーキテクチャは、これが、−サイクルの一 部における高調波浦波レベルの変化の要件に応畜することができるように構成さ れる。

図面の簡単な説明 本発明およびその実施例の他の目的および特徴は、添付した図面および表に関連 して以下の説明からさらに理解されるであろう。

図１は、基本的なＴｒ’ＣＳアーキテクチャおよびＡＣ−ＡＣ変換器に用いるい くつかの選択された電気波形を示す図である。

図２は、代表的な３ステージＴＰＣ５ＤＣ−ＤＣ電圧逓昇電圧回路を示す図であ る。

図３は、３ステージＴＰＣ３ＤＣ−ＤＣ電圧逓降変圧回路を示す図である。

図４は、前方および後方における電力流制御を許容する４クアドラント逓昇およ び逓降ＴＰＣ８構成を示す図である。

図５は、双方向制御機能および位相反転を有する単相３ステージＴＰＣ３ＡＣ− ＡＣ変圧回路を示す図である。

図６は、電圧逓降変圧を有する代表的な単相３ステージＡＣ−ＤＣ変換モジュー ルを示す図である。

図７は、三相入力を有する代表的な多相ＴＰＣ３ＡＣ−ＤＣ変換システムを示す 図である。

図８は、電圧逓降変圧による３ステージＤＣ−単相ＡＣ変換モジュールの代表的 な回路を示す図である。

図９は、三相グリッドに供する代表的な多相ＴＰＣ８ＶへＲ発生器および高調波 濾波システムを示す図である。

図１Ｏは、三相グリッドに供する電圧、無効電流、および電力を示す図である。

図１１は、磁気エネルギーの蓄積およびリドリーブ用のインダクタに関する一Ｔ ｌ’ＣＳモジュールに対する簡単化した電気構成を示す図である。

表１は、三相ＴＰＣ８ＶΔＲ発生器に対する特定の制御シーケンスのパラメータ である。

表２は、理論的要件の結果とＴＰＣ８ＶＡＲ発生器シーケンスの結果の比較を示 す図である。

好適な実施例の説明 基本的アーキテクチャ 以下に、本発明の好適な実施例を説明する。図１に概略的に示したように、第一 の例として、位相および／または周波数の変化がないＡＣ−へ〇変換について説 明する。この基本システムアーキテクチャは、ＡＣ電圧逓昇および逓降の両者に 対して同様に適用可能である。詳細は後の説明により明らかになろう。

最大電力スループット、最小システム重量、最小システム体積、および最小電気 濾波要件を持つ上記の機能を果たすためには、システムはＡＣライン周波数より かなり高い内部動作周波数をもつように設計されるべきである。内部ＴＰＣＳサ イクルは、通常は、充電期間、反転サイクル、および放電期間がら構成される。

ＴＰＣ３の入力端部には、高周波フィルター１が通常用いられ、充電部１２がこ れに（１う。充電部は、−組の小形の高周波低損失コンデンサを制御し、通常は スイッチと一連のインダクタで構成される。これは、コンデンサバンクを瞬時入 力電圧１０の二倍に充電する。充電期間は、Ｔ　＝πｖ７−（Ｌｃ−Ｃｅ、、） により与えられ、Ｌ　は充電用インダクタの値であり、Ｃｅｆｆは充電されるコ ンデンサバンクの実効値である。コンデンサバンクは、反転部１４内に配置され 、を要な要素を構成する。現在のスイッチング素子を用いれば、コンデンサバン クは完全にまたは部分的にのみ充電される。

通常は、充電スイッチが電気的に復帰すると、内部ＴＰ−ＣＳコンデンサバンク は人力から電気的に分離され、反転サイクルが開始される。反転サイクルの間に 、電気極性はコンデンサのあるものに対して反転される。この反転サイクルは電 圧の逓昇または逓降のいずれかをもたらす。以下に説明するように、反転サイク ル過程は充電サイクルと同様の時間周期を必要とする。この反転過程は、コンデ ンサパンク内の複数の（通常は半分）コンデンサの電圧が反転されて終了する。

第二および最終期間は放電サイクルであり、ＴＩ’ＣＳコンデンサバンク内のツ クルギーが出力部１５を通して放電される。第二高周波フィルタ１６を用いると 、Ｔｒ’Ｃ３動作からの高周波リップルは出力から排除される。ここで再び、出 力インダクタを用いて出力エネルギー移送、放電期間を制御し、さらにエネルギ ー損失を最小にすることが優先的になされる。

主要な要素は制御装置１ｊ１８である。この制御装置は、入出力電圧や負荷レベ ルなどの人１月０および出力２０状態と内部ＴＩ’ＣＳステータス状態の両者に 関し、スイッチのオン信号またはゲート信号を生成２２．２３．２４する。

高周波数でＴｒ’Ｃ３を動作させると、正弦波２０出力は最小の入力および出力 濾波により再構成することができる。さらに、出力電圧または電力は次の三つの 主要な方法で調節することができる。

ｌ）コンデンサを所定レベルに充電し、ＴＰＣＳサイクル周波数を制御すること により、出力電圧が増減され得る。

２）制御の第二モードは、一定のＴＰＣＳサイクル周波数を用いて、入力充電レ ベルを調節することにより制御を実現するものである。

３）最後に、上記二つのモードを組み合わせることができる。

モードの選択は、構成要素、システムアーキテクチャ、および動作要件のかねあ いに従ってなされる。並列動作する複数のモジュールを一つのシステムとして一 体化してもよい。このようなモジュールは互いにアウト・オン・フェーズで動作 され、入出力フィルタ要件を最小にするものである。さらに、モジュールが故障 を生したときは、このようなアーキテクチャは固有のシステムの保護性を与える ことができる。

図１はＴＰＣＳシステムのいくつかの部位における電圧および電流波形を示す図 である。説明を明らかにするため、ＡＣＩサイクル当たり１８７ＰＣＳサイクル のみを用いることにする。正弦波入力端子■、　は正弦波の包絡線を持つ充電　 ｎ 電流ｌ　を生成する。反転部の出力電流■　は同様の形状を有するが、時間ｃ　 ｏｕｔ 的に１サイクルだけシフトされる。出力部は電流１．を生成する。その内部動作 は、ある濾波動作をもたらすように選択される。完全に濾波された出力は、制御 された逓昇比または逓降比で、振幅変調された正弦波入力を反映する。さらに、 ＴＩ’ＣＳサイクルに対応する時間周期の移送シフトが入力および出力の間に誘 起される。シフトの暖を一度に制限するためには、ＴＰＣ９は５　Ｑ　Ｈｚの用 途に対して２１．６ｋＨｚの周波数で動作されなければならない。これは、現在 の固体装置またはクロスサトロン（Ｃｒｏｓｓａｔｒｏｎ）などのプラズマスイ ッチ程度で十分満足される。

１）Ｃ−ＤＣａ讐変圧 １）　Ｃ−１）　Ｃ変１１！は、少数の要素からなり、概念的には最も簡単なＴ ｒ’Ｃ８用途を与えるので、ここではこのＤＣ−ＤＣ変圧を基本的な’ｒ　ｐ　 ｃ　ｓ動作を導入するために用いることにする。図２は、試験に供した簡単な３ ステ一ジＤＣ電圧逓昇回路を示す図である。入力フィルタ、出力フィルタ、およ び制御回路は簡略化のため図示してない。

回路および動作の説明に入る前に、先ず現在の技術状態のＤＣ−ＤＣ変換につい てレビューする。変換器の基本原理はＦｒａｎｃｉｓ　Ｃ，Ｓｃｈｗａｒｚによ るその発明から変更されていない。−３ｃｈｗａｒｚの仕事は米国特許第３．６ ６３．９４０号ｒｃｏｎｔｒｏｌｌａｂｌｅ　Ｌｏａｄ　Ｉｎ５ｅｎｓｉｔｉｖ ｅ　Ｐｏｗｅｒ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ（制御自在、負荷インセンサテイブ電力 変換器）ＪＳｃｈｗａｒｚ　Ｍａｙ　１６．１９７２に開示されている。この分 野の他の殆どの発明はこの古典的な仕事に対する改善、改良である。本願の二つ の発明が共通に持つ唯一の特徴は、両装置が高スイツチング周波数で動作し、調 節された出力機能を持つということにある。

Ｓｃｂｗａｒｚは先ず、スイッチング回路を用いてＤＣ入力からＡＣを生成する 。次に、このＡＣが高周波変圧器の一次巻線に接続される。さらに、変圧器の巻 数比を用いて基本電圧の選針または逓降比を確立する。最後に、ＤＣを生成する ために、変圧されたＡＣが整流され、濾波されて所望のレベルのＤＣを与える。

ンユバルツの変換器は低電圧領域に多くの用途がある。高周波における動作は変 圧器の断面積を逓減し、その大きさは反転周波数に対してほぼ逆比例し、出力ｍ ｌＥに正比例した。しかし、この変圧器の大きさは高電圧領域の用途に対して大 きな変圧器＠隈を与え、同時に変圧器の効率が低減されてしまった。

本発明によれば、変圧器およびその欠点は解消される。より高い電圧へのスケー リングが高い効率で実現される。本発明によれば、商用電力グリッドの範囲内の 電力および電圧レベルで動作する変換器を股計することができる。

図２に戻って、時刻Ｔ　に、ダイオードＤ１３０およびダイオードＤ２３１を面 してＳＣＲ２６，ＳＣＲ，２７，５ＣＲ２２８，５ＣＲ３２９をトリガすること により六個のコンデンサ２０．２】、２２．２３．２４．２５が図示の極性で、 １ト列に充電される（説明用の装置にはダイオードの代わりに二つのＳＣＲを用 いた）。共振充電インク、フタ【、０を用いると、コンデンサは入力端子■１１ １３３の２倍に充電される。

この電圧ａ脣モードでは、コンデンサストリングが用いられ、各々の隣接コンデ ンサが逆電圧極性を持つように交互に充電される。このコンデンサストリングの 電圧は、完全に充電されたとき、ゼロになる。二つの直列接続コンデンサは１ス テージをなすと考えられ、因子２の電圧変換比を持つ基本ビルディングブロック を形成する。電圧変換比を増加させるには、付加的なステージを付加することが できる。

充電周期は、Ｌ　３２人力充電インダクタおよび並列コンデンサ値（Ｃ，の６倍 ）により定められる。正弦波の半充電期間が、次の式％式％） により示される構成要素値を用いて与えられ、ＴｏはＴｏとＴｌの間の時間であ る。ピーク電流は １　＝Ｖ、ｖ’（６Ｃ１／Ｌｏ）により与えられる。

ｍａＸ　Ｉｎ ５ＣＲ４３５，５ＣＲ５３６，５ＣＲ６３７のトリガにより、５ＣＲｏ、ＳＣＲ ＳＣＲおよびＳＣＲが復帰すると、時間Ｔｌの直後に反転サイクルト　２゛３ が開始される。

ＪＢ反転サイクルの目的は、コンデンサの全てが同じ極性を持つよう１こコンデ −ンサストリングの半分の極性を変化させることにある。上記の方式では、コン デンサＣ２、Ｃ４，およびＣ６の極性は正の出力電圧の選択時に反転される。コ ンデンサＣ２、Ｃ４，およびＣ６に対する反転時間周期はタイムマーカＴ１とＴ ２の間に発生し、 Ｔ、＝πｖ／″（Ｌｌ・Ｃ２） により与えられる。

反転過程に対しては、ＳＣＲやＧＴＯまたはクロスサトロン（Ｃｒｏｓａａｔｒ ａｎ）などの単方向スイッチを利用することが重要である。このようなスイッチ またはスイッチング構成はインダクタを通して電流がリングバックするのを防１ １、シ、さらに効率的にかつ制御された状態で反転されたエネルギーの抽出を許 容する。

偶数および奇数番口のコンデンサに対する時間的な電圧ヒストリが図の下部左隅 に示しである。電流形状は再度正弦波の半分であり、ピーク電流は１、　＝２Ｖ 、Ｊ（Ｃ２／Ｌ１） ＋ｍａｘ＋ｎ により与えられる。コンデンサＣ４およびＣ６に対する動作条件はＣ２のそれに 同等である。反転サイクルの間に、コンデンサバンク前後の電圧は■ｂａｎｋ＝ ４・Ｎ−Ｖ、（１−ｃｏｓ　（π・ｔ／Ｔρ）　ｎ により与えられ、ここで、Ｎはステージの数（ここの例では３）である。ここで 与えられた回路に対しては、因子１２の損失を無視した逓昇が得られる。次に、 コンデンサスタックＣから０６前後の正の電圧力油力に切り換えられ得る。

動作点の観点から、最大スタック電圧は濾波出力電圧の６倍になり得る。これは 、反転過程が終了するまで待機すればよい。しかし、与えられた回路は、反転サ イクルが５０％完了すると直ちに、完全なＴＰＣＳサイクルを短縮する点から、 放電サイクルを開始することを許容する。放電をより速く開始すると、コンデン サに残留電圧が生じ、充電サイクルおよび制御機能をより複雑にする。

反転エネルギーのスイッチアウトによりＴＰＣＳサイクルが完了する。これは、 殆どの用途で、スイッチＳＣＲ４０および出力インダクタＬ。ｕｔを利用してな される。さらに、図には重要なフリーホイーリングダイオード（ＦｒｅｅＷｈｅ ｅｌｉｎｇ　Ｄｉｏｄｅ（ＦＷＤ））Ｄ３４２が回路中に示しである。この構成 は、高出力電圧、および適当な出力インダクタおよびフィルタ要素を選択するこ とにより完全かつ効率的なエネルギー出力移送を許容する。

フィルタの出力インピーダンスをＴＩ’Ｃ３出力部より低くすると、かなりの隈 のエネルギーが出力インダクタに移送される。エネルギーの一部は、ＴＰＣＳコ ンデンサにリングバックされ、これらのコンデンサを逆極性に再充電する。しか し、フリーホイーリングダイオードの機能は再充電を防＋ｌ几、コンデンサ電圧 がゼロになったときオンになされる。この時点で、次のＴｒ’Ｃ３再充電サイク ルが始動され、一方、出力インダクタからの残るエネルギーは、非対称電流トレ ースにより小されるように、出力フィルタに注入される。ＦＷｌ）は、完全なエ ネルギー出力移送を可能にするのみならず、図の下部左隅の出力電流トレースか られがるように出力濾波の一部の役割を果たしている。

コンデンサ電圧波形の一つのトレースが図示しである。奇数番目のコンデンサは 、ＴｏとＴ１期間の間に単に止の極性に充電され、Ｔ　ＩとＴ２の間このレベル に維持され、Ｔ　およびＴ３ＴＰＣＳサイクルの第三部分の間に放電される。下 部左手隅に示されるように、０２などの偶数コンデンサがＴｏおよびＴ１周期の 間に負から正の極性に変更され、さらにＴ２とＴ３サイクルの間に偶数コンデン サと共に放電される。コンデンサストリング前後の電圧は、初期コンデンサ充電 サイクルの間ゼロに維持され、図中上部左手隅に示したように反転サイクルの間 に最大になる。

ＤＣ−ＤＣ逓降変圧 ＴＰＣ３ｌｉ電圧の逓昇および逓降の機能を有する。図３は、電気構成の概略お よび３ステージＤＣ−ＤＣ変圧に対するある選択された電圧および電流波形を示 す図である。さらに、本出願者は負から負の極性変換を選択している。図示した 固体素子の全てを反転させると、装置は簡単に、正から正の逓降電圧インバータ に変更される。

ＪＲ変圧サイクルは、Ｔｒ’ＣＳコンデンサの充電、反転、および放電の同様の 一つのサブサイクルを利用するものである。主要な差異は、以下の説明から明ら かになるように、内部ＴＩ’Ｃ３過程が逆の順に実施されるという点に６る。逓 釘時の場合のように、コンデンサを並列に充電し、それらを直列に放電する代わ りに、逓降時には、コンデンサは直列に充電され、並列に放電される。

充電は、入力スイッチ５ＣＲｏ６１をトリガすることにより開始される。人力イ ンダクタ１．　６２を利用して、コンデンサスタックグｃ、、Ｃ２，Ｃ３，ｃ　 ｎ ４＝　０５’　およびＣ６は入力電圧■ｉｏの電圧より約２倍の電位に充電され る。

充電は直列に生したので、コンデンサの極性は、図のコンデンサの上に示される ように、プラス−マイナス−プラス−マイナスになる。これは、ＴＰＣ３が放電 した直後の逓昇構成に対してと同じ電気状態であることが認められる。

第二のサブサイクルは、時刻Ｔ　にスイッチＳＣＲ，６６，８ＣＲ２６７、およ び５ＣＲ３６８をトリガすることにより開始される。インダクタＬ１７０．Ｌ２ ７１、およびＬ３７２を適当に選択すると、反転は時刻Ｔ２に完了する。このサ イクルの間に、偶数番目のコンデンサの電圧極性は、上記のａ昇変圧に対して説 明したのと同様にまた時間周期制御を用いて充電される。ＳＣＨの電流などの単 方向スイッチを利用することにより電流の逆流が防Ｉヒされる。反転サイクルの 後のコンデンサの電圧極性はコンデンサの下に示される。この時点で、端部から 端部まで測定されたコンデンサバンクは上部右手隅の波形に対して示したように 、ゼロである。これは、電圧逓昇構成の元の状態であることが認識される。

反転動作が完了すると、エネルギースイッチアウトサイクルは時刻Ｔ２でスイッ チＳＣＲ７３，５ＣＲ５７４，および５ＣＲ６７５をトリガすることにより開始 される。ダイオードＤ　６３．　Ｄ−２６４，およびＤ３６５は放電回路を形成 ■ する。放電期間はＴ２から１３の時間幅に対して放電周期を決定する出力インダ クタＬ　７６の値より再度選択される。フリーホイーリングダイオードＤＦｕｔ Ｗ２Ｂは、コンデンサバンクの再充電を防止し、ＴＩ’ＣＳコンデンサの完全な 放電を許容し、出力浦波過程を援助する。

フリーホイーリングダイオードが出力を与えるようになると、ＳＣＨの復帰が開 始され、再充電サイクルは再度始動可能になる。この種の逓降インバータはスル ーブツト（処理能力）が制限され、また電流と電力の両者の制限を許容するもの である。負荷の故障が検出されると直ちに、出力は、ゲート制御装置からの全て のトリガ出力を停止することにより簡単にオフにすることができる。この点で、 ＴＰＣ５のＤＣ−ＤＣａ降インバータは単にｌ）Ｃ絶縁スイッチとして機能する ことになる。

図の上部左手隅に電圧波形が示してあり、これと共にさらにＳＣＲゲートの全て に対してトリガタイミングが与えられる出力スイッチおよび出力インダクタ電流 も図示してあり、また出力ＳＣＲの全てが同時にトリガされるものとする。出力 負伺が低いときは、２つのコンデンサを一度に放電することにより出力をずらす ことにより出力濾波要件を逓減させてもよい。回路中ｒＡＪおよびｒＢＪで示し た位置に二つのダイオードを付加挿入することにより、コンデンサｃ５およびＣ ６は単に５ＣＲ６をトリガすることにより先ず放電させることができる。続いて 、ＳＣＲをトリガすることによりコンデンサＣ３およびＣ４が放電される。

コンデンサＣ１およびＣ２の最終的な放電は５ＣＲ４をトリガすることにより開 始される。ｒＡＪおよびｒ１３Ｊの位置のダイオードは放電したコンデンサの再 充電を防１１−する。

四象限逓昇および逓降動作 以上の説明において、本発明者は、正−正逓昇および負−負逓降動作に対するＤ Ｃ−ＤＣ変換器を示した。両回路を検査すると、２−３の構成要素を変更するこ とにより、入力のものと逆の出力を得ることができる。実際に、単一のＰＣ８Ｓ 装置は、入力および出力極性の全ての可能な、あるいは選択された組合せを可能 にする。

図４は、正または負極性のいずれかを同一または逆の極性のいずれかに逓昇でき るＴＰＣ３の概略図である。図示のように、左から右に流れる電力は逓昇インバ ータとして作用する。入力を右手から与えると、逓降変圧が行われる。両方向の 変圧は、図示した全ての構成要素と共に、完全な四象限動作オプションを有して いる。これらのオプションの全てまたは単に一部を実施することができる。図４ の表は、特定のオプションに対して要求される必要な構成要素をリストしたもの であり、ｒＸＪは逓昇要素を示し、ｒＹＪは逓降要素を示している。特定のまた は多重選択動作に対して要求される要素は、指示された欄の下の要素の全てを含 まなければならない。極性反転を持つ構成は、単一の要素を増加させることなし に双り向の電力流を可能にする点は興味深い。

例えば、逓降または逓昇のいずれかに対するＡＣ−ＤＣ変換器の構成は二つの・ １し列ＴＩ’ＣＳインバータの組合せにより得ることが出来る。一方のインバー タは入／ＪＡＣサイクルの正の半サイクルの間に正−正変換に対して用いられ、 第二のインバータは負−正変圧の負の半サイクルに対して用いられる。高電圧ス イッチング部はより高価な要素なので、これを最大限利用し、また一つの装置で 両機能を組み合わせることは慎重になされなければならない。Ａ　Ｃ−Ｄ　Ｃ１ Ｆ４変圧器／整流ｉ１ｇ槽成の上記の例の場合、両機能は一つのユニットに結合 するようにしてもよい。これには、ｍｌ　（＋ｉｎ−＋ｏｕｔ）および欄３　（ −ｉ　ｎ−＋ｏｕ　ｔ）の下のｒＸＪにより示される要素の和が要求される。本 例の場合、高電圧５ＣＲ５および関連するフリーホイーリングダイオード（閃絡 ）が両半サイクルのために共合される。

要するに、ＴＰＣ３は高い度合いの入力と出力極性の柔軟性を有し、また全ての または選択されたオプションを一つのＴＰＣＳモジュールに組み込むことができ る。

ＡＣ−ＡＣ変換 このセクションでは、単相ＡＣ−ＡＣ変圧装置について説明する。構成は、各々 が反転モードで動作する二つの並列モジュールを用いて構成される。図５に示す ように、この装置は双方向の制御された電力流を可能にする。ＡＣは左から右に 反転され、昇圧される。この電力流はまた、右から左に向かう流れを与えるよう に逆転させることができる。

先ず、正の入力サイクルおよび左手からの電力流から説明する。５ＣＲ１，ＳＣ ＲおよびＳＣＲをオンにすると、ダイオードＤ１．Ｄ２．Ｄ３を通して２゛３ 上部コンデンサストリングＣ１−Ｃ６の充電が開始される。下部のモジュールは 正の人力サイクルの間はアクティブではなく、その構成要素はクールオフが許容 される。止の充電期間は、充電用インダクタの値Ｌ１を選択することにより制御 され、また、ＴＰＣＳサイクルがＡＣサイクルよりがなり短（なるように選択し たときは、瞬時入力電圧のほぼ二倍のコンデンサ電圧を与える。この状態で、装 置動作は、「ゆるやかな」人力電圧の変化を除くと、上記のＩ）Ｃ変圧構成のも のとほぼ回しになる。

コンデンサの極性は、充電サイクルが完了した後は、コンデンサに続いて示しサ ストリング前後の単一のコンデンサのものの６倍の負電圧が生成される。５ｃＲ ７をトリガすると、インダクタＬ５を通して負電圧出方放電サイクルが開始さ説 明したフリーホイーリングダイオードとして作用するが、スイッチされる装置が ＡＣ出力動作に対して要求される。Ｌ５インダクタ電流が５ｃＲ８に移送される と、５ＣＲ７が回復し、わずかに入力電圧が変化した状態で、次の充電サイクル か開始可能になる。出力フィルタに関連するＬ５インダクタは一部濾波されたＡ Ｃ出力を配送する。

」：部ＴＰＣＳモジュール動作は、正の入力サイクルで動作し、負の出力サイク ルを与えるが、ＡＣ入力電圧が負になるまで、サイクル当たり多数回継続される 。

この時点で、上部モジュールは不活性になり、下部ＴＰＣＳモジュールが活性化 される。

負の入力よび正の出力サイクルを伴う下部モジュールの動作は、逆極性というこ とを除くと、同等である。ＴＰＣ３の充電は、概略図に示した極性でコンデンサ ｃ　−ｃ　を充電するＳＣＲ、ＳＣＲ，、，５ＣＲ１２をトリガすルコ７　＋２ 　１０ られ、出力スイッチング作用はＳ　ＣＲｔ　ｅにより行われる。５ｃＲ１７は正 の出リサイクルの７リーホイーリングスイツチである。二つの出力インダクタが 、各々の極性に対して一つ示しである。一方インダクタは省略することができる 。

電力スループットおよび出力電圧の調整は、簡単のため図示はしてないが、制御 装置およびトリがモジュールを用いて上記スイッチ（ＳＣＲｓ）をオン制御して 行われる。制御装置は、制御機能のための人力および出力状態を検出−し、さら に、上記ＤＣ変圧動作に対して示されたオプションにより調節を行う。さらに、 内部ＴＰＣ３診断箇所も障害防護のためモニタされる。

図５は、完全なＡＣサイクルに対して、Ｔｒ’ＣＳコンデンサ入力端子および反 転出力電圧を示す図である。一定のＴＰＣ８周波数に対して、出力は入力波形に 直接従う。入力端子歪みに対する補正は、ＡＣサイクル内で、ＴＰＣ８Ｈ４波数 を変えることによりなされる。

上記の中相Ｔ［’Ｃ８ＡＣ−ＡＣ変圧は調節されたＡＣ電圧変換を可能にする。

さらに、この変圧動作は、適当な制御により、電力をオン、オフするなどの他の 機能を行い、遮断器として作用し、装置起動のための制御装置として作用し、高 調波フィルタまたはアンチ高調波発生器として作用する。

図５の構成によれば、さらに、右から左への調節された電力流が可能になる。

ごの電力流の方向は電圧逓降動作を与え、逓降比は設置段数によって決定される 。

インバータの周波数を選択することにより付加的な調節が与えられる。フリーホ イーリングスイッチを除いて、他の全ての構成要素が用いられる。フリーホイー リングスイッチは、「変圧器」の出力端部で単に動作する唯一の要素である。逓 降モードでは、上部ＴＰＣＳモジュールは右手からの負の入力電圧を左手への正 で逓減された出力電圧に変換し、一方、下部モジュールは右手からの正の入力に 対して負の出力サイクルを生成する。この動作モードにおいては、コンデンサス トリングは高電圧と直列に充電され、コンデンサの端子は交互に変化する極性に 結合される。反転サイクルは、コンデンサの半分の極性を概略図に示したものに 変化させる。これにより、エネルギーは左手に抽出される。逓昇変換に利用され ない付加的な５ＣＲ９およびＳ　ＣＲＩ　９は、それぞれ、正および負サイクル に対するフリーホイーリングスイッチ機能を実行する。図示してない両入力端部 の濾波部は滑らかな入力および出力ラインを保証する。

上記の単相ＡＣ−ＡＣＴＰＣ３変圧モジュールは、実効位相シフト角度が１８０ 度の双方向多相調節電圧変換システムに対するビルディングプロ・ツクとして使 用することができる ＡＣ−ＤＣＣ変圧及反 転Ｃ入力からの高電圧ＤＣ発１１の現在の技術では整流ステップを（ｆうＡＣ変 圧動作が要求される。通常、電力分配システムでは、グリッド周波数でＡＣ変圧 を用い、電圧の逓昇および高電圧での整流ステップを行っている。これは効率的 な過程ではあるが、整流過程により生成される高調波を除去する高調波フィルタ が必要になる。さらに、電力因子の補正が要求される。長距離電力伝送に対して は、１メガボルト以上のＤＣ電力レベルが発生される。

低ａＲでコンパクトな用途の場合は、ンユバルツ変換器が用いられる。この変換 器では、先ずＡＣを整流し、ＤＣを高周波ＡＣに変換し、かなり逓減された変圧 器によりＡＣ変圧を行い、最後に高周波逓ｆｆ、Ａｃ電力を整流してＤＣを生成 している。高周波数での変圧過程は変圧器の＠量をかなり逓減させるが、効率も 逓減される。さらに、この過程では、出力電圧が５０ＫＶ出力をはるかに越えて 大きくされると、効率をさらに逓減させる。

−）八本発明のＴＰＣ５の方法によれば、ＡＣ人力を直接用い、変圧器は何ら必 要ない。さらに、Ｔｒ’Ｃ３変換過程では高調波は生成されず、ＡＣ人力因子は 全ての実際の目的に対して１である。変圧器および高調波フィルタを排除するこ とにより、ＴＰＣ３のＡＣ−ＤＣ変換は同じ電圧および電力レベルで商業的な効 率に対抗することができるだけではなく、より経済的になりまた一層小さなサイ ズにすることができる。

ＤＣ出力は、上記のように二つのＴＰＣＳモジュールのいずれかを用いることに より得ることができる。一方のモジュールは正のＡＣ入力サイクルを変換し、第 二のモジュールは負のＡＣ入力サイクルを高電圧ＤＣに変換する。図６には第二 のオプションが示してあり、これは一つのモジュールに両機能を結合したもので ある。これは、正−正および負−負機能を実行し、また、図４の表の第一および 第三欄にリストした要素の和を有するものである。低電圧入力機能を組合せ、高 電圧機能を共有すると、これが、５ＣＲ１９およびフリーホイーリングダイオー ドＤ４ｗの二つの高電圧出力部要素を共有することから、多くの用途において技 術的、経済的にａ効である。

市のＡＣサイクルに対しては、ＳＣＲ，５ＣＲ２，５ＣＲ３，５ＣＲ４，ＳＣＲ ５ＣＲ６がオンにされ、ＴＰＣ５充電サイクルが開始される。これは、コ５゛ ンデンサの下に示した極性でコンデンサを充電する。正の入カサクル１′、：対 しては５ＣＲ７，５ＣＲ８，５ＣＲ９をトリガすることにより反転動作が開始さ れる。

この結果、コンデンサの極性は各々のコンデンサの上部に示したようになる。こ の反転動作は２ｎＶ　の出力電圧を与え、「２」は共振充電過程から生じ、ｎ ｒｎＪはコンデンサストリングのコンデンサの個数である。Ｓ　ＣＲ１９をトリ ガすると、出力インダクタＬ５を通して出力サイクルが開始される。コンデンサ ＣおよびＣ８０−よ、それぞれ、人力および出力濾波部の一部をなしている。

フリーホイーリングダイオードＤｆｗはコンデンサバンクの電圧が負にされるこ とを防１１．シ、また効率的な出力エネルギー移送を可能にする。正のＴＰＣ８ 動作は、人力サイクルが正である限り、反復される。

ＡＣ入力端子が負になると、制御装置およびトリガモジュール（閃格）はＳＣＲ ＳＣＲ、ＳＣＲ、ＳＣＲＳＣＲ５ＣＲ１５を充電１０＝　１１　１２　１３’　 ＋４’ →トイクル川にｌ；ＩＪり換え、コンデンサを円内に示した極性にする。止の出 力電圧をｉＵるため、ＳＣＲＳＣＲ、ＳＣＲ，８を用いて他の組のコンデンサを １６’　＋７ 反転させる。放電サイクルは正の人力サイクル動作のものと同じであり、再度Ｓ ＣＲおよびフリーホイーリングダイオードＤｆＷを用いる。

人力および出力電流は図６に示したようになり（一定割合ではない）、多くのＴ ＰＣＳサイクルのＡＣ入力サイクルに対して成り立つ。高周波出力フィルタを用 いると、全波整流器のものにほぼ同等の形状の逓昇電圧が生成される。ＴＰＣ８ に対する入力ラインのリップルを減らすために、単相Ａ（、−ＤＣ変圧器／整流 器標準濾波が出力に加えられなければならない。規則的な濾波全波整流構成に関 しては、入力の低電圧の間に整流電圧が濾波出力電圧より低く、どんなエネルギ ーも移送されないので、高調波の発生に伴って位相歪みが発生する。これはまた 、ＴＰＣ５変圧比が、システムの効率に対して大きな影響なしに、任意に高く選 択され得るので、程度は低いが、ＴＰＣ３整流過程にも適用される。このような 高調波は単相ならびに多相ＴＰＣ３ＡＣ−ＤＣインバータにより完全に排除でき る。

人／Ｊ高調波を排除する一つの方法は、図６の回路にインダクタＬ６．５ＣＲ２ １とＳＣＲを付加することにより与えられる。これらの要素の機能は、バンク電 圧が非常に低いとき、コンデンサバンクを反転させることにある。完全なコンデ ンサバンクを反転させることにより、コンデンサは、入力端子より逆の極性の非 ゼロ電圧から動作を開始する。この状態は、電圧がＤＣ出力グリッドへの完全な 放電を許容する程十分高くなるまで、コンデンサバンクが反復して充電されるこ とを許容する。充電過程は、ＡＣ人力サイクルから正しいエネルギーと電荷を抽 出して直、調波の発生を防１１．するような割合でなされる。正の人力サイクル に対する過程は次のようになる。コンデンサを充電した後、電圧が非常に低いと 、スイッチ５ＣＲ２ｏ、ＳＣＲ，１，５ＣＲ１２，ＳＣＲ，３，ＳＣＲ，４，５ ＣＲ１５がトリガされる。コンデンサが極性を変えるまで、インダクタＬ６を通 して電流が流れる。インダクタの値はこの動作を最適にするように選択できる。

バンク反転が完了した後、上記のように、新しい正の入力充電サイクルが開始さ れる。

負極性の初期電圧がコンデンサ上にあるので、バンクはより高い電圧に充電され る。この過程は、電圧が十分高くなるまで数回反復できる。負のサイクルの場合 は、止しいスイッチを選択することにより用いることができる。図中の表は３種 の動作に対して使用されるスイッチの全てをリストしたものである。上記のバン ク反転過程は「人力反転」闇の下に与えられる。

多重充電過程を定置的に計算するために、入力電圧を■ｉとし初期コンデンサ電 圧を■　と仮定する。最終コンデンサ電圧はＩ ｖｃｆ＝”’ｉ−■ｃｉ て与えられ、この式は、初期コンデンサ電圧が入力電圧より低い限り適用される 。

これは、初期コンデンサ電圧がゼロなので、初めの充電サイクルに対してＶ　Ｃ ｔ＝２ｖ　の充電電圧を与える。この初めの充電サイクルの後、コンデンサ内の 工を反転させることにより、第二充電サイクルに対する初期Ｖ　、は−２Ｖ、で あＩ Ｅｌのエネルギーを与えるように反復できる。充電サイクルの間の適当゛な時間 に関連してこのサイクル反転を用いると、いかなる高調波も発生されず、またへ Ｃグリソ）に対する実効負荷が抵抗性になるようにＡＣ入力の負荷が許容される 。

充電サイクルの間で完全なバンク反転を必要としない多相ＡＣグリッドによる変 ＩＴ３充電方法を用いることもできる。逆極性の異なるｆ１′ｆ相から逐次充電 することにより、バンク反転および幾つかのスイッチを排除することができるが 、論理はよりｔＱｌになる。これについては後のセクションでさらに説明する。

（相ＡＣ−ＤＣ変圧７′反転 上記のセクションで説明した単相ＡＣ−ＤＣ変換構成はビルディングブロック表 して用いることができる。しかし、殆どの高電力変換器は発電プラントの出力な との多相入力を用いている。既に示した単相ＴＩ’Ｃ３逓昇変圧器／整流器のモ ジュール人力部は一層以上のものからの入力を可能にするように変形することが できる。、適当なスイッチ制御およびトリガ論理を用いるこの変形によれば、高 調波フィルタを用いずに高調波のない人力および出力電力を得ることができる。

平衡がとられた多相発電システムは、線形抵抗負荷中に動作されるときは一定の 電力を与える。このような抵抗負荷をシミュレートするには、ＴＰＣ３は、瞬時 ライン電圧の二乗に比例する電力レベルを単相から抽出しなければならない。

ＡＣ−ＡＣ変圧過程に対して説明した単純充電モードに対しては、反転ＴＰＣ３ はＡＣサイクルの低電圧部分の間にエネルギーを負荷に注入することはできない 。

この問題は、単相による充電および反転過程の反復により解消できる。本セクシ ョンでは複数の位相からの電圧入力を利用する第二の方法について説明する。こ のアーキテクチャおよび動作モードはまた、無効発電機、高調波フィルタに適用 。

でき、さらに不平衡ラインにおける電力を補正することができる。

図７は、正相ＡＣ−ＤＣ変換器を示す概略図である。変換モジュールは、図６で 「Ａ」とラベルした電気点に接続された二つの付加入力部と共に図６に示した諸 要素を有する。付加した二つの人力部により装置は正および負の両ＡＣサイクル に対してまた全ての三相グリッドから人力を受けることができる。出方は一定電 ノＪを持つ一定で逓昇された電圧ＤＣとして与えられる。この他の特徴として、 制御されたエネルギーが、任意の電圧、特にサイクルの低電圧部分において全て の三相から抽出され、これによりＡＣ人カライン上の高調波の形成およびＤＣラ イン上のリップルの形成を排除することができる。

相１の充電サイクルは、ＳＣＲＳＣＲにより制御され、またＶ、Ｄ）＝Ａｃｏｓ （ωｔ）の電圧波形を持つと仮定される。相２および３は、それぞれ、ＳＣＲ， ５ＣＲ２１，および５ＣＲ２２，５ＣＲ２３＋＝、より制御される。図７に波形 が図示しである。調節濾波されたＤＣ出カＶ　＝３＊Ａを特定すると、反転出力 電圧は、最小値の６＊Ａでなければならず、従って、コンデンサが最小値への電 圧に充電されることが要求される。共振充電モードを用いると、最小ライン電圧 はＡ／２の絶対値持たなければならないということがわかる。高調波は、０−６ ０および！８０−２４０度の間の電気位相角に対してエネルギーを抽出しないこ とにより位相３に生成される。この問題は、図７の電床波形を用いて、初めの３ ０度に対して説明されるように、連続する双極性充電シーケンスにより筒中、に 解消できる。初めの３０度の電気（１′Ｉ相角周期の間に位相２はコンデンサを 要求された電圧へに充電することがてき、また単一の充電動作が用いられる。こ の問題は、位相３がＡ／２以下の絶対ライン電圧を有するということにある。ｓ ｃを仮定する）。コンデンサバンクが負になると、次に、位相１の正の充電サイ クルに対してＳＣＲ，がトリがされる。これはコンデンサバンクを■３１＝２（ ｖｌ−ｖ３）に充電する。■３は負なので、充７ｒ１電圧はｒＡＪより大きい。

この時点で、ＴＰＣ８は反転動作を行い、これには抽出サイクルが伴う。

抽出、移送された全エネルギーはＥ　＝２　（Ｖｌ、Ｖ３）２で与えられる。位 を 相１から抽出されたエネルギーはＥ　３ｔ　、１＝　２　Ｖ　１（Ｖ　１２　Ｖ 　３）である。

２ステツプの充電過程はエネルギーの抽出を増強する。

ニステップの充電過程は、先ず位相３をけう位相１と共に充電することにより反 転される。全エネルギー移送は同じであるが、１がら抽出されたエネルギーは図 ７の上部右手隅のグラフは、初めの３０度にわたるエネルギー移送を示すもので ある。上部グラフは両位相からの全エネルギー位相を示している。残る二つの曲 線は、下部曲線に対して、位相ｌを伴う位相３の充電シーケンスを用いて位相３ から抽出されたエネルギーを示し、一方中央のトレースは、位相３を初めに（ｆ う位相ｌの充電シーケンスに対するものである。位相１がら抽出されるエネルギ ーは、全エネルギーと位相３に対して示された曲線により与えられるエネルギー との差である。与えられた位相からのエネルギーの抽出結果は、充電の順序に依 存して著しく異なり、またＴｒ’Ｃ３変圧過程の最適制御に十分に利用可能であ 旧）度の点て、位相３は正になり、位相３と負の位相２の間で２ステツプの充電 方式が用いられる。この過程は、位相３が６０度の電気角点てＡ／２の値に達す るまで継続される。この時点で、位相３と位相１の間の役割が交換され、過程が 継続される。

制御装置は、人力および出ツノ電圧をモニタし、スイッチのトリガシーケンスお よび充電の間の時間幅を制御する。電力のスループットを増加させ、高周波濾波 要件を逓減させるため、幾つかのＴＰＣＳモジュールを用いてもよい。その場合 、インダクタおよび入力と出力フィルタの幾つかを共有してもよい。

要約すると、ＴＰＣ３多相ＡＣ−ＤＣ変換器は、一定の電力スループットを許容 し、従ってＡＣに対する全ての高調波濾波要件並びにＤＣ側に対する主要なリッ プル濾波を排除するように構成することができる。さらに、電流と電圧は同相に 維持されるので、■の電力因子が維持される。

ＤＣ＝ＡＣ変換 高電圧のＤＣから多相ＡＣへの再変換は長駆１１１Ｄｃ伝送ラインの端部でまた はＤＣ電力分配システムの端部において行うことができる。ＤＣ電力は、一定の ＤＣ入力負荷により、平衡三相（または多重）ＡＣ出力に変換できる。この出力 は、使用グリッドの位相、周波数、および電圧に、また特定の出力要件に正確に 整合させることができる。ＴＰＣ３変換過程においては、ＤＣラインは再度一様 に電在１か課され、さらに、変換器は高調波のない電圧または電力調節ＡＣ出力 を与える。ＤＣ電力は、高価な変圧器、ＡＣ端部における高調波フィルタ、ＤＣ 側における人力フィルタを必要とせずに、要求されたＡＣ電圧レベルに逓降され る。

ＴＩ’ＣＳインパークは電力変換器であり、そこでは電／Ｊ流の１常な方向は高 電ＩＥＩ）Ｃ源からＡＣ負荷に向けられる。その代表的な動作制御モードは可変 出力周波数変、曹（ＶＦＭ）インバータとして分類できる。’ｒＰ　ＣＳおよび その制御システムは無制限の系列の出力波形を再構成することができる。これら の波形の一つは、所望の電圧、周波数、およびｆ１／相を有する所望のＡＣ出力 を与える。

ＡＣ波形再構成の場合、ＴＩ’ＣＳシステムはＤＣラインから十分に充電される が、充電幅はＡＣ出力サイクルの間で連続的に変動する。充電区間の幅は瞬時出 力電圧要件の二乗に逆比例する。ＡＣ電力要件が変化すると、充電区間は電力要 件に逆比例して変化する。ＴＰＣＳインバータはまた、一定周波数として、但し ｉｉＪ変振幅（Ｖ　Ａ　Ｃ）で動作させることができる。これは、可変出力振幅 制御を要：ＲＬ、パルス当たりのエネルギー出力は瞬時出力電圧要件の二乗に比 例して与えられる。各々の方法はその利点と欠点を有している。以下に説明する 動作モードでは、組み合わされたモードを用い、何度振幅制御により周波数可変 （ＶＦＭ／ＶＡＣ）である。

図８は、ＤＣ入力から多相ＡＣラインの一相を再構成するモジュールを示した図 である。なお、制御回路はわかり易くするため省略しである。高ＤＣフィルタを 用いると、三段階ＴＰＣＳモジュールからなるコンデンサバンクの直列充電が可 能になる。コンデンサバンクは５ＣＲＩをトリガすることによりインダクタＬ１ を通して共振充電する。正の出力サイクルを再構成する場合、反転スイッチ５Ｃ Ｒ２，５ＣＲ３，５ＣＲ４が用いられる。正サイクルの反転前後のコンデンサ電 圧の極性は、それぞれ、上部および下部の組の符号により示しである。コンデン サに続く中間の符号の組は、負のＡＣサイクルに対する反転コンデンサ電圧の極 性を示している。正の出力サイクルの放電はＳＣＲ５ＣＲ９，５ＣＲ１ｏ。

およびＳＣＲＳＣＲ５ＣＲ１３をトリガすることにより開始される。

１１°　１２゛ 既に説明したように、５ＣＲ２ｏはフリーホイーリングスイッチとして用いられ 、コンデンサバンクの再充電を防止する。これは、コンデンサの全てを同時に放 電させることによりサイクルの初めにおいて最大電力のスループットを可能にす る。

ＡＣサイクルのより低い部分の間に、コンデンサは、逐次放電により、よりゆる やかな割合で放電させることができる。図示した電気回路は、Ｓ　ＣＲ、−ｏと ５ｃＲ１３を尤ずトリガしてＣ１とＣ２を放電させることによりこのようなモー ドを１１Ｊ能にする。次に、Ｓ　ＣＲ９、Ｓ　ＣＲ１２をトリガすると、ＳＣＲ ，ｏ、５ＣＲ１３はなお導通しているが、コンデンサｃ３．ｃ４の放電をｉ＋Ｊ 能にする。コンデンサＣＩｔ　Ｃ２の再放電はダイオードＤ３の付加により防Ｉ Ｌされる。最後に、Ｃ５、Ｃ６”Ｉの組が放電され、Ｄｌがブロッキングダイオ ードとして用いられてＣ３と０４の再充電が防止される。この充電および放電の モードはＡＣサイクルの低い電圧部分に対するより滑らかな出方を可能にし、ま たこれにより逓減された高周波濾波要件を可能にする。欠点は、ダイオードの付 加的なコスト、およびその関係する電圧降下および電力損失にある。

負のサイクルは同様にして再構成される。ＴＰＣ３充電サイクルは同じである。

差異は、５ＣＲ５，５ＣＲ６，５ＣＲ７をトリガすることにより負の反転サイク ルと共に開始される。負の出力サイクルに対しては、スイッチＳＣＲ，４，ＳＣ ＲＳＣＲ、ＳＣＲ，７，５ＣＲ１８，５ｃＲ１９が用いられる。ダイ１５°　１ ６ オードＤ２．Ｄ４はゆるやかな出力放電を許容する。図８の上部には、充電およ び放電電流シーケンスが概略的に図示しである。簡単のため、制限された個数お サイクルだけが図示しである。

完全な多相出力を再構成するためには、このようなモジュールの幾つかが必要で あり、各々が適切に制御されることが必要である。平衡高調波が負荷により生成 されるときは、ＴＰＣＳマスタ制御装置力咄力を制御して、これらの高調波を中 性化する。出力は簡単に幾つかの重９合わせになり、各々の周波数は振幅および 位相が制御される。

可変周波数変換器 既に示したように、ＴＰＣ３は多相ＡＣグリッドまたはＤＣラインから一定電力 を抽出することができる。この電力は、ＡＣ多相ＡＣグリッドを再構成し、既に 示したように調節された出力を与えるために用いることができる。ＡＣグリッド の再構成は入力周波数に対して束縛されることはない。これは、二つの独立した グリッドの間の直接リンクとしてＴｒ’Ｃ３ＡＣ−ＡＣ変換システムで、異なる 周波数または異なる位相で動作するものの使用を可能にする。

さらに、ＡＣ−八〇　ＴＩ’ＣＳシステムは高電力直線誘導電動機の調節のため のり変周波数出力を生成するように制御され得る。Ｔｒ’Ｃ３の出力位相は個別 に制御できるので、二つの位相の機能はサイクルベースで切替えられ、誘導電動 機の回転の瞬時変化に対する位相シーケンスの変化を生成することができる。

Ｔｒ’Ｃ３ΔＣ−ＡＣ逓昇変換器は発電機と電力グリッドの間で用いられること ができる。これは、発電機の回転がグリッドとの完全な同期を要求されないので 、電力グリッドの電気機械的安定性をかなり改きすることができる。事実、ＴＰ Ｃ３ＡＣ−ＡＣ変換器は、電力グリッドの周波数に整合するように任意の周波数 の平衡グリッド発電機出力を有効に変換することができる。

要約すると、ＴＰＣ８ＡＣ−ＡＣ変換器は、同時的な振幅制御により、標準的Ａ Ｃ変圧器のものに類似の効率を有する可変周波数を生成するように制御され（′ Ｊる。サイクロン変換器に対するような上部周波数出力の束縛は存在しない。さ らに、入力グリッドに対していかなる高調波もイ１°ｆ相歪みも導入されること はない。

調節されたＶＡＲ発電機 ＴＩ’ＣＳモジュールは、進みおよび遅れＶＡＲの両者に対する高速応答位相角 補正システムとして構成することができる。ＡＣ−ＤＣ電力変換で示したように 、Ｔｒ’ＣＳモジュールは、電力または電荷を低電圧ラインから抽出し、それを 、いずれかの極性を有し、より高い瞬時電圧を有する他のラインに注入すること ができる。高速ＴＰＣ３動作特性により、このようなＶＡＲ発電器はＡＣサイク ルの一部の時間スケールに応答することができる。位相角補正は、適切に制御さ れると、高調波または位相歪みのいずれかを生成することなしに行われる。平衡 多相グリッドの場合、本発明のＶＡＲ１電機構成は、殆どの動作システムに対し て通常要求されるように、サイクルの一部に対してエネルギーの蓄積を要求する ことはない。しかしながら、単相ＶＡＲ補正の場合は、ＴＰＣＳモジュールに関 係して現存のコンデンサバンクを用いて所望の無効エネルギー流を制御するよう にしてもよい。正しい電荷を完全なサイクルにわたってラインから抽出するか、 それをラインに逆に注入することにより、高調波の発生は完全に排除される。こ れは、スイッチング要素の強制整流なしに、既に説明したＴＰＣ８動作の全てに 関して、実施される。ＴＰＣＳモジュールの固有の、または自己整流構成は、全 体のシステムに対して、信頼性、逓減された複雑さ、また低装置コストの利点を かなり付与する。

多相グリッドに対しては、ＴＰＣ３ＶＡＲ制御は、独立した単相ＶＡＲ制御装置 により実施できる。エネルギー蓄積要件の逓減は、エネルギー蓄積コンデンサバ ンクがＴＰＣ８単相ＶＡＲ発電機の間で共有されるときに実現される。平衡グリ ッドに対して、無効エネルギーおよび無効電流のエネルギー蓄積／くツクへの流 入および流出の和が、ＡＣサイクルの全ての時点でゼロであるので、このような 共有バンクがかなり逓減され得ることが明らかになる。事実、コンデンサＩくツ クおよびその充電、放電ステップは、一つのラインから抽Ｎ１された無効電流に よりまた他のラインに直接再注入された電流により完全に清除できる。図９の簡 単な概略図はこのようなシステムを示す図である。

図には、中性点を持つ三相グリッドに対する制御されたＴＰＣ３ＶＡＲ発電機が 示しである。このアーキテクチャは多数の位相を持つグリ・ンドに対しても適用 できる。さらに、ＴＩ’Ｃ３ＶＡＲ発電機モジュールは位相間に直接接続され得 るので中性点は持つ必要はない。

図９は、電力グリッドの全ての三相に接続された低電圧および高電圧部の両名を 有するＴｒ’ＣＳモジュールを示す図である。このシステムのアーキテクチャは 、一般的なモジュールであり、調節された■へＲ発電機および高調波フイタとし て動作することができる。両端部は電荷の抽出または注入に用いられる。ＶＡＲ 発電に対しては、Ｔｒ’Ｃ８の低電圧端部が主として用いられる。高調波濾波機 能に対しては、グリッドからのエネルギー抽出に対して前端部が主として用いら れ、エネルギー端部に対しては高電圧端部が用いられる。

ＶＡＲ発電制御装置は無効電流または無効電力流のいずれかを制御することがで きる。いずれか一方の制御は自動的に他方のパラメータの制御に供される。これ は、例から明らかであり、また数学的に容易に証明できる。

図９に示したように、ＭＡＲ発電機が無効負荷を有する三相グリッドに接続され たとする。電圧および無効電流は次の式により与えられる。

図１０は全三相の電力電圧、無効電流、無効電力流を示す図である。動作は、位 相角ｗ＊ｔ＝π／１２または１５度に対して示される。

トレースかられかるように、エネルギーは、図示した無効電力が負のときグ１１ ッドから抽出される必要がある。先ず、５ＣＲ４をトリガしてインダクタＩ−２ を通して相２からコンデンサを充電する。充電期間は再度インダクタの値によっ て制御される。表１は動作の結果を７１（シている。欄１は動作を示し、含まれ る位相をリストし、欄２は制御スイッチをリストし、ｌ！１３は最大（０相電圧 系幅ｖｍに規格化された初期Ｔｒ’ＣＳコンデンサバンク電圧であり、欄４は最 終コンデンサ電圧を与え、１ｌＩ１５は位相に対する規格化された充電移送をリ ストし、最後に欄６は電圧Ｖ　に充電されたバンクに対するエネルギーに規格化 された位相に移送されたエネルギーを示す。

最初の動作から、エネルギーが位相２から抽出され、］くンクが位相の電圧の２ 倍に充電されることがわかる。電荷移送欄の正の個数は、正の電流が誘起された ことを示している。初めの動作の最終電圧は第二動作の初期コンデンサ電圧にな る。第二動作は、負ｖａｄ：ｊおよびエネルギーを位相３に注入するために、５ ＣＲ５をトリガすることにより開始される。最終コンデンサ電圧および電荷移送 はＶ、＝２Ｖ、ｈ−Ｖ、、　ΔＱ＝Ｃ（Ｖ　、　ｏ−Ｖ　、）により与えられる 。位相３に注入されるエネルギーはにより与えられ、予測通り正である。動作３ は位相３からの他の再充電サイクルである。初期コンデンサ電圧の結果として、 第一動作のものからのエネルギー移送の増加が注目される。

動作４は、位相３への第二の電荷移送である。これにより、バンクは、電荷とエ ネルギーを位相ｌに注入する有為の振幅の最終正電圧に維持される。これは、位 相２からの他の再充電に大してコンデンサバンクを待機状態にする。

上記のサイクルのシーケンスは位相２からエネルギーを抽出し、これを位相１お よび２に移送する。表２は説明した５動作の結果を示したものである。欄２は、 全７Ｔｉ（：ｆ移送を示し、無効電流に適当な時間幅を乗じることにより定量的 に理論的要件と比較することができる。時間幅は、位相２の電荷注入条件に合う ように選択された。この動作は、位相１と３の間での電荷注入を正しく平衡させ るように選択される。欄３は、三相の無効エネルギー抽出または注入を示し、欄 ５の理論値と比較できる。エネルギー位相を追跡する試みは、電流を直接移送す ることにより自動的にエネルギーが生じるので、何もなされていない。表２はま た、ゼロであるべき全ての三相に対する正味の電荷およびエネルギー移送を示し ている。

ａｌｌＥ値は、バンク内の残留エネルギーを除くと、バランスが取れている。

この点までの動作は簡単な充電および放電動作を含むものであった。表１の動ｆ ′「６．７．８は、ＴＰＣＳコンデンサバンク電圧が移送１への電荷注入に対し て間違った電圧極性を有するとき、重要な動作シーケンスを示している。これは 、ＴＩ’Ｃ５の内部で完全な電圧反転を要求し、またはＬ７とスイッチ５ＣＲ１ ３および５ＣＲ１４からなる反転部の付加と共に外部で行うことができる。数６ の再充電サイクルの後、コンデンサは負の電圧と共に維持される。Ｓ　ＣＲｉ　 、ｓをトリガすることにより、バンクの極性は、位相１を含む電荷注入動作が行 われる前に反転された。

制御動作は初めは複雑に見えるが、論理は、比較的簡単に定式化でき、また現在 の制御技術を用いて容易に実施できる。制御装置は、無効電流を検出し、それを 予めプログラムされた要件と比較する。動作周波数は、ＶＡＲ発電要件の大きさ を満足するように選択される。計算は、三相に対する無効電流分布のトラックを 維持し、また一連の動作シーケンスから、要求された無効電流分布を満足し、Ｔ ｒ’Ｃ３動作制限内にある最良のものを選択する。

以上に説明したＶＡＲ調節動作は、中性点が得られないときは、位相間で動作す るように変形できる。この動作は、モジュールの下部端子に付加的な組のスイッ チを要求する。さらに、複雑さと要素の個数が増加されるが、システムの幾つか の１１１点は実現される。最後に、このようなモジュールの幾つかは、取り組ん でいる動作に対して特に設計され、問題の位相の間で動作する幾つかのモジュー ルと・１に列に動作されることが理解される。

このＶＡＲ発電部で説明した動作は単に、コンデンサとしてＴＰＣ３前端部を用 いるものであった。事実、簡単なＶへＲ補正に対しては、ＴＰＣ３？ｉ圧逓降動 作は要求されず、代わりに単純なコンデンサを用いることができる。この１１１ １端部の動作モードは、ＶＡＲ発電に使用されるだけでなく、本明細書に示した 他の動作に拡張することができる。ＴＰＣ３（７）逓昇または逓降動作を用いる ことなしに、本発明台はなお、単一または多相ＡＣ出力、ＤＣ出カまたは他の波 形の出方を合成することができる。

人力は、ＡＣグリッドまたはＤＣ［がら得るようにしてよい。制限は出力電圧範 囲だけである。ＴＰＣ３を用いないときは、同一のまたは逓減された電圧レベル の出力が最も実際的である。

誘導エネルギー蓄積 基本的なＴＰＣ３は入力と出方間での完全な電気的断路を可能にする。この確実 な高電圧「開放スイッチ」機能は、実際の誘導エネルギーの蓄積に対する因子を 失うことである。

多くの研究が示すように、誘導エネルギーの蓄積は、非常に小さな重量と体積を 必要とし、主要コストはかなり逓減される。開放または断路スイッチとしてのＴ ＰＣ３の実施はこのような誘導エネルギー蓄積システムの実施を可能にする。

図１１は、電源からの大電流およびインダクタ６１の誘導エネルギーの制御され た立ち上がりを可能にするＴＰＣ３磁気エネルギーの蓄積アセンブリ６ｏに対す る簡単な概略図である。二つ以上のＴＰＣＳモジュールにより、充電は有効に連 続させることができる。さらに、短いＴ　Ｐ　ＣＳ　ｉｌｉ充電期間に電流を循 環させるため、フリーホイーリングＳＣＲを用いることができる。このフリーホ イーリングＳＣＲは、ＴＩ’ＣＳモジュールがインダクタにエネルギーを注入す る毎にオフになされる。

エネルギーが所望の値に立ち上げられると、ＴＰｃｓ充電システムは停＋１され 、さらに出力スイッチ（ＳＣＲｏｕｔ）６３がオンになされ、磁気的に蓄積され たエネルギーを抽出する。この時点で、ＳＣＲ，６４を通してインダクタに接続 　ｎ されたＴＰＣ３は小さな、放電されたコンデンサバンクを代表する。さらに、こ のバンクは、ＳＣＲ、ｎが逆バイアスされると直ちにインダクタから完全に分離 される。出力インタフェース回路が適切に設計されると、ＴＰＣ３の瞬時性入電 　゛流力ＣＨｈ電流より大きい限りは、出力は停止にされ、新しい電荷がＴＰＣ ３充電モジュールからインダクタに注入される。これは、出力ＳＣＲアセンブリ を逆バイアスし、オフにするうこの時点で、新しいインダクタ充電サイクルが開 始される。ＩＩＩＩ成要素保護のために濾波回路Ｉ！Ｉ６５を付加してもよい。

このシステムはゲートトリガ制御装置により制御される。このシステムは、人出 力状綿で、外部動作要件を受け、またスイッチトリガ信号を生成する。

Ｔｒ’Ｃ３の信頼度の効果 標準のインバータまたは変換器における固体スタックの故障は、直接のＡＣ相− へＣ相ショートまたは直接のＤＣラインンヨートをもたらす。ＴＩ’Ｃ３のイン バータまたは変換器における同様の構成要素の故障は、同様のカタストロフィツ クな故障をもたらすことはなく、また防護および故障除去装置の要求ははるかに 少ない。基本的なＴＰＣ８動作においては、比較的小さなコンデンサがラインが ら充電されるか、ラインに放電される。固体スタックの短絡は大きな突入電流を もたらさず、またはるかに容易に除去できる。並列に動作する幾つかのＴＰＣＳ モジュールを用いると、欠陥モジュールを分離することができ、また残るユニッ トは、最大電力スループットが減少するだけで、動作状態のままにすることかで きる。このとき、修理は適切な時間の間に計画することができる。

基本システムＴＩ’Ｃ３の動作は、三つの基本システム的なステップ、すなわち コンデンサを充電し、ＴＰＣＳコンデンサ鎖を反転させ、反転鏡を放電するステ ップである。一つのステップは、次のステップが開始される前に完了するのが普 通である。故障が検出され、シーケンスが遮断されると、入力から出力にはいが なる短絡電流も流れない。この時点で、システムは高電力空気ブラスト開閉装置 を用いることなしに分離することができる。これは、ＤＣ障害の除去がはるかに 困難なので、ＤＣ側では特に有効である。実際に、ＴＩ’Ｃ３ＡＣ−ＡＣ変圧ユ ニット、ＡＣ−ＤＣ変換器、ＤＣ−ＡＣインバータが、有効な高電力および８電 １［遮断器としてそれぞれ用いることができる。さらに、このような任意のＴＰ Ｃ５ＡＡ置の基本動作は最大電力スループットを有し、またオーバロードされる ことはない。ＰＣ８は有効な電力または電流制限装置として用いることができる 。

本発明は好適な実施例について説明されたが、これに対する変形が可能なことは 当業晋には明らかである。従って、本発明の範囲は添付した請求項により決定さ れるべきである。

ｒ＝＋　０４ ＦＩＧ、　４ ＦＩＧ、　５ ■＝雷電 圧ｒ＝無効電流 ０　３０　６０　９０　１２０　１５０　旧０ＦＩＧ、　ＩＱ ＦＩＧ、１１ Ｆ　Ｉ　Ｇ１２ フロントページの続き （８１）指定国　ＥＰ（ＡＴ、ＢＥ、ＣＨ，ＤＥ。

ＤＫ、ＥＳ、ＦＲ，ＧＢ、ＧＲ，ＩＥ、ＩＴ、ＬＵ、ＭＣ，ＮＬ、ＰＴ、ＳＥ） 、０Ａ（ＢＦ、ＢＪ、ＣＦ、ＣＧ、　ＣＩ、　ＣＭ、　ＧＡ、　ＧＮ、　ＭＬ、 　ＭＲ，ＮＥ、　ＳＮ。

ＴＤ、　ＴＧ）、　ＡＵ、　ＢＢ、　ＢＧ、　ＢＲ，ＣＡ、　ＣＺ。

ＦＩ、ＨＵ、ＪＰ、ＫＰ、ＫＲ，ＬＫ、ＭＧ、ＭＮ、ＭＷ、Ｎｏ、ＮＺ、ＰＬ、 ＲＯ，ＲＵ、ＳＤ、ＵＡ、ＶＮ

Claims (61)

【特許請求の範囲】
1. １．トランスレス式電力変換システムであって、直列に接続された複数のコンデ ンサと、これらの複数のコンデンサに接続され、これらの複数のコンデンサを電 圧源から所定の電圧に充電する充電回路と、 前記複数のコンデンサにおける選択されたコンデンサに蓄積された電荷の極性を 反転させる回路であって、複数のインダクタ回路を備え、各インダクタ回路が、 前記選択されたコンデンサに対応する異なるコンデンサに切替え自在に結合され て、前記対応する異なるコンデンサの蓄積電荷の極性を反転させる援助をなす共 振回路を形成してなる極性反転回路と、変圧された電圧で、前記複数のコンデン サから電力を抽出する放電回路と、を備えるトランスレス式電力変換システム。
2. ２．前記充電回路、前記反転回路および前記充電回路の動作を制御する制御回路 を備え、この制御回路は、前記充電回路により前記複数のコンデンサが充電され る充電相と、前記反転回路により前記選択されたコンデンサの極性が反転される 反転相と、前記放電回路により前記複数のコンデンサから電力が抽出される放電 相と、を確立してなる請求項１記載のトランスレス式電力変換システム。
3. ３．前記制御回路は時間的に重なる前記反転相と前記放電相とをもたらす請求項 ２記載のトランスレス式電力変換システム。
4. ４．動作サイクルは充電相、反転相、および抽出相を含み、前記制御回路は、前 記電力変換システムをして秒当たり多くの動作サイクルを通過せしめる請求項２ 記載のトランスレス式電力変換システム。
5. ５．前記反転回路は、前記各インダクタ回路を前記複数のコンデンサにおける前 記対応する各コンデンサに電気的に結合させる複数の単方向スイッチング装置を 有する請求項１記載のトランスレス式電力変換システム。
6. ６．前記複数の単方向スイッチング装置の少なくとも幾つかの各々はサイリスタ である請求項５記載のトランスレス式電力変換システム。
7. ７．前記複数の単方向スイッチング装置の少なくとも幾つかの各々はＳＣＲであ る請求項５記載のトランスレス式電力変換システム。
8. ８．前記複数の単方向スイッチング装置の少なくとも幾つかの各々はクロスサト ロンである請求項５記載のトランスレス式電力変換システム。
9. ９．前記複数の単方向スイッチング装置の少なくとも幾つかの各々はゲート遮断 装置（ＧＴＯ）である請求項５記載のトランスレス式電力変換システム。
10. １０．前記複数のインダクタ回路の少なくとも幾つかの名々はインダクタを有す る請求項１記載のトランスレス式電力変換システム。
11. １１．前記インダクタ回路の少なくとも幾つかの各々におけるインダクタは空心 インダクタである請求項１０記載のトランスレス式電力変換システム。
12. １２．抽出された電力が通過する高周波出力フィルタをさらに備える請求項１記 載のトランスレス式電力変換システム。
13. １３．各インダクタ回路は、それに対応するコンデンサに接続され、かつ単方向 スイッチに直列のインダクタからなる請求項１記載のトランスレス式電力変換シ ステム。
14. １４．電圧源と充電回路との間に高周波入力フィルタをさらに備える請求項１記 載のトランスレス式電力変換システム。
15. １５．前記充電回路は、充電相の間に前記複数のコンデンサを、前記電圧源の瞬 時電圧の値の約２倍の電圧に充電する請求項１記載のトランスレス式電力変換シ ステム。
16. １６．前記充電回路は、電圧源に直列に接続されたインダクタからなる請求項１ 記載のトランスレス式電源変換システム。
17. １７．前記充電回路は、電圧源に直列に接続されたインダクタと単方向スイッチ とからなる請求項１記載のトランスレス式電力変換システム。
18. １８．充電回路の単方向スイッチは、前記充電回路のインダクタを前記複数のコ ンデンサに電気的に結合して共振充電回路を形成する請求項１７記載のトランス レス式電力変換システム。
19. １９．前記制御回路は前記充電回路の単方向スイッチをして前記充電回路のイン ダクタを前記複数のコンデンサに電気的に結合せしめ、次に、予め選択された時 間期間が経過したとき前記充電回路のインダクタを前記複数のコンデンサから逐 次デカップルし、前記充電回路インダクタの前記複数のコンデンサとの電気的結 合はＴ秒の共振周期を持つ共振回路を形成してなり、さらに前記予め選択された 時間期間は約Ｔ／２秒である請求項１７記載のトランスレス式電力変換システム 。
20. ２０．前記制御回路は前記充電回路をして前記充電インダクタを秒当たり多数回 前記複数のコンデンサに対し結合せしめ、次にデカップルせしめる請求項１９記 載のトランスレス式電力変換システム。
21. ２１．前記充電回路は前記複数のコンデンサを充電し、これにより充電された直 列接続コンデンサの極性を交互に変化させる請求項１記載のトランスレス式電力 変換システム。
22. ２２．前記反転回路は前記複数のコンデンサの１つおきのコンデンサの極性を反 転させ、この反転が、充電された直列接続のコンデンサの極性が同一であるよう になされる請求項２１記載のトランスレス式電力変換システム。
23. ２３．変圧された電圧の大きさは電圧源の電圧より大きい請求項１記載のトラン スレス式電力変換システム。
24. ２４．前記複数のコンデンサの個数はＮであり、変圧電圧の大きさは電圧源の電 圧の２Ｎ倍である請求項２３記載のトランスレス式電力変換システム。
25. ２５．前記複数のコンデンサはＮ個のコンデンサステージからなり、これらのス テージの各々は、前記直列に接続された複数のコンデンサの二つを有し、さらに 、第一および第二の端子と、そのステージにおける二つのコンデンサが共に接続 される点に電気的に結合された充電端子を有してなり、前記充電回路は前記充電 端子を通して前記Ｎ個のコンデンサステージを充電する請求項１記載のトランレ ス式電力変換システム。
26. ２６．前記充電回路は、前記コンデンサステージの充電の間に前記コンデンサス テージの各々の第一および第二端子を共通点に電気的に結合するスイッチング手 段を有する請求項２５記載のトランスレス式電力変換システム。
27. ２７．前記複数のインダクタ回路の各々は、前記第一端子と、前記コンデンサス テージの対応する異なるものの充電端子に接続される請求項２６記載のトランス レス式電力変換システム。
28. ２８．Ｎは１より大きい請求項２５記載のトランスレス式電力変換システム。
29. ２９．前記直列接続コンデンサは、一端部において第一端子を有し、且つ他端部 において第二端子を有し、前記放電回路は前記直列接続コンデンサの前記第一お よび第二端子に電気的に結合する請求項１記載のトランスレス式電力変換システ ム。
30. ３０．前記充電回路は前記複数の直列接続コンデンサを充電し、この充電は、こ れらの充電された直列接続コンデンサの極性が全て同じであるようになされる請 求項１記載のトランスレス式電力変換システム。
31. ３１．前記反転回路は前記複数のコンデンサの一つおきの極性を反転させ、この 反転は、前記充電された直列コンデンサの極性が交互に変化するようになされる 請求項３０記載のトランスレス式電力変換システム。
32. ３２．変圧された電圧の大きさは電圧源の電圧より小さい請求項１記載のトラン スレス式電力変換システム。
33. ３３．前記複数のコンデンサの個数はＮであり、また変圧された電圧の大きさは 電圧源の電圧の２／Ｎ倍である請求項３２記載のトランスレス式電力変換システ ム。
34. ３４．前記充電回路は前記複数の直列接続コンデンサを充電する請求項１記載の トランスレス式電力変換システム。
35. ３５．前記複数のコンデンサはＮ個のコンデンサステージからなり、これらのス テージの各々は、前記直列に接続された複数のコンデンサの二つを有し、かつ第 一および第二端子と、そのステージにおける前記二つのコンデンサが共に接続さ れる点に電気的に結合された放電端子とを有し、さらに前記放電充電回路は前記 放電端子を通して前記Ｎ個のコンデンサから電力を抽出する請求項１記載のトラ ンスレス式電力変換システム。
36. ３６．前記複数のインダクタ回路の各々は、前記第一端子と、前記Ｎ個のコンデ ンサステージの対応する異なるものの放電端子に接続され、この接続はそのステ ージの二つのコンデンサの一つの極性を反転するようになされる請求項３５記載 のトランスレス式電力変換システム。
37. ３７．前記放電回路は、出力インダクタと、前記複数のコンデンサからの電力を 放電位相時に出力インダクタに結合する単方向スイッチからなる請求項１記載の トランスレス式電力変換システム。
38. ３８．前記放電回路はさらに、放電位相時に前記出力インダクタが前記複数のコ ンデンサの極性を反転することを防止する単方向装置からなる請求項３７記載の トランスレス式電力変換システム。
39. ３９．前記放電回路は電力を負荷に移送し、また前記制御装置は前記負荷をモニ タすると共に前記充電回路、反転回路、および放電回路の動作を制御して前記負 荷に調節された出力を生成する請求項１記載のトランスレス式電力変換システム 。
40. ４０．前記制御回路は前記充電回路、反転回路、放電回路を制御して所定の出力 電流パルス形状を生成する請求項１記載のトランスレス式電力変換システム。
41. ４１．前記制御回路は、前記充電回路、反転回路、放電回路を動作させて変動す る振幅の出力電流パルス形状のシーケンスを生成する請求項４記載のトランスレ ス式電力変換システム。
42. ４２．前記電圧源はＤＣ電圧源であり、前記制御回路は前記充電、反転、放電回 路を動作させてＡＣ電圧出力を合成する請求項４記載のトランスレス式電力変換 システム。
43. ４３．変圧電圧を濾波して出力電圧を生成するフィルタ回路をさらに備え、前記 制御回路は出力電圧をモニタする手段を有し、さらに、前記制御回路は前記充電 回路、反転回路、放電回路を動作させて出力電圧を調節する請求項１記載のトラ ンスレス式電力変換システム。
44. ４４．ＡＣ電圧出力を濾波して濾波されたＡＣ出力電圧を生成するフィルタ回路 をさらに備え、前記制御回路は濾波されたＡＣ出力電圧をモニタする手段を有し 、さらに前記制御回路は前記充電、反転、放電回路を動作させて濾波されたＡＣ 出力電圧を調節する請求項４２記載のトランスレス式電力変換システム。
45. ４５．前記電圧源は周波数ｆｓのＡＣ信号源であり、前記制御回路は前記充電、 反転、放電回路を動作させて、周波数ｆｓとは異なる周波数ｆ０を有するＡＣ出 力信号を合成する請求項４記載のトランスレス式電力変換システム。
46. ４６．ＡＣ信号源の周波数ｆＳは時間的に変動し、ＡＣ出力信号の周波数ｆ０は 固定される請求項４５記載のトランスレス式電力変換システム。
47. ４７．ｆ０は６０Ｈｚである請求項４６記載のトランスレス式電力変換システム 。
48. ４８．前記充電回路はそれぞれが多相ＡＣ電力ラインの異なる相に接続された複 数の電荷移送回路からなり、前記放電回路は、各々が多相ＡＣ電力ラインの異な る相に接続された複数の電荷注入回路からなり、さらに前記制御回路は、前記複 数の電荷移送回路と前記複数の電荷注入回路を動作させて前記多相電力ラインの 一つの相から電力を抽出すると共に注入された電力を前記多相電力ラインの他の 相に注入する請求項１記載のトランスレス式電力変換システム。
49. ４９．前記制御回路は、抽出された電力が注入されるＡＣ信号の位相角を変える ように抽出電力が注入される他の相を選択する請求項４８記載のトランスレス式 電力変換システム。
50. ５０．前記放電回路に接続されて抽出電力を一時蓄積する個別エネルギー蓄積装 置をさらに備える請求項４記載のトランスレス式電力変換システム。
51. ５１．周期がＴＡＣのＡＣ信号を搬送する多相電力ラインの他の相に一つの相か ら電力を移送する電荷移送装置であって、コンデンサ蓄積回路と、 複数の充電回路であって、これらの回路の各々が、前記多相ＡＣ電力ラインの異 なる相を前記容量性蓄積回路に結合し、これによりその相からの電荷を蓄積回路 に移送するように作用し、前記複数の充電回路の各々は単方向スイッチとインダ クタを有し、さらに前記容量性蓄積回路に結合されたときの前記充電回路の各々 が１／Ｔｉの共振周波数を有する対応する共振回路を形成し、ｉは充電回路を識 別する指標であり、さらにＴｉは全てがＴＡＣより小さい複数の充電回路と、複 数の注入回路であって、これらの回路の各々は、前記容量性蓄積回路を前記多相 電源ラインの前記相の異なる相に結合し、これにより前記容量性蓄積回路からの 電荷をこの回路が結合される位相に注入するものであり、これらの注入回路の各 々はインダクタと単方向スイッチからなる複数の注入回路と、制御回路であって 、前記複数の充電回路の単方向スイッチを動作させて一つの相から前記容量性蓄 積ユニットに電荷を移送する共振充電回路のシーケンスを生成し、かつ前記複数 の注入回路の単方向スイッチを動作させて容量性蓄積ユニットからの電荷を他の 相に移送する制御回路と、を備える電荷移送装置。
52. ５２．前記制御回路は、前記複数の充電回路の単方向スイッチを動作させて、約 Ｔｉ／２秒の時間幅をそれぞれが有する共振充電サイクルのシーケンスを通して 前記器量性回路に電荷を移送させる請求項５１記載の電荷移送装置。
53. ５３．前記複数の充電回路および前記複数の注入回路は構成要素を共有し、これ により前記充電回路のインダクタがまた前記注入回路の対応するもののインダク タである請求項５１記載の電荷移送装置。
54. ５４．前記制御回路は、前記複数の充電回路および前記複数の注入回路の単方向 スイッチを動作させ、エネルギーが移送される位相で位相角補正を実現するよう に一つの相から他の相にエネルギーを移送する請求項５１記載の電荷移送装置。
55. ５５．前記制御装置は、前記複数の充電回路と前記複数の注入回路の単方向スイ ッチを動作させて、エネルギーが移送される相において高調波補正を実現するよ うに一つの相から他の相にエネルギーを移送する請求項５１記載の電荷移送装置 。
56. ５６．前記制御回路は、前記複数の充電回路と前記複数の注入回路の単方向スイ ッチを動作させて、波形歪み補正を実現するように一つの相から他の相にエネル ギーを移送する請求項５１記載の電荷移送装置。
57. ５７．前記容量性蓄積回路は請求項１記載のトランスレス式電力変換システムか らなる請求項５１記載の７電荷移送装置。
58. ５８．前記容量性蓄積回路はコンデンサである請求項５１記載の電荷移送装置。
59. ５９．前記複数の充電回路および前記複数の注入回路の全ては共通のインダクタ を共有し、これにより共有されるインダクタは前記充電回路の各々の、および前 記注入回路の各々のインダクタとして作用する請求項５８記載の電荷移送装置。
60. ６０．入力インダクタと前記容量性蓄積回路と並列の入力単方向スイッチとの直 列結合をさらに備えてなり、さらに前記制御回路は前記入力単方向スイッチを動 作させて前記容量性蓄積回路に蓄積された電荷の極性を反転させる請求項５８記 載の電荷移送装置。
61. ６１．電圧源からの電力を変換する方法であって、電圧源から複数の直列接続コ ンデンサを充電するステップと、前記複数のコンデンサの選択されたコンデンサ に蓄積された電荷の極性を反転させるステップと、 前記複数のコンデンサに電気的に結合して変圧電圧を生成するステップと、変圧 された電圧において前記複数のコンデンサから電力を抽出するステップと、秒当 たり多数回の前記ステップのシーケンスを反復するステップと、で構成される方 法。