JPH07509786A - アレイ型画像システムにおけるデジタル信号集束のための帯域幅サンプリング方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の名称 アレイ型画像システムにおける デジタル信号集束のための帯域幅サンプリング方式本発明はアレイ型画像システ ムに係り、特に画像を得る対象物から反射されアレイ型変換器で受信された超音 波エコーを帯域幅サンプリング方式でサンプリングしてデジタル形式で集束する 超音波アレイ型画像システムに関する。

背景技術 一般に、超音波画像システムは、画像を得ようとする対象物に超音波パルス信号 を発し、対象物の音響インピーダンスの不連続面から反射されて戻って（る超音 波パルス信号なアレイ型変換器で受信する。受信された信号は電気的信号に変換 され、その電気的信号が種々の処理をされてビデオモニタ上に表示される。

画像結果は検査されている対象物の特徴の情報を伝える。この場合に、短いパル スを使用して信号の分解能を高め、アレイ型を使用して側面（ｌｅｔｅｒａｌ　 ）解像度を改善する集束能力を得ている。この解像度、特に側面解像度を改善す る為の種々の方法が試みられている。

図１は従来の超音波画像システムの構成を概略的に示すブロック図である。

パルス発生器１１から発生される超音波パルス信号が、スイッチ１２を通じてア レイ型変換器１０に印加される。アレイ型変換器１０は、電気的なパルス信号を 超音波信号に変換し画像を得る対象物１３へ発する。すると、超音波信号は対象 物１３の音響インピーダンス不連続面で反射され、その反射信号は再びアレイ型 変換器１０で受信される。この際、対象物１３に複数の音響インピーダンス不連 続面が存する場合、超音波信号は各不連続面から順に反射されて多数の変換素子 に入射される。アレイ型変換器１０は複数の変換素子からなり、アレイ型変換器 １０に入射される超音波信号は、変換素子により超音波信号の強度に比例する大 きさの電気的信号に変換される。この電子的信号は、スイッチ１２を経て増幅器 １４で所定大きさに増幅されてから、信号処理器１５でビデオ信号に処理され、 陰極線管（ＣＲＴ）１６に伝送される。

このような超音波画像システムにおいて、探触子のアレイ型変換器はアレイ状の 複数の変換素子で構成される。これのようなアレイ状により、超音波信号を集束 して表示される映像の解像度を改善する。対象物から反射されアレイ型変換器に 戻って来る超音波信号は、各変換素子の位置によりその変換素子への到達時間が それぞれ異なる。即ち、アレイ型変換器１０の中央から遠くに位置するほど到達 時間は増加する。信号集束は、アレイ型変換器１０から対象物に超音波信号を発 する伝達集束段階で行えるが、それよりも動的集束が出来る受信集束段階の方が 好ましい、受信集束の場合は、変換素子から出力される電気的信号を集束するた めに、到達時間の差をそれぞれ遅延させて補償する必要がある。

図２は従来の超音波信号の受信集束装置の一例を示す。

図２の装置は、アナログ方式の遅延器を使っている。アレイ型変換器２ｏはｎ個 の変換素子から構成され、各変換素子で電気的信号に変換された受信信号をｎ個 の遅延器ＤＬＹＩ〜ＤＬＹｎにそれぞれ供給する。各遅延器ＤＬＹＩ〜ＤＬＹｎ は、対象物により反射されアレイ型変換器２０に達する超音波信号の中で到達時 間が最も短い中央変換素子への入力信号に一番長い遅延時間を、到達時間が最も 長い１番目及びｎ番目の変換素子への入力信号には最も短い遅延時間を与えるよ うに構成される。従って、遅延器ＤＬＹＩ〜ＤＬＹｎは、各遅延器で遅延された 信号を同時に加算器２２に出力する。各遅延器から出力される信号は、加算器２ ２で加算され集束信号として出力される。図２の従来の装置では、各変換素子の 出力端に所定の遅延時間値を有する遅延素子を結合して、変換素子の出力信号を 遅延する。このように、各遅延器ＤＬＹＩ〜ＤＬＹｎは、対象物から反射された 超音波信号の変換素子への到達時間の差を補償する。加算器２２の出力信号は包 絡線検出部２３に供給される。

しかしながら、従来の図２の装置は、遅延時間の補償時の誤差を少なくするため 遅延器に複数のタップを使うので、システムがハードウェア的に複雑になる。ま た、動的集束の場合、各遅延素子の遅延時間が変更されなければならない、従っ て、集魚の数が増えるほどハードウェアが複雑になる。のみならず、インピーダ ンスの不一致等により動的集束ができる領域が縮まり、動的集束可能領域が縮ま るほど映像の解像度も落ちる。

従来の超音波信号の受信集束装置に対する他の実施例が図３に示されている。

図３の装置はＰ　Ｓ　Ｄ　Ｆ　（Ｐｉｐｅｌｉｎｅｄ　Ｓａｍｐｌｅｄ　Ｄｅｌ ｅｙ　Ｆｏｃｕｓｉｎｇ）装置と呼ばれる０図３の装置において、アレイ型変換 器３０はｎ個の変換素子から構成される。受信される超音波信号は各変換素子に より電気的信号に変換される。アレイ型変換器３０の変換素子から出力される電 気的信号は、Ａ／Ｄ変換部３１のｎ個のＡ／Ｄ変換器Ａ／Ｄ１〜Ａ／Ｄｎにそれ ぞれ供給される。クロック発生部３２は、周波数“ｆ、”のサンプリングクロッ クを発生する。Ａ／Ｄ変換部３１は、１個のサンプリングクロックにより変換素 子から入力されるそれぞれの電気的信号をデジタル信号に変換して、それぞれメ モリＦＩＦＯＩ〜ＦＩＦＯｎに供給する。この際、クロック発生部３２のサンプ リングクロックは均一クロックではなく、可変サンプリングクロックである。

即ち、動的集束の場合に、超音波信号の到達時間が各集魚の位置により相異なる 。Ａ／Ｄ変換部３１の出力端は、先入先出方式のメモリＦＩＦＯＩ　Ａ−ＦＩＦ Ｏｎからなるメモリ部３３に連結される。Ａ／Ｄ変換部３１の出力データは、メ モリ部３３内で入力される順に出力されるよう整列される。従って、任意の集魚 から反射され変換素子に提供された超音波信号は、同時にメモリ３３から出力可 能である。特定の集魚に対する最初のデータがメモリ部３３に入力されてから最 大遅延時間が経過した後、データはメモリ部３３から同時に出力される。

出力データは加算部３４で加えられて動的集束がなされる。集束された超音波信 号は、Ｄ／Ａ変換器３５によりアナログ信号に変換され、包絡線検出部３６に供 給される。包絡線検出部３６は、入力信号がら包絡線を検出し、Ａ／Ｄ変換器３ ７は包絡線を再びデジタル信号に変換させる。

以上のように、従来のシステムは、動的集束が要求される全ての集魚上に超音波 信号を集束することにより最良の解像度が得られる長所はあるが、Ａ／Ｄ変換部 ３１がＲＦ傷信号サンプリングするので、サンプリング周波数のレベルが高くな る短所がある。例えば、３．５ＭＨｚのアレイ型変換器の場合、２８ＭＨｚ以上 のサンプリング周波数が要求される。従って、Ａ／Ｄ変換のための高いサンプリ ング周波数によりシステムノイズが生ずる問題点がある。のみならず、メモリを 始め周辺回路も高速の機器が使われるので、相対的に高いコストがかかる問題も ある。更に、超音波ビデオ装置において必要とする最終的な信号は、集束された ＲＦ傷信号はなく集束されたＲＦ傷信号包絡線なので、包絡線検出を行わねばな らない、しかし、２８ＭＨｚ以上の高周波でサンプリングされたデジタルデータ から包絡線を検出することは極めて困難なので、図３のように集束されたデジタ ルＲＦデータをアナログに変換してから包絡線検出を行わねばならない、従って 、Ｄ／Ａ変換過程で新たなノイズが生ずる問題点があった。

発明の開示 本発明は、前述した問題点を解決するため、帯域幅サンプリング方式を用いる変 換素子の出力信号が有する周波数帯域を落とす。周波数帯域が低くなった信号は 、帯域幅以上のサンプリング周波数を用いるＡ／Ｄ変換を通じてデジタル信号に 変換される。そして、変換されたデジタル信号はメモリを通じて集束された後、 包絡線検出部により各集魚に対する包絡線データが検出される０本発明の実施例 では、帯域幅サンプリング方式のヒルベルト変換を用いた解析的信号サンプリン グと垂直サンプリングとを開示する。垂直サンプリング方式は、位相エラーの補 償を開示する。

前述した本発明の目的は、対象物から反射され受信された超音波信号を受信集束 方式により少な（とも１つの焦点に集束する超音波画像システムにおいて、前記 焦点に関連する前記超音波信号をそれぞれ受信し、前記超音波信号に対応するア ナログ信号を発生する複数の変換素子と、前記変換素子の各々に連結され、入力 される前記アナログ信号の周波数帯域の各々をそれぞれ変換する複数の帯域変換 部と、前記帯域変換部に連結され、前記帯域変換された信号間に存する焦点位置 により生じる遅延時間の差を取り除き、アナログデジタル変換を実行する多数の 遅延時間差除去部と、前記遅延時間差除去部の各々に連結され、前記遅延時間差 除去部から出力される前記デジタル信号を貯蔵する複数のメモリと、前記メモリ の出力信号を加算するための加算手段と、加算手段の出力信号から包絡線データ を検出する包絡線検出部とを含むデジタル信号を集束する超音波画像システムに より達成される。

図面の簡単な説明 図１は従来の超音波画像システムを概略的に示すブロック図である。

図２は従来の超音波信号の受信集束装置の一例を示すブロック図である。

図３は従来の超音波信号の受信集束装置の他側を示すブロック図である。

図４は本発明によるデジタル信号を集束する超音波画像システムの一実施例を示 すブロック図である。

図５は図４の装置の一部を説明するための概念図である。

図６は本発明によるデジタル信号を集束する超音波画像システムの他の実施例を 示すブロック図である。

発明を実施するための最良の態様 以下、添付した図面に基づき本発明の望ましい実施例を詳述する。

図４は本発明によるデジタル信号を集束する超音波画像システムの一実施例を示 す。

図４の装置において、アレイ型変換器４０はｎ個の変換素子から構成される。

各変換素子の出力端は、帯域変換部４１内の位相変換器ＰＤＮＩ〜ＰＤＮｎのそ れぞれの入力端と連結される。帯域変換部４１の各出力端はＡ／Ｄ変換部４２の 各入力端と連結される。Ａ／Ｄ変換部４２は、第１クロック発生器４３がらサン プリング周波数ｆ、のクロックを供給されて、入力された信号をデジタル信号に 変換し、そのデジタル信号はメモリ部４４に貯蔵される。Ａ／Ｄ変換部４２と第 １クロック発生器４３とは、特定の焦点に関連する複数の超音波信号間の遅延時 間の差を補正する遅延時間差除去部を含む。メモリ部４４は、同時に４６．４７ から構成される。第１包絡線検出器４８は、第１及び第２加算器４６．４７の出 力端に連結され、集束された信号の包絡線を検出するよう構成される。

図５は図４のシステムの位相変換器及びＡ／Ｄ変換器の１つを示す。

図５のシステムは、帯域幅サンプリング方式の１つである解析的信号サンプリン グ方式を実現したものである。解析的信号サンプリング方式では、ヒルベルト変 換（Ｈｉｌｂｅｒｔ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍ　）とサンプリング周波数が信号の帯 域幅以上である’Ａ／Ｄ変換とを用いることにより、所望の包絡線を容易に得ら れる１図５のシステムを説明する前に、解析的信号サンプリング方式を説明する 。

人力信号Ｕ　（ｔ）のヒルベルト変換された信号をＶ　（ｔ）とすれば、解析的 信号Ｘｉ　（ｔ）は次の式（１）のように、この２つの信号の複素和（ｃｏａ＋ ｐｌｅｘａｄｄｉｎｇ）で表わされる。

Ｘ、（ｔ）＝Ｕ　（ｔ）＋ｊＶ　（ｔ）　−（１）一般に、ヒルベルト変換され る信号のフーリエ変換は、次のような特性を有する。

Ｆ　［Ｖ　（ｔ）　］　−−ｊＦ　［ｕ　（ｔ）　］　、ｔ’＞。

ｊ　Ｆ　［ｕ　（ｔ）　］　、　ｆ＜Ｏ−（２）式（２）のようなヒルベルト変 換のフーリエ変換特性のため、式（１）の解析的信号ＸＡ　（ｔ）のフーリエ変 換は次のとおりになる。

Ｆ　［ＵＡ　（ｔ）　］　＝　２Ｆ　［Ｕ　（ｔ）　］　、　ｆ＞００　、　ｆ ＜Ｏ・・・（３） 式（３）から分かるように、解析的信号Ｘａ　（ｔ）はフーリエ変換により負（ −）の周波数項が取り除かれる。従って、サンプリング周波数ｆ１を受信信号の 帯域幅ＢＷ以上に保つと（式４参照）、アリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）は生 じない。

ｆ、≧ＢＷ　・・・（４） 一般に、信号Ｕ　（ｔ）はＵ　（ｔ）　ＸＡ　（ｔ）　ｃｏｓ　［（Ｌｌ。七十 甲（ｔ）］と表現できるので、周波数ψ。は、 Ｙ　（ｔ）−Ｘａ　（ｔ）ｅｘｐ　（−ｊωａ　ｔ）＝ｐ　（ｔ）＋ｊｑ　（ｔ ）　・・・（５）のように定義でき、式（５）からＵ　（ｔ）とｖ（ｔ）とは次 のように書（ことができる。

Ｕ　（ｔ）＝Ｒｅ　［Ｘ、（ｔ）］ ＝Ｒｅ　［Ｙ　（ｔ）ｅｘｐ　（ｊωｏ　ｔ）］＝ｐ　（ｔ）　Ｃ０８（＋Ｊｏ 　ｔ−ｑ　（ｔ）　ｓ　ｉｎωｏ　ｔ＝Ａ＋　（ｔ）ＣＯ５（Ｌｌｏ　ｔ−Ａｑ 　（ｔ）ｓｉｎωｅ　ｔ　−（６）Ｖ　（ｔ）＝Ｉｍ　［ＸＡ　（ｔ）］ ＝Ｉｍ　［Ｙ　（ｔ）ｅｘｐ　（ｊωａｔ）１＝ｑ　（ｔ）ＣＯ８ωｏ　ｔ＋ｐ 　（ｔ）ｓｉｎωｏ　ｔ＝Ａａ　（ｔ）ＣＯ５（ＩＪ６　ｔ＋Ａ＋　（ｔ）ｓｉ ｎωｏ　ｔ　・＝　（７）上記の式において、ＡＩ　（ｔ）とＡａ　（ｔ）とは 、それぞれＵ　（ｔ）の同位相差項と９０°位相差項とである。従って、ｋ番目 のサンプリングにおける包絡線の値は次のように得られる。

Ａ　（ｋＴ、）＝　［０”　（ｋＴ、）＋Ｖ”　（ｋＴｇ　）］　””　・・・ （８）上記の式において、Ｔ、はサンプリング間隔を示し、Ｔ、の逆数すなわち サンプリング周波数は帯域幅以上のみに保てば良い。式（８）から、解析的信号 サンプリング方式から包絡線検波が可能なことが確かめられる。

再び図５に戻って、１つの変換素子からの出力信号Ｕ　（ｔ）が位相変換器４１ Ａに入力される場合を説明する。

位相変換器４１Ａに含まれたヒルベルト変換器５１は、入力信号Ｕ　（ｔ）をヒ ルベルト変換させ信号Ｖ　（ｔ）を発生する０位相変換器４１Ａから出力される 信号ｕ　（ｔ）とＶ　（ｔ）とは、それぞれ第１Ａ／Ｄ変換器５２及び第２Ａ／ Ｄ変換器５３に入力される。Ａ／Ｄ変換器５２．５３では、上記の式（４）を満 たすサンプリング周波数で入力信号をサンプリングさせる。従って、第１　Ａ／ Ｄ変換器５２及び第２Ａ／Ｄ変換器５３の出力信号は、上記の式（６）及び（７ ）で示されるそれぞれの信号Ｕ　（ｋＴ、）及びＶ　（ｋＴ、）となる、この信 号のｋＴ、はに番目のサンプリングを意味する。

図４のシステムは、以上のような解析的信号サンプリング方式を超音波信号の集 束に対して適用したものである０図４を参照すれば、アレイ型変換器４０は対象 物から反射されてきた複数の超音波信号を電気的信号に変換させる。この際、ア レイ型変換器４０の“ｊ”番目の変換素子に戻って（る超音波信号は、変換素子 の位置により相異なる遅延時間が要求される。従って、上記式（６）により表示 される信号Ｕ　（ｔ）は遅延時間が含まれた下記式（９）で示される。

ＵＪ　（ｔ−τＪ） ＝ＡＪ＋（ｔ−τ４）ｃｏｓ　ωａ（ｔ−ｚｙ）　ＡＪＱ（ｔ−ｚ７）ｓｉｎ　 ωｏ（ｔ−Ｚａ）　＋＋　（９）式（９）において、“τ、”は“ｊ”番目の変 換素子に入力される信号に対応する遅延時間を意味する１式（９）で表わされる ＵＪ　（を−τＪ）は、帯域変換部４１により９０°位相差を与えた信号すなわ ちヒルベルト変換された信号ＶＪ　（ｔ　１：Ｊ）となる。信号Ｖ、（を−τ、 ）は、上記式（７）から下記式（１０）のように表わされる。

Ｖ、（ｔ−で、） ：ＡＪＱ（ｔ−テ、）ｃｏｓ　ωｏ（ｔ−ｚｒ）　ＡＪＩｆ　ｔ−テ４）ｓｉｎ 　ωｏ（ｔ−ｉ：Ｊ）　−（ｌ　Ｏ）式（９）及び（１０）で表わされる信号Ｕ Ｊ　（を−τＪ）及びＶ、（ｔ−τ、）は、既存のアナログ遅延器を用いた集束 方式に適用する場合、次のようになる。

ｕｉ（ｔ（て、　＋ａＪｋ）） ＝ＡＪＩ　（ｔ−（τＪ　＋　ｄＪｉ＋））ｃ　ｏ　ｓω。（七−（τ、　＋ｄ Ｊｋ））ＡＪＱ　（ｔ　−（？：Ｊ　＋ｄＪ、、、））Ｓ　ｉ　ｎω。（ｔ　（ ’ｃａ　＋　ｄｔｋ））　−（１１）ｖｔ（ｔ−（て、　＋ａ、ｌｌ ：ＡＪＱ　（ｔ−（ｔ、＋ｄＪｋ））Ｃｏｓω。（ｔ−（τ１＋ｄＪｋ））＋Ａ Ｊｌ　（ｔ　（ｒｙ　＋ｃｔＪｉ、））ｓ　ｉ　ｎｃ＋Ｊ。　（ｔ　−（ｙ、＋ 　ｄＪ−１）　−（１２）上記の式（１１）及び（１２）において、“ｄ、に″ は“ｊ”番目の変換素子に対応する信号を“ｋ”番目の焦点に集束させるための 遅延時間を意味する。

従って、“ｄＪｋ”は°゛τ４　＋ｄＪｍ″項が全変換素子に対して一定になる よう定められるべきである。Ａ／Ｄ変換部４２により得られる“ｋ”番目のサン プリングデータは、次の式（１３）と（１４）に示される。

Ｕ　Ｊ　ｋ＝　Ｕ　Ｊ　（ｋ　Ｔ　−（て、＋ｃ＋、））＝ＵＪ　（を−て、） δ　（ｔ−（ｋ”ｒ、−ａｉｉ＋）ｌ　・・・（１３）Ｌ、＝Ｌ　（ｋＴ、−（ τ、＋ｄＪｋ））＝Ｖ、（ｔ−て、）δ　（ｔ−（ｋＴ、−ｄＪｋ））　・・・ （１４）上記の式において、“ＵＪｉ＋”及び”Ｖ　７　ｍ”は“ｋ”番目のサ ンプリングデータであり、“Ｔ８”はサンプリング周期であり、δ（１）はディ ラック−デルタ（Ｄｉｒａｃ−ｄｅｌｔａ　）関数である。この際、Ｔ、”の逆 数すなわちサンプリング周波数は、信号の帯域幅以上を保たれるべきである。こ こで、”δ（ｔ−（ｋＴ、−ｄＪ、））”は、超音波信号のデジタル集束方式に 必要な可変的なサンプリングクロックとして設計される。第１クロック発生器４ ３は、焦点により変わる遅延時間に適切な可変的なサンプリングクロックを発生 する。その結果、第１クロック発生器４３は、各変換素子で受信される信号が有 する遅延時間の差を補償するために、相異なるサンプリング時間を各変換素子に 対応するＡ／Ｄ変換器対に供給する。Ａ／Ｄ変換部４２によりサンプリングされ た信号ＵＪｋ及び■０は、メモリ部４４に供給される。メモリ部４４は、特定焦 点に対する最初のデータがメモリに入力されれば、その焦点に対する最大遅延時 間が経過するまで入力されるデータを貯蔵する。そして、最大遅延時間が経過す れば、メモリ部４４に貯蔵していたデータを順次加算部４５に出力する。加算部 ４５は入力データを積算して出力する。加算部４５の第１加算器４６及び第２加 算器４７によるに番目の焦点で集束された信号ｔＪ、及びｖｋは、次の式（１５ ）及び（１６）に示される。

Ｕ、＝ΣＵＪｌｌ ”Ｃ０５ＣＬｌ。（ｋＴｉ　（ｉニア　＋ｄＪＪ）ＸＡ　Ｊ　Ｉ　（ｋ　Ｔ　＊ 　（ｔ：　Ｊ　＋　ｄ　Ｊ　ｂ　）　）−ｓｉｎω。（ｋＴ　ｍ　−（ｖ　７　 ＋　ａ　ｒ　ｋ）　）ΣＡＪＱ　（ｋＴｓ　（Ｔｌ　＋ｄ７ｋ））＝ＣＯ５ωｏ 　（ｋｐｍ　−（１：Ｊ　＋ｄＪＪ）ΣＡＪＱ　（ｋＴｇ　−（ｒ７　＋ｄＪｋ ））＋ｓ　ｉ　ｎ（Ｊｏ　（ｋＴｓ　（Ｚａ　＋（Ｌｋ））ΣＡＪＩ　（ｋＴｇ 　−（ｔａ　＋ｄＪｂ））・・・（１６） 上記の式において、“Ｕｋ”は第１加算器４６で加えられた“ｋ”番目の焦点の 集束信号であり、“■８”は第２加算器４７で加えられた“ｋ”番目の焦点の集 束信号である。

第１包絡線検出器４８は、加算部４５で加えられた信号を次の式（１７）により 計算して、包絡線データＡ、を発生する。

ＡＫ　＝　（Ｕｍ”＋Ｖｉ、”）　””＝［ΣＡ、ｌ　（ｋＴ、−（て、−ａ、 ））”＋ΣＡ、、（ｋＴ、−（て　＋ｄＪＫ））”　］　Ｉ／ｌ　・・・（１７ ）包絡線データは信号の振幅を意味するので、上記式（１７）はに番目の焦点に 対する包絡綿データとなる。

図６は本発明によるデジタル信号を集束する超音波画像システムの他の一実施例 を示す。

図６のシステムは、図４の場合と同様、ｎ個の変換素子から構成されたアレイ型 変換器（図示せず）を通じて受信される超音波信号の集束システムに係る。

図６のシステムでは、いずれか１つの変換素子を通じて入力される超音波信号の 集束のみを示す、これは、電気的信号に変換されたｎ個の超音波信号のそれぞれ に集束のために同一な過程が適用されるからである。

図６のシステムは、積算器６１．６２と低域通過フィルタ６３．６４からなる周 波数帯域変換部を備える。そして、第１及び第２Ａ／Ｄ変換器６５．６６と、第 ２クロック発生器６７とは遅延時間差除去部を含む。“ｊ”番目の変換素子の出 力信号Ｕ、は、第１積算器６１及び第２積算器６２に印加される。各積算器６１ ．６２は、第１基準信号または第２基準信号ＲＥＦＩ、ＲＥＦ２と変換素子の出 力とを積算して、その値を第１または第２低域通過フィルタ６３．６４に印加す る。第１及び第２低域通過フィルタ６３．６４の出力端は、それぞれ第１及び第 ２Ａ／Ｄ変換器６５．６６の入力端に連結される。第１及び第２　Ａ／Ｄ変換器 ６５．６６は、第２クロック発生器６７がら印加されるサンプリング周波数ｆ１ により入力信号をデジタル信号に変換させ、変換された信号を第１及び第２メモ リ６８．６９に出力する。第１及び第２メモリ６８．６９はＡ／Ｄ変換器からの 出力を貯蔵し、貯蔵されたデータを出力する。位相補正部７ｏは、第１及び第２ メモリ６８．６９から出力される信号を第３基準信号ＲＥＦ３または第４基準信 号ＲＥＦ４と積算する第３乃至第６積算器７１０〜７１６と、第３積算器７１０ の出力から第５積算器７１４の出力を減算する減算器７１８、及び第４及び第６ 積算器７１２，７１６の出力を加算する第３加算器７２０とからなる０位相補正 部７０の出力は第４及び第５加算器７１．７２に印加される。第４及び第５加算 器７１．７２は、所定個数の変換素子（図示せず）に対応する全ての位相補正部 の出力信号を合算し、合算された値を第２包絡線検出器７３に供給するよう構成 される。

かかる図６の実施例は、帯域幅サンプリング方式中の１つである直角位相サンプ リング方式を用いて超音波信号を集束するシステムに係り、その動作を具体的に 説明する。

直角位相サンプリング方式は、所定個数の積算器と低域フィルタとを用いて０対 象物から反射されて（る超音波反射信号を、ＲＦ帯域からベースバンドに移動さ せた後、サンプリングする方式である。従って、サンプリング周波数を超音波反 射信号の帯域幅以上にのみ保てば、超音波反射信号の包絡線を容易に得られる長 所を有する。変換素子に受信される超音波信号Ｕ　（ｔ）は、次の式（１８）の ように示される。

Ｕ　（ｔ）＝Ａ　（ｔ）ｃｏｓ　（ω。ｔ＋θ（ｔ））＝Ａ＋　（ｔ）ＣＯ５（ ｉＪｏ　ｔ−Ａａ　（ｔ）ｓｉｎωｏ　ｔ・・・（１８） 式（１８）において、ＡＩ　（ｔ）はＩＪ　（ｔ）の同位相差項であり、ＡＱ　 （ｔ）はＸ　（ｔ）の９０°位相差項である。従って、アレイ型変換器の５番目 の変換素子に反射されて戻ってくる超音波信号ＵＪ　（ｔ）は、式（１８）から 次のように＝Ａ　（ｔ−１：ｕ　）　ｃｏｓ　（ω。（ｔｉ：ａ）＋θ（ｔ　１ ：Ｊ））＝Ａ、＋（ｔ−Ｚ：Ｊ）ＣＯ８ωａ（ｔ−ｔｒ）−ＡＪａ　（ｔ−Ｚ： 、）ｓ　ｔ　ｎωｏ（ｔ−ｔ、）・・・（１９） ここで、“τ、”はアレイ型変換器の中央に存する変換素子に対する“ｊ”番目 の変換素子の遅延時間を意味する。このような超音波反射信号ＵＪは、第１積算 器６１に印加される第１基準信号ＲＥＦ１である“ｃｏｓωｒｔ”と積算され、 同時に第２積算器６２に印加される第２基準信号ＲＥＦ２である“５ｉｎｃｌＪ 、ｔ”と積算される。ここで、ω１は第１及び第２積算器６１．６２で使われる 基準周波数である。第１及び第２積算器６１．６２で各基準信号と積算された信 号は、次の段の第１及び第２低域通過フィルタ６３．６４で高周波成分が取り除 かれ、次の式（２０）及び（２１）に示される信号となる。

Ｉ　ＩＪ　＝ＵＪ　（ｔ’ＩＩ：＋　）　Ｃ０５（ｄｒ　ｔ　ＩＬＰＦ＝１／２ 　（ＡＪＩ　（ｔ　１：Ｊ　）　）　ｃｏｓ　［（ωｏ　−（Ｊｙ　）　ｔ−ω ｅ　ｔＪ　］−１／２　（Ａ＝ｏ　（ｔ−ＩＪ　））　ｓｉｎ　［（ＣＬＩＯ− ｍｒ　）　ｔ−（１）１１　ｖｔ　］・・・（２０） ＱＩＪ　＝ＸＪ　（ｔ−τ、）ｓｉｎω、ｔｌｔｐｒ＝１／２　（ＡＪＩ　（ｔ −τｌ　）　）　ｓｉｎ　［（（Ｌｌ？＋−ωｔ）　ｔ−ωｏ　１：Ｊ　］−１ ／２　（Ａｇｏ　（ｔ　−τｌ　））　ｃｏｓ　［（ωｏ　−ωｒ　）　ｔ−ω 。１：Ｊ　］・・・（２１） 上記の式において、高周波成分である周波数の加算器“（ω。＋ωｒ）ｔ”が取 り除かれることがわかる。結局、積算器６１．６２と低域通過フィルタ６３゜６ ４とを通過した信号は、ＲＦ帯域からベースバンドに帯域移動される。

式（２０）及び（２１）に示される２つの信号（Ｉ　ＩＪ　、　ＱＩＪ　）は、 第１及び第２Ａ／Ｄ変換器６５．６６にそれぞれ印加される。第１及び第２Ａ／ Ｄ変換器６５．６６は第２クロック発生器６７から供給されるサンプリング周波 数ｆ、により、入力信号をサンプリングする。第２クロック発生器６７は、反射 されて変換素子に戻ってくる超音波信号の帯域幅より高いサンプリング周波数ｆ 、のサンプリングクロックを発生する。そして、第２クロック発生器６７は、前 述した図４の第１クロック発生器４３のように、各変換素子に供給される信号が 有する遅延時間の差を補償するために異なるサンプリング時間を各変換素子に対 応するＡ／Ｄ変換器対に互いに供給する。従って、各変換素子に対応するＡ／Ｄ 変換器対はアレイ型変換器に受信される信号間に発生する遅延時間の差が補償さ れたデジタル信号を出力する。第１及び第２Ａ／Ｄ変換器６５．６６は、サンプ リングを通じて得られるデジタル信号を第１及び第２メモリ６８．６９に出力す る。５番目の変換素子に対応するメモリ６８．６９のみならず他の全ての変換素 子に対応するメモリ（図示せず）は、特定の焦点に対する最初のデータがメモリ に入力されれば、その焦点に対する最大遅延時間が経過する前に入力されるデー タを貯蔵する。そして、最大遅延時間が経過すれば、メモリは貯蔵していたデー タを同時に順次積算部４５に出力する。第１メモリ６８から第３及び第４積算器 ７１０，７１２に印加される信号工２Ｊｋ及び第２メモリ６９から第５及び第６ 積算器７１４，７１６に印加される信号Ｑ２．．は、次のとおりである。

１２、。

＝１／２　［ＡＪｌ　（ｋＴ、−（１：Ｊ　−ｍＪｋＴａ　））　］・ＣＯＳ　 ［（Ｃ＋Ｊｏ　ＣＬＩＩ　）　ｋＴｓ　−（ＬＩＯ（ＴＪ　−ｍＪｋＴａ　）　 −ωｒ　ｍＪｋＴｊｌｌ　／　２　［ＡＪＱ　（ｋ　Ｔ−−（τ７−ｒｎ、、、 Ｔ、　）　）　］・ｓｉｎ［（ω０−ω、）ｋＴ、−ω０　（ＩＪ　−ｒｎ、＋ Ｔ＊　）−ωｒ　ｍ　Ｊ　ｍ　Ｔ　ｍ　）　］・・・（２２） ２Ｊｋ ＝＝−１／２　［ＡＪｌ　（ｋＴｇ　−（ｔ、−ｍＪｋＴｌ　））　］・ｓｉｎ ［（ω。−ωｒ　）　ｋＴｇ−ＱＩＪ。（’ＣＪ　−ｍＪｋＴｍ　）　（ａ）ｒ 　ｍｕ＋Ｔｓ）］ｔ、、’　２　［ＡＪＯ（ｋＴｇ　（ＺＪ　−ｍｕ＋Ｔｍ　） 　）　］・ＣＯＳ　［（ＣＬＩＱ　Ｃ＋Ｊｒ　）　ｋＴｇ　−ωｏ　（１：Ｊ　 −ｍＪｋＴａ　）−ωｒｍｎ＋Ｔ−）］・・・（２３） ここで、“ｋ”は“ｋ”番目サンプリング位置を示し、“Ｔ、″はサンプリング 周期を示し、“ｍ　Ｊｍ”は“ｊ”番目の変換素子と遅延時間が最も短い中央変 換素子との遅延時間の差を示す。従って、“ｍ　７　＊　Ｔ　ｓτ　ｍとなるよ う“ｍＪｋ”を選択すべきである。”ｋ”番目の焦点の包絡線データを得るため に全ての変換素子に対する信号工、またはＱ、を加えれば、包絡線データは遅延 時間の差が補償される。しかし、位相項に含まれる“ωｙｍＪｉ＋Ｔｓ”が全て の変換素子毎に相異する“ｍ　Ｊ　ｋ　”を有するので、位相差によるエラーが 生ずる。これを解決するため、本発明ではメモリと加算器との間に位相エラーを 補償する位相補償部７０を構成しである。まず、式（２２）及び（２３）を簡単 に示すために、次のような式を定義する。

ＢＪＩ　（ｋ）＝１／２　［ＡＪｌ　（ｋＴ、−（てａ−ｍＪｗＴ、））　］　 ”’　（２４）Ｂ、ｏ　（ｋ）”１／２　［Ａ、ｏ　（ｋＴ、−（１：Ｊ−ｍ、 、Ｔ、））　］　”’　（２５）θ＝　（（ＩＪＩＩ　−１ａｉｒ　）　ｋＴ、 −（＆ｌＯ（’ＣＪ　−ｍＪｍＴｓ　）　”’　（２６）ψｊｌｌ＝−ωｙ　ｍ ｊｍＴａ　’・−（２７）式（２２）及び（２３）は、式（２４）ないし式（２ ７）を用いれば次のように示せる。

ｌ２Ｊｋ＝ＢＪ１（ｋ）ｃｏｓ（θ＋ψＪｋ）ＢＪＩＩ　（ｋ）　Ｓ　ｉ　ｎ　 （θ＋ψＪｌｌ）・・・（２８） Ｑ２ＪＩｌニーＢＪＩ　（ｋ）　ｓ　ｉ　ｎ　（θ＋ψＪｌｌ）　−ＢＪＯ（ｋ ）　ｃｏｓ　（θ＋ψＪｌｌ）・・・（２９） 位相補正に用いられる“ψ、＝−ωｒ　ｍ４ｋＴｍ”は“ω、”と“Ｔ、”とが 予めわかっている値であり、“ｍ、Ｈ”は焦点により変わる値であるが予めわか っている値なので、“ψ、”は予めわかっている値“ωｒ　、　Ｔｍ　＋　ｍＪ ＊”により計算できる。従って、第３ないし第６積算器７１０〜７１６に印加さ れる第３及び第４基準信号ＲＥＦ３．ＲＥＦ４に付加される“ψ、”値を調節す れば、位相補正できる。第３積算器７１０は、第１メモリ６８から印加される信 号工２Ｊｋと第３基準信号ＲＥＦ３である“ｃｏｓψ１”を積算して、減算器７ １８に出力する。第４積算器７１２は第１メモリ６８から印加される信号Ｉ２Ｊ Ｍと第４基準信号ＲＥＦ４である“ｓｉｎψ、”を積算して、第３加算器７２０ に出力する。また、第５積算器７１４は、第２メモリ６９から印加される信号Ｑ ２Ｊ、と第４基準信号ＲＥＦ４である“ｓｉｎψ１”を積算して、減算器７１８ に出力する。第６積算器７１６は、第２メモリ６９から印加される信号Ｑ２＋に と第３基準信号ＲＥＦ３である“ＣＯＳψ、”を積算して、第３加算器７２０に 出力する。減算器７１８は、第３積算器７１０の出力信号から第５積算７１４の 出力信号を減算して、第４加算器７１に出力する。第３加算器７２０は、第４積 算器７１２の出力信号と第６積算器７１６の出力信号とを加算して、第５加算器 ７２に出力する。この際、減算器７１８及び第３加算器７２０の出力信号工。Ｉ 　ＱＪｋは、第３ないし第６積算器７１０〜７１６と減算器７１８及び第３加算 器７２０の演算により、前述した位相エラーψ□が取り除かれ次の式のように示 される。

ＩＩｍ＝Ｉ２ＪｍＣＯＳψｔｍ−Ｑ２ｇ＋Ｓ　ｉ　ｎψ。

＝ＢＪＩ　（ｋ）ｃｏｓθ−Ｂ７ｏ　（ｋ）　ｓ　ｉ　ｎθ　・　（３０）Ｑｕ ＋＝　Ｉ　２ｊｂＳ　ｉ　ｎψｔｂ　Ｑ２４ｂＣｏｓψＪｋ”　ＢＪＩ　（ｋ） ｓｉｎθ−ＢＪａ　（ｋ）ＣＯＳθ　・　（３１）以上のように、位相補正部７ ０かも位相エラーの除去された信号が、第４及び第５加算器７１．７２で他の変 換素子に対応する位相補正部（図示せず）のそれぞれの出力信号と加えられて、 次の式にように集束される。

１、＝ｐＩ、、　−（３２） Ｑ、　＝、）：Ｑ、、　・・・（３３）式（３２）及び（３３）のように集束さ れた同位相差及び９０′″位相差の２つの成分を入力される第２包絡線検出部７ ３は、次の式（３４）により包絡線“Ａ　（ｋＴ、）”を検出する。

Ａ　（ｋＴｓ　）−（１，’＋ｑｉ、”）””　・・・（３４）図４及び図６の システムは、超音波信号の集束方式のうち前述したＰＳＤＦ方式のみならず合成 集束法（Ｓｙｎｔｈｅｔｉｃ　ｆｏｃｕｓｉｎｇ）にもそのまま適用できる。

以上述べたように、本発明による超音波信号のデジタル集束方法及びそのシステ ムは、デジタル方式で超音波信号を集束しながらデジタル処理の問題点であった 高いサンプリング周波数と包絡線検波の困難さを、帯域幅サンプリング方式の内 の解析的信号サンプリング方式及び直角位相サンプリング方式を用いて解決する ことにより、集束システムの複雑性を減少させて、動的集束の遂行もでき、包絡 線検波を容易にさせる。

産業上の利用可能性 本発明の超音波画像システムは、医療診断用、非破壊検査及び水中探索等に使う ことができる。本発明は、線形の１位相同期の、凸状の、凹状の及び環状のアレ イを含むどんなタイプのアレイ型変換器を用いた画像システムにも適用できる。

また、本発明は、超音波画像システムばかりでなくビームの形成を目的とするア レイ型変換器を使用したレーダシステムにも適用できる。更に、本発明は、Ｂ、 Ｃ及びＭモード画像を含む分析信号が流体計測、異常位相補正１組織特性抽出等 の為に効果的に使用できるどんな画像モデルにも適用できる。

ＦＩＧ、１（従来技術　） ＦＩＧ、２　（従来技術　） ＦＩＧ、３　（従来技術　） ＦＩＧ、５

Claims (17)

【特許請求の範囲】
1. １．対象物から反射される超音波信号を受信集束方式により少なくとも１つの焦 点に集束する超音波画像システムにおいて、前記焦点に関連する前記超音波信号 をそれぞれ受信して、前記超音波信号に対応するアナログ信号を発生する複数の 変換素子と、前記変換素子の各々に連結され、入力される前記アナログ信号の周 波数帯域をそれぞれ変換させる複数の帯域変換手段と、前記帯域変換手段に連結 され、前記帯域変換された信号の間に存する焦点の位置により生じる遅延時間の 差を取り除き、アナログ／デジタル変換させる多数の遅延時間差除去手段と、 前記遅延時間差除去手段の各々に連結され、前記遅延時間差除去手段から出力さ れる前記デジタル信号を貯蔵する複数のメモリと、前記メモリからの出力信号を 加算する加算手段と、前記加算手段の出力信号から包絡線データを検出する包絡 線検出手段とを備えることを特徴とする超音波画像システム。
2. ２．前記帯域変換手段の各々は、ヒルベルト変換器を備え、前記変換素子から発 生されるアナログ信号からヒルベルト変換されない第１信号とヒルベルト変換さ れた第２信号とを発生することを特徴とする請求項１に記載の超音波画像システ ム。
3. ３．前記遅延差除去手段の各々は、前記第１信号及び第２信号が有する帯域幅以 上の周波数を有するサンプリングクロックを発生する第１クロック発生手段と、 前記サンプリングクロックにより前記第１及び第２信号をデジタル変換する第１ 及び第２Ａ／Ｄ変換手段とを備えることを特徴とする訴求項２に記載の超音波画 像システム。
4. ４．前記第１クロック発生手段は前記第１及び第２Ａ／Ｄ変換手段に供給される サンプリングクロックを用いて前記遅延時間の間の差を除去することを特徴とす る請求項３に記載の超音波画像システム。
5. ５．前記メモリの各々は、前記焦点に関連する前記第１及び第２Ａ／Ｄ変換手段 のデジタル信号を同時に出力することを特徴とする請求項４に記載の超音波画像 システム。
6. ６．前記メモリの各々は、前記Ａ／Ｄ変換手段の出力信号を受信するＦＩＦＯメ モリを備えることを特徴とする請求項５に記載の超音波画像システム。
7. ７．前記加算手段は、前記それぞれのメモリからの出力信号の内の前記第１Ａ／ Ｄ変換手段により発生される第１デジタル信号を加算する第１加算器と、前記第 ２Ａ／Ｄ変換手段により発生される第２デジタル信号を加算する第２加算器とを 備えることを特徴とする請求項５に記載の超音波画像システム。
8. ８．前記帯域変換部の各々は、前記変換素子のうちの対応する変換素子から出力 されるアナログ信号を受信して、周波数帯域が基底帯域に変換される同位相信号 を発生する第１周波数帯域変換器と、前記アナログ信号を受信して、周波数帯域 が前記基底帯域に変換される垂直位相信号を発生する第２周波数帯域変換器とを 備えることを特徴とする請求項１に記載の超音波画像システム。
9. ９．前記第１周波数帯域変換器は、前記同位相信号に含まれている高周波成分を 取り除くための第１低域通過フィルタをさらに備えることを特徴とする請求項８ に記載の超音波画像システム。
10. １０．前記第２周波数帯域変換器は、前記垂直位相信号に含まれている高周波成 分を取り除くための第２低域通過フィルタをさらに備えることを特徴とする請求 項８に記載の超音波画像システム。
11. １１．前記遅延時間差除去手段の各々は、前記同位相信号及び垂直位相信号の帯 域幅より高い周波数を有するサンプリングクロックを発生する第２クロック発生 手段と、前記サンプリングクロックにより前記同位相信号及び垂直位相信号をデ ジタル信号に変換する第３及び第４Ａ／Ｄ変換手段とを備えることを特徴とする 請求項８に記載の超音波画像システム。
12. １２．前記第２クロック発生手段は、前記第３及び第４Ａ／Ｄ変換手段に供給さ れるサンプリングクロックを用いて、前記遅延時間の間の差を取り除くことを特 徴とする請求項１１に記載の超音波画像システム。
13. １３．前記メモリの各々は、前記焦点に関連する前記第３及び第４Ａ／Ｄ変換手 段のデジタル出力信号を同時に出力することを特徴とする請求項１２に記載の超 音波画像システム。
14. １４．前記メモリのそれぞれの出力端に連結され、対応するメモリの出力信号の うちの前記第３Ａ／Ｄ変換手段により発生される第３デジタル信号と前記第４Ａ ／Ｄ変換手段により発生される第４デジタル信号とに含まれている位相エラーを 補償する複数の位相補正手段をさらに備えることを特徴とする請求項１３に記載 の超音波画像システム。
15. １５．前記加算手段は、前記第３Ａ／Ｄ変換手段から発生する第３デジタル信号 を加算する第３加算器と、前記第４Ａ／Ｄ変換手段から発生する第４デジタル信 号を加算する第４加算器とを備えることを特徴とする請求項１４に記載の超音波 画像システム。
16. １６．解析的信号が効果的に使用される超音波及びレーダシステムを含むアレイ 型変換器を有する画像システム。
17. １７．流体計測，異常位相補正，組織特性抽出等のための第１，第２及び第３モ ード画像を含むどんなタイプの画像をも得るために、解析的信号が効果的に使用 されるアレイ型変換器を有する画像システム。