JPH0754923B2 - ディジタル変調装置 - Google Patents
ディジタル変調装置Info
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- JPH0754923B2 JPH0754923B2 JP5020320A JP2032093A JPH0754923B2 JP H0754923 B2 JPH0754923 B2 JP H0754923B2 JP 5020320 A JP5020320 A JP 5020320A JP 2032093 A JP2032093 A JP 2032093A JP H0754923 B2 JPH0754923 B2 JP H0754923B2
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- Japan
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 16
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はディジタル通信に利用す
る。特に、信号誤り率改善技術に関する。
る。特に、信号誤り率改善技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】海上や沿岸区間で運用されるディジタル
マイクロ波無線通信システムでは、船舶レーダ等が発生
するレーダスプリアス干渉が存在する。無線信号にレー
ダスプリアス干渉（以後、レーダ干渉という）が重畳さ
れた場合に、その影響は復調信号ではバースト誤りとな
って現れる。つまりレーダ干渉のパルス継続時間は、デ
ィジタルマイクロ波通信方式に用いる１シンボル時間よ
りも長いため、１回のレーダ干渉により数シンボルから
数十シンボルの連続した無線信号が影響を受け、その結
果復調信号では連続したビット誤り（バースト誤り）と
なる。
マイクロ波無線通信システムでは、船舶レーダ等が発生
するレーダスプリアス干渉が存在する。無線信号にレー
ダスプリアス干渉（以後、レーダ干渉という）が重畳さ
れた場合に、その影響は復調信号ではバースト誤りとな
って現れる。つまりレーダ干渉のパルス継続時間は、デ
ィジタルマイクロ波通信方式に用いる１シンボル時間よ
りも長いため、１回のレーダ干渉により数シンボルから
数十シンボルの連続した無線信号が影響を受け、その結
果復調信号では連続したビット誤り（バースト誤り）と
なる。
【０００３】ところでディジタルマイクロ波無線通信方
式では、伝送路上での誤りを防ぐために誤り訂正方式を
用いている。誤り訂正方式ではフレーム単位で誤り訂正
を行い、１フレーム中の誤り訂正能力内の数ビット誤り
を訂正することができる。しかし、１フレーム中に集中
してビット誤りが発生するバースト誤りでは、訂正能力
を超える数のビット誤りが発生するため、その誤りを訂
正することができない。つまり、レーダ干渉に起因する
誤りは、誤り訂正方式のみでは除去することはできな
い。
式では、伝送路上での誤りを防ぐために誤り訂正方式を
用いている。誤り訂正方式ではフレーム単位で誤り訂正
を行い、１フレーム中の誤り訂正能力内の数ビット誤り
を訂正することができる。しかし、１フレーム中に集中
してビット誤りが発生するバースト誤りでは、訂正能力
を超える数のビット誤りが発生するため、その誤りを訂
正することができない。つまり、レーダ干渉に起因する
誤りは、誤り訂正方式のみでは除去することはできな
い。
【０００４】このレーダ干渉を除去するために、ビット
インターリーブ方式を用いる。ビットインタリーブ方式
とは送信側および受信側で特定の法則に従ってデータ列
の並べ換えおよび並べ戻しを行う方式である。図２およ
び図３を参照してインターリーブ変換手順を説明する。
図２は送信側のインターリーブ変換手順を示す図であ
る。図３は受信側のインターリーブ変換手順を示す図で
ある。
インターリーブ方式を用いる。ビットインタリーブ方式
とは送信側および受信側で特定の法則に従ってデータ列
の並べ換えおよび並べ戻しを行う方式である。図２およ
び図３を参照してインターリーブ変換手順を説明する。
図２は送信側のインターリーブ変換手順を示す図であ
る。図３は受信側のインターリーブ変換手順を示す図で
ある。
【０００５】図２に示すように、送信側ではＮビット
（Ｎは２以上の自然数）の入力信号列を１フレームとし
て、Ｍフレーム（Ｍは２以上の自然数）の信号列を記憶
素子に書込む。つぎに、各フレームの先頭ビットを１か
らＭまで順番に読出し、順次各フレームの第２ビットか
ら第Ｎビットを１からＭまで読出す。以上が送信側にお
けるインタリーブ変換であり、並べ換えを行う手順であ
る。
（Ｎは２以上の自然数）の入力信号列を１フレームとし
て、Ｍフレーム（Ｍは２以上の自然数）の信号列を記憶
素子に書込む。つぎに、各フレームの先頭ビットを１か
らＭまで順番に読出し、順次各フレームの第２ビットか
ら第Ｎビットを１からＭまで読出す。以上が送信側にお
けるインタリーブ変換であり、並べ換えを行う手順であ
る。
【０００６】図３に示すように、受信側では送信側とは
逆の並べ戻しを行う。記憶素子の各フレームの先頭ビッ
トに１からＭまで順番に書込み、順次第２ビットから第
Ｎビットを１からＭまで書込む。つぎに、各フレームを
順番に１からＮビットまで読出す。以上が受信側におけ
るインタリーブ変換であり、並べ戻しを行う手順であ
る。
逆の並べ戻しを行う。記憶素子の各フレームの先頭ビッ
トに１からＭまで順番に書込み、順次第２ビットから第
Ｎビットを１からＭまで書込む。つぎに、各フレームを
順番に１からＮビットまで読出す。以上が受信側におけ
るインタリーブ変換であり、並べ戻しを行う手順であ
る。
【０００７】この方式では、まず送信側で並べ換えを行
った後に情報伝送を行う。伝送路上で発生する１フレー
ムに集中するバースト誤りは、復調側で並べ戻しを行う
ことにより複数のフレームに分散することができる。
った後に情報伝送を行う。伝送路上で発生する１フレー
ムに集中するバースト誤りは、復調側で並べ戻しを行う
ことにより複数のフレームに分散することができる。
【０００８】次に、図４を参照してインタリーブ変換と
情報誤りの関係について説明する。図４はデータ列と情
報誤りの位置を示す図である。インターリーブ変換によ
り図４（ａ）に示す入力データは、図４（ｂ）のように
並べ換えられる。この変換信号が変調器に入力され、変
調を受けさらに送信器により送信される。この無線伝搬
区間中に複数ビットの連続誤りが発生したとする。この
信号は受信され復調されさらにインタリーブ逆変換を受
ける。この結果複数ビットの連続誤りは、図４（ｃ）に
示すように各フレームに分散した誤りとなる。分散の結
果誤りの個数が誤り訂正能力内となれば、インタリーブ
逆変換回路に続く誤り訂正回路により誤りを訂正するこ
とができる。
情報誤りの関係について説明する。図４はデータ列と情
報誤りの位置を示す図である。インターリーブ変換によ
り図４（ａ）に示す入力データは、図４（ｂ）のように
並べ換えられる。この変換信号が変調器に入力され、変
調を受けさらに送信器により送信される。この無線伝搬
区間中に複数ビットの連続誤りが発生したとする。この
信号は受信され復調されさらにインタリーブ逆変換を受
ける。この結果複数ビットの連続誤りは、図４（ｃ）に
示すように各フレームに分散した誤りとなる。分散の結
果誤りの個数が誤り訂正能力内となれば、インタリーブ
逆変換回路に続く誤り訂正回路により誤りを訂正するこ
とができる。
【０００９】このようにビットインタリーブ方式と誤り
訂正方式を併用すれば、レーダ干渉等に起因するバース
ト誤りを除去することが可能となる。これらビットイン
タリーブ方式については、１９９２年電子情報通信学会
秋季全国大会Ｂ−３２９“ビットインタリーブ機能付１
６ＱＡＭ変復調器”（黒上他）等に述べられている。
訂正方式を併用すれば、レーダ干渉等に起因するバース
ト誤りを除去することが可能となる。これらビットイン
タリーブ方式については、１９９２年電子情報通信学会
秋季全国大会Ｂ−３２９“ビットインタリーブ機能付１
６ＱＡＭ変復調器”（黒上他）等に述べられている。
【００１０】ところでディジタルマイクロ波無線回線で
は、伝送すべき情報信号（主信号）に回線状況等の保守
情報を伝送するデータ同期チャネル信号（以下、ＤＳＣ
信号という）が多重され伝送されている。ＤＳＣ信号の
多重化はフレーム中の第Ｉビット（Ｉは１以上、Ｎ以下
の自然数）に行うものとする。情報信号にＤＳＣ信号を
多重化しさらに誤り訂正符号化を行った信号がインタリ
ーブ変換器に入力される。
は、伝送すべき情報信号（主信号）に回線状況等の保守
情報を伝送するデータ同期チャネル信号（以下、ＤＳＣ
信号という）が多重され伝送されている。ＤＳＣ信号の
多重化はフレーム中の第Ｉビット（Ｉは１以上、Ｎ以下
の自然数）に行うものとする。情報信号にＤＳＣ信号を
多重化しさらに誤り訂正符号化を行った信号がインタリ
ーブ変換器に入力される。
【００１１】次に、図５を参照して従来例装置を説明す
る。図５は従来例装置のブロック構成図である。主デー
タ信号入力端子１に入力された主データ信号とＤＳＣ信
号入力端子２に入力されたＤＳＣ信号とを多重化器１１
で多重化する。この多重化信号を誤り訂正符号化器１２
で符号化し、その出力をインタリーブ変換器１３でイン
タリーブ変換を行い、最後にその出力を用いて変調器１
４で変調信号を作成する。この変調信号は出力端子３か
ら出力される。
る。図５は従来例装置のブロック構成図である。主デー
タ信号入力端子１に入力された主データ信号とＤＳＣ信
号入力端子２に入力されたＤＳＣ信号とを多重化器１１
で多重化する。この多重化信号を誤り訂正符号化器１２
で符号化し、その出力をインタリーブ変換器１３でイン
タリーブ変換を行い、最後にその出力を用いて変調器１
４で変調信号を作成する。この変調信号は出力端子３か
ら出力される。
【００１２】このように、主データ信号とＤＳＣ信号と
は多重化されて利用される。このＤＳＣ信号は、一般に
擬似雑音系列（ＰＮ系列）によりスクランブルをかけら
れて利用される。また、ＤＳＣ信号を利用しないシステ
ムでは、ＤＳＣ信号入力端子２を解放状態としている。
ＤＳＣ信号入力端子２が解放状態のときには、ＤＳＣ信
号として０または１に固定された連続系列が入力され
る。
は多重化されて利用される。このＤＳＣ信号は、一般に
擬似雑音系列（ＰＮ系列）によりスクランブルをかけら
れて利用される。また、ＤＳＣ信号を利用しないシステ
ムでは、ＤＳＣ信号入力端子２を解放状態としている。
ＤＳＣ信号入力端子２が解放状態のときには、ＤＳＣ信
号として０または１に固定された連続系列が入力され
る。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】ところで、変調器１４
に入力されるインタリーブ変換された信号は、各フレー
ム中の第１ビットがＭ個、第２ビットがＭ個、…、第Ｎ
ビットがＭ個の順番である。この中には、ＤＳＣ信号が
多重化されている第ＩビットがＭ個連続した部分も含ま
れている。
に入力されるインタリーブ変換された信号は、各フレー
ム中の第１ビットがＭ個、第２ビットがＭ個、…、第Ｎ
ビットがＭ個の順番である。この中には、ＤＳＣ信号が
多重化されている第ＩビットがＭ個連続した部分も含ま
れている。
【００１４】この部分は、ＤＳＣ信号が接続されていな
い場合にはＭ個の０または１の連続系列となる。このよ
うな連続系列はランダム性を有しないため、この系列に
より変調を行った変調信号のスペクトラムに異常が発生
する。すなわち、変調を行う搬送波の抑圧効果が薄れ、
変調スペクトラムに本来発生してはいけない搬送波成分
が現れる。
い場合にはＭ個の０または１の連続系列となる。このよ
うな連続系列はランダム性を有しないため、この系列に
より変調を行った変調信号のスペクトラムに異常が発生
する。すなわち、変調を行う搬送波の抑圧効果が薄れ、
変調スペクトラムに本来発生してはいけない搬送波成分
が現れる。
【００１５】図６を参照して搬送波の抑圧が充分に行わ
れていない変調スペクトラムを説明する。図６は変調ス
ペクトラムを示す図である。ｆ0 は搬送波中心周波数を
示す。図６（ａ）は正常な変調スペクトラムを示し、図
６（ｂ）はＤＳＣ信号入力端子２にＤＳＣ信号が接続さ
れておらず、連続系列の影響を受けた変調スペクトラム
である。搬送波成分の抑圧が充分に行われていないこと
がわかる。
れていない変調スペクトラムを説明する。図６は変調ス
ペクトラムを示す図である。ｆ0 は搬送波中心周波数を
示す。図６（ａ）は正常な変調スペクトラムを示し、図
６（ｂ）はＤＳＣ信号入力端子２にＤＳＣ信号が接続さ
れておらず、連続系列の影響を受けた変調スペクトラム
である。搬送波成分の抑圧が充分に行われていないこと
がわかる。
【００１６】本発明は、このような背景に行われたもの
であり変調信号に規定長を超える連続系列が入力される
ことなく、連続系列に起因する変調スペクトラムへの影
響をなくすることができるディジタル変調装置を提供す
ることを目的とする。
であり変調信号に規定長を超える連続系列が入力される
ことなく、連続系列に起因する変調スペクトラムへの影
響をなくすることができるディジタル変調装置を提供す
ることを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】本発明は、ディジタル信
号が入力される主データ信号入力端子と、ＤＳＣ信号が
入力されるＤＳＣ信号入力端子と、前記主データ信号と
このＤＳＣ信号とを多重化する多重化器と、この多重化
器の出力を誤り訂正符号化する誤り訂正符号化器と、こ
の誤り訂正符号化器の出力をインタリーブ変換するイン
タリーブ変換器と、このインタリーブ変換器の出力を変
調する変調器とを備えたディジタル変調装置である。
号が入力される主データ信号入力端子と、ＤＳＣ信号が
入力されるＤＳＣ信号入力端子と、前記主データ信号と
このＤＳＣ信号とを多重化する多重化器と、この多重化
器の出力を誤り訂正符号化する誤り訂正符号化器と、こ
の誤り訂正符号化器の出力をインタリーブ変換するイン
タリーブ変換器と、このインタリーブ変換器の出力を変
調する変調器とを備えたディジタル変調装置である。
【００１８】ここで、本発明の特徴とするところは、前
記ＤＳＣ信号入力端子と前記多重化器との間に第一の選
択入力を前記ＤＳＣ信号とするセレクタが介挿され、こ
のセレクタの第二の選択入力に接続される擬似雑音系列
発生器と、前記ＤＳＣ信号の信号断状態を検出する手段
とが設けられ、前記セレクタは、この検出する手段の検
出出力が前記ＤＳＣ信号の断状態であるとき前記第二の
選択入力を選択する手段を含むところにある。
記ＤＳＣ信号入力端子と前記多重化器との間に第一の選
択入力を前記ＤＳＣ信号とするセレクタが介挿され、こ
のセレクタの第二の選択入力に接続される擬似雑音系列
発生器と、前記ＤＳＣ信号の信号断状態を検出する手段
とが設けられ、前記セレクタは、この検出する手段の検
出出力が前記ＤＳＣ信号の断状態であるとき前記第二の
選択入力を選択する手段を含むところにある。
【００１９】前記擬似雑音系列発生器は、ＰＮ系列発生
手段を含むことが望ましい。
手段を含むことが望ましい。
【００２０】
【作用】主データ信号とＤＳＣ信号とを多重化する多重
化器に連続系列が入力されることがないように、ＤＳＣ
信号が断となっているときは、ＤＳＣ信号が断となった
ことを検出する手段によりセレクタがＤＳＣ信号とＰＮ
系列とを切替選択し、多重化器にはＤＳＣ信号の代わり
にＰＮ系列が入力される。ＰＮ系列は擬似雑音系列発生
器から発生される。
化器に連続系列が入力されることがないように、ＤＳＣ
信号が断となっているときは、ＤＳＣ信号が断となった
ことを検出する手段によりセレクタがＤＳＣ信号とＰＮ
系列とを切替選択し、多重化器にはＤＳＣ信号の代わり
にＰＮ系列が入力される。ＰＮ系列は擬似雑音系列発生
器から発生される。
【００２１】これにより、多重化器に連続系列が入力さ
れることなく、変調スペクトラムに搬送波成分が現れる
ことを抑えることができる。
れることなく、変調スペクトラムに搬送波成分が現れる
ことを抑えることができる。
【００２２】
【実施例】本発明実施例の構成を図１を参照して説明す
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。
る。図１は本発明実施例装置のブロック構成図である。
【００２３】本発明は、ディジタル信号が入力される主
データ信号入力端子１と、ＤＳＣ信号が入力されるＤＳ
Ｃ信号入力端子２と、前記主データ信号とこのＤＳＣ信
号とを多重化する多重化器１１と、この多重化器１１の
出力を誤り訂正符号化する誤り訂正符号化器１２と、こ
の誤り訂正符号化器１２の出力をインタリーブ変換する
インタリーブ変換器１３と、このインタリーブ変換器１
３の出力を変調する変調器１４とを備えたディジタル変
調装置である。
データ信号入力端子１と、ＤＳＣ信号が入力されるＤＳ
Ｃ信号入力端子２と、前記主データ信号とこのＤＳＣ信
号とを多重化する多重化器１１と、この多重化器１１の
出力を誤り訂正符号化する誤り訂正符号化器１２と、こ
の誤り訂正符号化器１２の出力をインタリーブ変換する
インタリーブ変換器１３と、このインタリーブ変換器１
３の出力を変調する変調器１４とを備えたディジタル変
調装置である。
【００２４】ここで、本発明の特徴とするところは、Ｄ
ＳＣ信号入力端子２と多重化器１１との間に第一の選択
入力を前記ＤＳＣ信号とするセレクタ１６が介挿され、
このセレクタ１６の第二の選択入力に接続されるＰＮ系
列発生器１７と、前記ＤＳＣ信号の信号断状態を検出す
る手段として信号断検出器１５とが設けられ、セレクタ
１６は、この信号断検出器１５の検出出力が前記ＤＳＣ
信号の断状態であるとき前記第二の選択入力を選択する
手段を含むところにある。
ＳＣ信号入力端子２と多重化器１１との間に第一の選択
入力を前記ＤＳＣ信号とするセレクタ１６が介挿され、
このセレクタ１６の第二の選択入力に接続されるＰＮ系
列発生器１７と、前記ＤＳＣ信号の信号断状態を検出す
る手段として信号断検出器１５とが設けられ、セレクタ
１６は、この信号断検出器１５の検出出力が前記ＤＳＣ
信号の断状態であるとき前記第二の選択入力を選択する
手段を含むところにある。
【００２５】次に、本発明実施例装置の動作を説明す
る。ＤＳＣ信号入力端子２から入力されたＤＳＣ信号
は、セレクタ１６および信号断検出器１５に入力され
る。また、ＰＮ系列発生器１７は常時ＰＮ系列を出力
し、その信号はセレクタ１６に入力される。信号断検出
器１５はＤＳＣ信号入力端子２にデータ信号が接続され
ているか否かを検出し、その結果をセレクタ１６に出力
する。セレクタ１６は信号断検出器１５の検出結果をも
とに、ＤＳＣ信号が入力している間はＤＳＣ信号を選択
し、また、ＤＳＣ信号が入力されていない間はＰＮ系列
発生器１７が出力するＰＮ信号を多重化器１１に出力す
る。多重化器１１は端子１に入力される主データ信号と
セレクタ１６より入力される信号とを多重化し符号化器
１２に出力する。符号化器１２は誤り訂正の符号化を行
い、その信号をインタリーブ変換器１３に出力する。イ
ンタリーブ変換器１３はインタリーブ変換（並べ換え）
を行い、変換後の信号を変調器１４に出力する。変調器
１４は入力した信号をもとに変調を行い、変調信号を出
力端子３に出力する。
る。ＤＳＣ信号入力端子２から入力されたＤＳＣ信号
は、セレクタ１６および信号断検出器１５に入力され
る。また、ＰＮ系列発生器１７は常時ＰＮ系列を出力
し、その信号はセレクタ１６に入力される。信号断検出
器１５はＤＳＣ信号入力端子２にデータ信号が接続され
ているか否かを検出し、その結果をセレクタ１６に出力
する。セレクタ１６は信号断検出器１５の検出結果をも
とに、ＤＳＣ信号が入力している間はＤＳＣ信号を選択
し、また、ＤＳＣ信号が入力されていない間はＰＮ系列
発生器１７が出力するＰＮ信号を多重化器１１に出力す
る。多重化器１１は端子１に入力される主データ信号と
セレクタ１６より入力される信号とを多重化し符号化器
１２に出力する。符号化器１２は誤り訂正の符号化を行
い、その信号をインタリーブ変換器１３に出力する。イ
ンタリーブ変換器１３はインタリーブ変換（並べ換え）
を行い、変換後の信号を変調器１４に出力する。変調器
１４は入力した信号をもとに変調を行い、変調信号を出
力端子３に出力する。
【００２６】信号断検出器１５はショットマルチバイブ
レータを利用したタイマ回路により構成される。タイマ
回路は信号の変化点を検出して時間Ｔ１の間ＮＯＲＭＡ
Ｌ信号を出力する回路で、時間Ｔ１を超える間信号の変
化がなければＡＬＭ信号を出力する。Ｊ段（Ｊは２以上
の自然数）のＰＮ系列を用いてスクランブルをかけたＤ
ＳＣ信号はＪ個を超える連続系列を発生しないので、時
間Ｔ１をＤＳＣ信号Ｊ個の継続時間よりも長い時間に設
定しておけば、スクランブルのかかったＤＳＣ信号が入
力している間は常時ＮＯＲＭＡＬ、入力していなければ
ＡＬＭの状態を検出することができる。
レータを利用したタイマ回路により構成される。タイマ
回路は信号の変化点を検出して時間Ｔ１の間ＮＯＲＭＡ
Ｌ信号を出力する回路で、時間Ｔ１を超える間信号の変
化がなければＡＬＭ信号を出力する。Ｊ段（Ｊは２以上
の自然数）のＰＮ系列を用いてスクランブルをかけたＤ
ＳＣ信号はＪ個を超える連続系列を発生しないので、時
間Ｔ１をＤＳＣ信号Ｊ個の継続時間よりも長い時間に設
定しておけば、スクランブルのかかったＤＳＣ信号が入
力している間は常時ＮＯＲＭＡＬ、入力していなければ
ＡＬＭの状態を検出することができる。
【００２７】ＰＮ系列発生器１７はＫ段のＰＮ系列（Ｋ
はＪ以下の自然数）を常時発生している。そしてセレク
タ１６は、信号断検出器１５の信号をもとに、常時最長
の連続系列がＪを超えない信号を多重化器１１に出力し
ている。その結果、多重化器１１では、Ｊを超える連続
系列が多重化されることはない。
はＪ以下の自然数）を常時発生している。そしてセレク
タ１６は、信号断検出器１５の信号をもとに、常時最長
の連続系列がＪを超えない信号を多重化器１１に出力し
ている。その結果、多重化器１１では、Ｊを超える連続
系列が多重化されることはない。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば変
調信号に規定長を超える連続系列が入力されることがな
くなり、その結果連続系列に起因する変調スペクトラム
への影響がなくなる。
調信号に規定長を超える連続系列が入力されることがな
くなり、その結果連続系列に起因する変調スペクトラム
への影響がなくなる。
【図１】本発明実施例装置のブロック構成図。
【図２】送信側のインターリーブ変換手順を示す図。
【図３】受信側のインターリーブ変換手順を示す図。
【図４】データ列と情報誤りの位置を示す図。
【図５】従来例装置のブロック構成図。
【図６】変調スペクトラムを示す図。
１ 主データ信号入力端子 ２ ＤＳＣ信号入力端子 ３ 出力端子 １１ 多重化器 １２ 誤り訂正符号化器 １３ インタリーブ変換器 １４ 変調器 １５ 信号断検出器 １６ セレクタ １７ ＰＮ系列発生器
Claims (2)
- 【請求項１】 ディジタル信号が入力される主データ信
号入力端子と、データ同期チャネル信号が入力されるＤ
ＳＣ信号入力端子と、前記主データ信号とこのデータ同
期チャネル信号とを多重化する多重化器と、この多重化
器の出力を誤り訂正符号化する誤り訂正符号化器と、こ
の誤り訂正符号化器の出力をインタリーブ変換するイン
タリーブ変換器と、このインタリーブ変換器の出力を変
調する変調器とを備えたディジタル変調装置において、 前記ＤＳＣ信号入力端子と前記多重化器との間に第一の
選択入力を前記ＤＳＣ信号とするセレクタが介挿され、 このセレクタの第二の選択入力に接続される擬似雑音系
列発生器と、 前記ＤＳＣ信号の信号断状態を検出する手段とが設けら
れ、 前記セレクタは、この検出する手段の検出出力が前記Ｄ
ＳＣ信号の断状態であるとき前記第二の選択入力を選択
する手段を含むことを特徴とするディジタル変調装置。 - 【請求項２】 前記擬似雑音系列発生器は、ＰＮ系列発
生手段を含む請求項１記載のディジタル変調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5020320A JPH0754923B2 (ja) | 1993-02-08 | 1993-02-08 | ディジタル変調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5020320A JPH0754923B2 (ja) | 1993-02-08 | 1993-02-08 | ディジタル変調装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06232823A JPH06232823A (ja) | 1994-08-19 |
| JPH0754923B2 true JPH0754923B2 (ja) | 1995-06-07 |
Family
ID=12023843
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5020320A Expired - Fee Related JPH0754923B2 (ja) | 1993-02-08 | 1993-02-08 | ディジタル変調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0754923B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7369624B2 (en) * | 2004-06-01 | 2008-05-06 | Orbital Sciences Corp. | Carrier suppression type modulator with encoded modulating signals |
-
1993
- 1993-02-08 JP JP5020320A patent/JPH0754923B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06232823A (ja) | 1994-08-19 |
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