JPH075899A

JPH075899A - パルス励振による解析−合成技術を採用した音声符号器

Info

Publication number: JPH075899A
Application number: JP6095525A
Authority: JP
Inventors: Luca Cellario; ルーカ・チエラリオ; Daniele Sereno; ダニエレ・セレーノ; Willem B Kleijn; ウイレム・バステイアーン・クレイジン; Peter Kroon; ピーター・クルーン
Original assignee: SIP SAS; SIP Societa Italiana per lEsercizio delle Telecomunicazioni SpA; American Telephone and Telegraph Co Inc; AT&T Inc
Current assignee: SIP SAS; TIM SpA; AT&T Inc
Priority date: 1993-04-09
Filing date: 1994-04-08
Publication date: 1995-01-10
Also published as: ITTO930244A0; FI941648A0; FI941648A7; EP0619574A1; IT1264766B1; ITTO930244A1; CA2120902A1

Abstract

(57)【要約】【目的】解析−合成技術を採用した音声符号器の良好
な性能での使用【構成】解析−合成符号器において、元の音声信号
は、長期合成フィルタにより作り出されるレプリカでも
って符号化される予定の信号と時間において整合するよ
うに、小さな時間シフトを受ける。そのシフトは、エラ
ー信号のエネルギを最小にするように可能な値の範囲内
での徹底的捜索により、各副フレームにおいて決定され
る。最適のシフトが一旦決定されると、最適励振が捜索
される。その励振は決定論的構成において配列された非
常に少ないパルスを有し、すべてが限定された数のキー
ワードから得られる語を含む符号書において選ばれる。
決定論的符号書構成は、符号書を記憶したり、その候補
励振についての合成瀘波動作を実際に行う必要性なし
に、その最適な励振に対する迅速な捜索を可能にする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は解析−合成技術を採用し
た音声符号器にかかわり、更に特定するに、好ましく
は、上記符号器が良好な性能で使用できる、例えば、４
〜８Ｋビット／ｓ範囲内での速度範囲の下限における低
ビット・レート応用に適する符号器にかかわる。この型
式の応用の例としては、ヨーロッパ移動無線方式のいわ
ゆる高速チャネルに対して使用される予定の音声符号器
がある。符号化される音声信号サンプルの各ブロックに
対する解析−合成技術を使用する符号器において、音声
生成装置をシミュレートする合成フィルタに対する励振
信号は歪の知覚し得る有意な大きさを最小にするように
１組の励振信号内で選ばれる。これは一般に、如何にし
て人間の知覚が結果的歪を評価し得るのかを考慮した関
数との、適当なフィルタにおける、元の信号の合成した
サンプルおよび対応するサンプルの比較と、同時的重み
付けとを通して得られる。最も一般的な形態において、
ここでの合成フィルタは、励振信号上に短期および長期
スペクトル性をそれぞれ課する縦続された２つの素子を
含んでいる。前者は引き続くサンプル間での相関に連係
されて、平坦でないスペクトル・エンベロープを発生
し、そして後者は、細かい信号スペクトル構成がそれに
依存している隣接ピッチ期間間の相関に連係されてい
る。かかる方式の場合、符号化される信号は励振と、短
期合成パラメータ（短期線形予告係数またはそれらに関
連した他の量）と、長期合成パラメータ（長期遅延およ
び線形予告係数）とに関連した情報を含んでいる。

【０００２】特に、もしも、その遅延が解析−合成サイ
クル中での各副フレームにおいて更新されるならば、符
号化された信号への長期性の挿入は信号の自然な響きを
大いに改善するが、関連した情報は符号化に必要なビッ
トの大半を必要とする。特に、低ビットレート応用の場
合、信号の品質を保全しながら、復号器へ伝達される予
定の情報の量の削減を可能にする解決策を捜し出すこと
が重要である。１９９２年３月２３〜２６日、サンフラ
ンシスコ（米国，カリフォルニア）、ＩＣＡＳＳＰ９２
会議で提示されたＷ．Ｂ．クレイン、Ｒ．Ｐ．ラマチャ
ンドランおよびＰ．クローンによる“一般化された解析
−合成符号化およびピッチ予告に対するその応用”とい
う名称の論文Ｉ−３３７においては、この目的のため
に、各フレームで更新される長期解析遅延による補間を
実行することを示唆している。適切な配列なしでの直接
的補間は最適値でない遅延値を与えるとともに、元の信
号および合成された信号での長期スペクトル特性間に時
間的不整列を惹起させて、かなりの歪を発生させる。こ
うした不都合を回避するために、上記論文では、長期予
告器パラメータが時間の既知の関数となり、性能を低下
させない直接的補間を可能にするように元の信号を修正
することを示唆している。示唆された修正は元の信号に
ついての限定した時間振動および小さな振幅スケーリン
グから成る。時間振動は離散的態様において実行され
る。こうした時間振動を挿入するための、故に、その最
適量を設定するための必要性は符号器の複雑さを明らか
に増大させる。

【０００３】故に、この問題を解決するために、本発明
では、長期解析前に、個別の時間シフトがその残留信号
上に導入され、最適の励振信号と最適のシフトとに対す
る捜索が計算の複雑さを軽減するように実行される符号
化システムが利用されている。本発明の特徴は添付の請
求項において開示されている。本発明の好ましい実施例
は添付せる図面を参照して記述されよう。添付図面にお
いて：図１は符号器のブロック図であり；図２は符号器
の或るブロックの機能図であり；そして図３は復号器の
ブロック図である。符号器／復号器構造を詳細に記述す
る前に、それが基礎としている原理を要約する。符号器
は、符号化されて、固定した数Ｌｆの引き続くサンプル
を含むブロック（一般に、“フレーム”と呼ばれる）へ
とまとめられる予定の音声信号のサンプルｘ（ｎ）を受
信する。Ｌｆサンプルの各フレームは、その後、Ｌｓの
連続せるサンプルの副フレームへと分割される。符号器
は、復号器が元の信号を近似する信号を合成できるよう
に、その復号器に伝送されるべき１セットのパラメータ
を決定することになる。これを達成するために、解析−
合成手順が利用され、それを通して、符号器は各パラメ
ータの可能な値の影響を解析し、そして元の信号につい
ての最善の近似を得ることを可能にする値を選ぶ。この
ために、符号器は、前記値の各々に対して、対応する出
力信号を作り出すために、その復号器のレプリカを含ん
でいる。こうした出力信号を発生するために、音声信号
の両長期および短期相関が利用されて、それぞれの合成
フィルタを通して励振信号上に課せられる。各フレーム
において、符号器は線形予告解析（短期またはＬＰＣ解
析）を実行し、長期合成フィルタのパラメータ（遅延お
よび係数）を計算するために使用される短期残余信号を
計算する。（その係数は、１次フィルタが使用されてい
るので、この好ましい実施例において独特である）。長
期相関情報の分解能を改善するために、その遅延と係数
とは共に、現行のフレームおよび前のフレームの遅延が
値において近いときに、補間される。その元の信号と再
構成された信号との間における時間的不整合の影響を減
少させるために、各副フレームでは、小さな時間的シフ
トが元の音声信号に導入され、そのシフト量は、その誤
りつまりエラー（元の信号と再構成される信号との間で
の差）のエネルギを最小にするように可能な値の範囲で
の徹底的な捜索を通して決定される。最適な励振信号に
対する捜索は、その最適なシフトを決定した後に実行さ
れる。

【０００４】以下の説明では、記載を一層明瞭にするた
めに、その可能な励振信号が、ＣＥＬＰ（符号書励振線
形予告）として知られている型式の符号器を対象とする
確定せる符号書で選ばれた語として扱われ、これは、仮
りに各語が決定論的に前以って定められた振幅および位
置を伴なう極めて小さな数のパルス（好ましくは、１ま
たは２）からなり且つ符号書を持たないとしてさえも然
りである。符号化された信号は、通常では適当に符号化
されたインデックスの形態において伝達される、短期お
よび長期合成フィルタ・パラメータおよび最適な励振に
関連した情報を含んでいる。復号器では、こうしたイン
デックスから出発して、符号器により使用されたものに
対応する励振信号が検索されそして、再構成された信号
を与えるために、一連の長期合成フィルタおよび短期合
成フィルタにおいて瀘波され、その再構成された信号は
なおも、例えば、主観的な信号品質を改善するために、
短期合成パラメータに基づいて、一層の瀘波作用（事後
瀘波）を受けることになる。その後、再構成された信号
は再びアナログ形態へと変換されそして利用装置に供給
される。例として、以下の記載では、長さＬｆ＝１６０
のサンプル（８ＫＨｚの標本化周波数では、その長さが
Ｔ＝２０ｍｓの音声信号セグメントに対応）のフレーム
に対する検討がなされ、そのフレームは長さＬｓが２０
サンプルの８つの副フレームへと分割される。時間シフ
トの導入に関連した理由のために、フレームのＬｆサン
プルに加えて、以下のフレームのグループとしてのＨｆ
Ｋサンプル（例えば、Ｈ＝２４，Ｋ＝８）を利用するこ
とが必要である。

【０００５】図１を参照するに、ライン１上における入
力信号サンプルｘ（ｎ）は、Ｎ＝Ｌｆ＋Ｈ＋Ｋのサンプ
ルを記憶するように配列されたバッファＭＴに一時的に
記憶され、プロックとしてのＬｆサンプルは、Ｔｍｓご
とに、書込みおよび読み出される。ＭＴにおいて読み出
されたサンプルは、直流ドリフトと低周波雑音とを除外
する高域フィルタＦＰＡに供給され、瀘波された信号Ｘ
ｆ（ｎ）は短期解析回路ＳＴＡと線形予告フィルタＬＰ
Ｃとに供給される。回路ＳＴＡは、各フレームに対し、
１セットのＰ線形予告係数ａ_i（例えば、１０）を決定
し、そうした係数を、一般にＬＳＰ（ライン・スペクト
ル対）として知られている周波数領域での１グループの
パラメータに変換し、隣接のパラメータ間での差の量子
化、例えばスケーラ１を実行する。符号化された信号の
一部であるインデックスｊ（φ）は、図示されていない
回路での２値符号化後に、ライン２ａを通して復号器に
伝達される。周知のように、スペクトルラインは、係数
のものよりも良い合成フィルタ安定性の量子化、補間お
よびチェックの性質を持っているので、ラインスペクト
ル対への変換は望ましい。ラインスペクトル対を計算す
る前、ブロックＳＴＡでは、フォルマントに関連したス
ペクトル情報の平滑化がそれを量子化回路分解能に整合
させるためにも実行される。これは、計算された係数ａ
_iにそれぞれの因子γ₁ ⁱを掛け合わせることにより達
成されて、標準として、その値は１よりも小さいがほぼ
１に近い。特に狭いフォルマントの場合、この動作は、
等しく狭いけれども元のものに関してシフトされたフォ
ルマントを量子化後に再生する危険性を減少させ、それ
故、符号化された信号の品質の劣化に対する原因を減少
させる。

【０００６】回路ＳＴＡは、Ｌ．Ｒ．ラビナーおよび
Ｒ．Ｗ．シャファ（従弟−ホールＥｄ．，エンゲルウッ
ド・クリッフ、Ｎ．Ｊ．，ＵＳＡ，１９７８）による
“音声信号についてのディジタル信号処理”、４０１ペ
ージに記述されているような従来の自動相関法に従って
係数ａ_iを計算する。計算に対して、ＳＴＡは、最初の
および最後のＰサンプルを除いたすべてのサンプルを最
大の重み（特に１）でもって重み付けする台形状窓を通
して得られる１セットのＬｆ＋Ｐ入力サンプル（特に、
ＭＴでの最後のＬｆ＋Ｐ位置を占有しているサンプル）
上で動作し、それに対する重みは最小重みと最大重みと
の間での簡単な線形補間動作でもって決定され、この様
に、良好な結果を与えるのに自動相関法で必要とされる
平滑化は引き続く窓間での重複領域に制限される。ま
た、その窓の順方向における位置決めは、そのフレーム
自体に対して計算された線形の予告係数に代って、フレ
ームの初めの副フレーム（例えば、最初の３つ）を符号
化するとき、前のフレームに関連した値と現行のフレー
ムに関連した値との間での補間を通して決定されたライ
ン・スペクトル対値の変換によって得られる係数が使用
されるという事実を考慮している。これは、現行フレー
ムのパラメータと前のフレームのパラメータとの間での
除々な移行を保証している。ライン・スペクトル対への
線形予告係数の変換は、例えば、１９８６年１２月、音
響学的、音声および信号処理に関するＩＥＥＥ議事録、
“チエビシェブ多項式を使用したライン・スペクトル周
波数の計算”という論文で、Ｐ．カバルおよびＲ．Ｐ．
ラマチャンドランにより提案された方法において実行さ
れる。ＳＴＡの動作は標準の線形予告符号器であるの
で、詳細な記述は不必要であろう。

【０００７】また、インデックスｊ（φ）は線形予告係
数再構成回路ＳＴＲ１にも供給され、回路ＳＴＲ１は、
フィルタＬＰＣ、短期合成フィルタＳＴＳ１，ＳＴ
Ｓ′、およびスペクトル重み付けフィルタＳＷ，ＳＷ′
に、その係数をライン・スペクトル対へと変換するのに
使用されたものに関して逆の手順を適用することによっ
て得られるその係数についての量子化された値を供給す
る。更に、ＳＴＲ１は初めの３つの副フレームで使用さ
れるべき補間された値をも計算する。簡素化のため、以
下の記載において、量子化された値はａ_iと指定されて
いる。フィルタＬＰＣは瀘波された音声信号サンプルｘ
_f（ｎ）を受信し、それらを在来の関数１−Ａ（ｚ）
（但し、

【数１】に従って瀘波して、短期予告残余信号ｒ_s（ｎ）を発生
し、その残余信号ｒ_s（ｎ）は瀘波された残余信号ｒ_f
（ｎ）を作り出す低域フィルタＦＰＢと、修正された残
余信号ｒ_m（ｎ）を作り出す時間シフト回路ＴＳとに供
給される。低域瀘波作用は、周知のように、以下の長期
解析回路ＬＴＡの動作を容易にする。回路ＬＴＡは、各
フレームにおいて決定し、そして次の長期合成フィルタ
ＬＴＳ１に、励振信号のサンプルが再構成された信号を
発生するために使用される遅延ｄ（ピッチ期間）と、前
期サンプルが重み付けされる利得つまり係数ｂとを供給
する。

【０００８】ブロックＬＴＡは、ｋを遅延ｄに許された
最小値と最大値との間（例えば、２０および１２０）で
変動し、そしてｘをｄに対する満足な値を得るのを可能
にする計算のためにその窓の長さを考慮したプリセット
・ナンバーとして、次の自動相関関数、つまり：

【数２】を最大にすることによって、遅延ｄを計算する。その窓
が最も新しいサンプルを含まなければならないことを考
慮すると、既に述べたように、その長さは２つの反対の
必要条件間での妥協であり、長さが大きい程、その評価
の精度も大きい。他方、その窓が短かければ短かい程、
その中心が符号化（Ｌｆサンプル）されるべきフレーム
の端部に近づくので、それは、補間に要するその端部に
隣り合わせた現行値を得るのを可能にする。例えば、ｘ
はＫとなる。好ましい実施例において、その遅延は決し
て副フレームの長さ以下にならず、これは引き続く動作
を大いに簡素化する。また、式（１）で計算された値は
修正され、その後、調べられて、ｄに対するできるだけ
平滑な形状を保証し、そして時間シフトによる同期損失
を補正する。係数ｂの値は、次式、つまり：

【数３】ｒ₁（ｎ）＝ｒ_f（ｎ）−ｂ・ｒ_f（ｎ−ｄ）（２）により与えられるＬＴＳ１の出力でのエラー信号ｒ
₁（ｎ）のエネルギを最小にするように決定される。現
行のフレームに対して使用される遅延値ｄに対して、ｂ
は、Ｅ（ｒ_f）が、次式；

【数４】で定まるエネルギを示すとして、式ｂ＝Ｒ〔ｒ
_f（ｄ）〕／Ｅ（ｒ_f）により与えられる。ｂの値に対
しては、最小値０と最大値１とがそれぞれ設定される。
０以下の値は、記号ビットを伝達するのを強要する転倒
した信号に対応しているために、除外されるが、１以上
の値は、周知のように、フィルタを不安定にする。式
（２）を用いて計算されたｂの値は、符号化された信号
の最善の品質を保証するように修正される。更に、或る
フレームでは、式（１）および（２）で計算された値ｄ
およびｂに代って、前のフレームに対して計算された値
と、現行のフレームに対して計算された値との間での線
形補間によって得られた値を使用することが可能であ
る。

【０００９】ｄおよびｂの計算と共に、予告利得Ｇも計
算され、それは、長期予告器からの入力および出力信号
のエネルギ間の比を表わしている量であって、そして長
期予告効率の大きさを与えている。利得Ｇは、式

【数５】によって規定され、上式で：

【数６】利得Ｇは、符号化されつつある音声セグメントが発音さ
れるのかどうかを決めるのに使用され、それはそれぞれ
の閾値Ｇｔｈｒｂｔｈｒよりも大きいＧおよびｂの値
によって示される。発声される音の場合、ＬＴＡは、補
間を実行し、時間シフトを導入するのを決定するために
使用されるフラグＶを発生する。遅延ｄに対する初めの
修正は前のフレームで得られる値の所定の近傍（例え
ば、±１５％）における関数（１）の極大に対する捜索
に基づいており、もしもそこでの極大が或る限度よりも
少ない量だけ主要な最大値から異なっているならば、補
間に好都合で一層スムースな外形を与える新しい値が使
用される。かかる２次捜索は、前のフレームでの信号が
強く発音されて、補間を受けたときにのみ実行される。
更に、行われる場合の修正は、そうした計算に対し、ｄ
についての既に修正された値を使用するように、ｂおよ
びＧを計算する前に実行される。

【００１０】第２の修正は、その影響が符号器の非同期
動作のものと比較される可変の遅延

【外１】を挿入する時間シフト機構の存在に連係される。同期性
を回復するために、ＬＴＡにより計算されて、前にも言
ったように修正されたｄの値が、シフト自体の量に連係
され、

【数７】によって与えられる修正項ｄ′をそれに加えることによ
り変えられ、前式において、

【外２】は因子Γによりアップ・サンプリングされた残余信号の
サンプルの数として表わされるフレームまで累積される
シフトであり、ｄおよびＬｆは前に述べたのと同じ意味
を持っている。アップ・サンプリングは、回路ＴＳを参
照して一層詳細に論議されよう。修正は、現行のフレー
ムに補間が必要で、音声セグメントが発声されない場合
に実行される。最初の条件は、もしも補間がないなら
ば、シフトが実行されないので、必要であり、また、こ
の状況において、正確な値に関したｄの均一な最小の修
正は通常知覚されるために、前述の信号は発声されな
い。その絶対値は、修正項をｄに付加する前に、例えば
１と言う最大値｜ｄ′｜ｍａｘに制限される。更に、そ
の修正は、補間についての決定（後でも記述される）を
修正せず、ｄの値を与えられた範囲の値外に取らないと
きにのみ実行される。ｂに関して、最初の修正は、もし
もｂが大き過ぎるならば、過度なエネルギの増大が生
じ、ノイズを生じさせるので、第１の上限ｂ₁にｂをク
リップすることから成っている。限度ｂ₁は現行のフレ
ームのおよび前のフレームのピッチ期間でのエネルギ間
の比に連係されて、それは、次式；ｂ₁＝〔Ｅ″
（ｒ_f）₀／Ｅ″（ｒ_f）−１〕^d/2Lfによって与えら
れ、上式において、Ｅ″（ｒ_f）は量

【数８】を表わし、それはピッチ期間ｄにおけるエネルギであ
り、インデックス０，−１は現行のフレームおよび前の
フレームをそれぞれ表わしている。修正は、前のフレー
ムでのエネルギが或る閾値を越えるときに、実行され
る。

【００１１】ｂに対する一層の制限は、Ｇの値が低くて
（Ｇｔｈｒ以下）、低い周期性を持つ音声セグメントを
示し、ｂが比較的大きい（第２の限度ｂ₂よりも大き
い）場合に実行されることになり、この場合、実際の値
を採用すると、符号化された信号に人工物を作り出すの
で、値ｂ₂が採用される。補間について言うと、これ
は、２つの引き続くフレーム間でのｄの相対的変動が、
絶対値として、予め決められた量（例えば、１５％）を
超えず、そうしたフレームにおけるｂの値が共に正であ
るときに、実行される。補間の場合に用いられるｄおよ
びｂの値の実際の計算は、前述の条件が照合されるとき
に、ＬＴＡがフラグＦを送付する長期合成フィルタＬＴ
Ｓ１において実行される。また、同じフラグは、最適の
時間シフトおよび励振を決定する回路ＥＭにも供給され
る。補間についての情報は復号器での合成フィルタによ
っても必要とされるが、それは、丁度符号器でのよう
に、２つのフレームに関連したｄおよびｂの値間におけ
る比較により、そのフィルタにおいてすぐに作り直せる
ので、伝達する必要がない。各フレームで決定されるｄ
およびｂの値は、従来でのように、符号化された信号へ
と挿入される予定の長期解析に関連した情報であって、
適当な符号化後に、ライン２ｂ，２ｃを通して復号器に
伝達されるそれぞれのインデックスｊ（ｄ），ｊ（ｂ）
に変換される。インデックスｊ（ｂ）は量子化動作を通
して決定され、その間では、最大値を１に制限するほ
か、最初の量子化された値の半分以下のｂの値が０にさ
れる。しかしながら、ｄは既に離散せる量であるので、
ｄについての量子化は必要でなく、他の情報との均一性
のために、ｄをインデックスの形態で伝達するのが好ま
しい。ｄの値のインデックスへの変換は実際に、可能な
値の範囲を、値ｄ_minからの代りに、１から始まるよう
なそれらのシフトから成っている。記述した例（ｄおよ
びｊ（ｄ）の１０１値）において、インデックスｊ
（ｄ）を符号化するには７ビットが必要であり、そうし
たビットは、所定の範囲外でのｊ（ｄ）の値の符号化を
可能にする。こうした一層の値の１つ（例えば、値１２
７）はｂを０にすることを示すのに使用され、それは、
もしもｂ＝０であるならば、長期合成フィルタが再構成
された信号に対して貢献せず、遅延情報が無用なので、
ｄの実際の値に対応するインデックスｊ（ｄ）の代り
に、復号器に供給される。しかしながら、ｂを０に強制
する情報のほかに、ｂの最小値に対応するインデックス
ｊ（ｂ）も伝達される。

【００１２】簡素化のために、インデックスｊ（ｂ），
ｊ（ｄ）を発生する回路はブロックＬＴＡに含めてあ
る。可能なシフトを考慮するｄについての修正は、回路
ＬＴＡが、ｂの修正された値にのみ依存して、補間、つ
まり、シフトを実行する音の性質および必要性に関連し
た決定を行えるので、ｂの修正後に実行される点に注意
されたい。ＬＴＡにより行われる動作は、Ｃ言語で表記
したプログラムを含む付録で詳細に記述されている。表
記されているので、技術者は記述した機能を行う装置を
設計する点で、問題がない。インデックスｊ（ｄ），ｊ
（ｂ）は、インデックスによりアドレス指定される簡単
なリードオンリーメモリを含む再構成回路ＬＴＲ１によ
って、それぞれのパラメータの量子化されたつまり再構
成された値へと再変換される。この再構成動作中、ＬＴ
Ｒ１は、ｊ（ｄ）が遅延を考慮した値（つまり、ｊ
（ｄ）が１〜１０１の範囲にある）を示す場合に、ｄ，
ｂの実際の値を与える。もしも、ｊ（ｄ）が許された範
囲外の値（その値は１０２から１２７）のいづれか１つ
を示すならば、ＬＴＲ１は、ｂに対する値０と、ｄに対
する値ｄ_minとを与える。パラメータを再構成する場
合、その遅延を考慮した値に対応せず且つこの目的のた
めに実際に使用されるものでないすべてのインデックス
ｊ（ｄ）がｂを０に強制する表示として解釈されるとい
う事実は、そのインデックスの最小桁のビットでのエラ
ーの場合でさえも、値ｂ＝０を再構成することを可能に
する。とにかく、もしも、偶然に、ｂ＝０の再構成が失
敗するならば、回路ＬＴＲ１は、それらが対応するイン
デックスｊ（ｂ）をその使用に際して持っているので、
ｂの最小値を発生する。簡素化のために、以下におい
て、再構成（つまり、量子化）された値はｂ，ｄとして
示されている。

【００１３】長期合成フィルタＬＴＳ１は、在来の関数
１／Ｐ（ｚ）＝１／１−ｂ・ｚ^-dに従って、励振信号ｓ
₁（ｎ）を瀘波することによって再構成された短期残余
信号ｓ_s（ｎ）を発生する。これは、刷新符号書ＩＣ１
の語・ｓ（ｎ）の１つにより、刷新利得ＩＧ１の符号書
で選ばれた正または零の振幅パラメータｇ（刷新利得）
により、そしてその値が±１であるパラメータσ（刷新
記号）にて示される記号情報によって表わされた形態情
報（刷新）から成っている。故に、信号ｓ₁（ｎ）は、
ｓ₁（ｎ）＝σ・ｇ・ｓ（ｎ）＝ｇ₁・ｓ（ｎ）により
与えられ、乗算器Ｍ１を通して得られる。簡素化のた
め、パラメータσは符号書ＩＧ１において読まれるもの
とする。理解を容易にするために、仮りに、符号書ＩＣ
１，ＩＧ１が回路ブロック（それらを含むメモリを示
唆）として代表されるとしてさえ、前にも述べたよう
に、刷新符号書の特定の構造はそれらの記憶装置を余分
なものにする。刷新および利得符号書の構造については
後で検討する。再構成された残余信号ｓ_s（ｎ）のサン
プルを得るために、ＬＴＳ１は瞬間ｎ−ｄに関連したサ
ンプルを因子ｂでもって重み付けしなければならない。
補間が行われない場合、ＬＴＳ１の動作は従来のものと
全く同じである。補間の場合、ｄおよびｂの値は、ｎ＝
０…Ｌｆ−１，Δｄ＝〔ｄ０−ｄ（−１）〕／Ｌｆ、そ
してΔｂ＝〔ｂ０−ｂ（−１）〕／Ｌｆとして、次式、
つまり：

【数９】に従って、サンプルごとに計算される。記号ｄ０，ｂ０
は現行のフレームに関連した値を示し、ｄ（−１），ｂ
（−１）は前のフレームに関連した値を示している。従
って、補間は線形状になって、全フレームにわたって延
在する。ｄ（ｎ）およびｂ（ｎ）の値はサンプルごとに
変わる。一般に、ｄ（ｎ）は整数でなく、このことは、
連続せる時間での瞬間ｎ−ｄ（ｎ）における信号ｓ
_s（ｎ）の値が実際に利用できるサンプルのものと一致
せず、評価されなければならないことを意味する。本発
明によると、かかる評価は、ｎ−ｄ（ｎ）に最も近い離
散せる時間の瞬間に中心を持つ２次多項式補間を通して
（すなわち、放物線を通して）行われ、しかるべく評価
された値には、補間された値b(ｎ）が掛け合わされる。
採用される補間手順での計算は、信号を瀘波することに
基づく高度な補間法よりもはるかに簡単である。しかし
ながら、その効果は実質的に低域フィルタと同じであっ
て、それは、再構成された信号がいちぢるし過ぎる周期
性を持つのを避けるので、符号器の良好な動作にとって
有用である。

【００１４】再構成された短期残余信号ｓ_s（ｎ）は、
１／１−Ａ（ｚ）の伝達関数を持つ短期合成フィルタＳ
ＴＳ１に供給される。このフィルタは、従来と同様に、
〔１−Ａ（ｚ）〕／〔１−Ａｗ（ｚ）〕の伝達関数を持
つスペクトル重み付けフィルタＳＷに供給される再構成
された音声信号ｙ（ｎ）を発生する。前式において、Ａ
ｗ（ｚ）は関数

【数１０】で、ａ_wi＝ａ_iγⁱ，γはフォルマント付近を広げる帯
域を決定する実験的に決定される修正因子である。再構
成されて、重み付けされた信号ｙ_w（ｎ）は、ＳＴＳ１
およびＳＷにそれぞれ同一の縦続せる２つのフィルタＳ
ＴＳ′，ＳＷ′でのＴＳからの出力信号を瀘波すること
によって得られた再構成されて、重み付けされた修正信
号ｘ_w（ｎ）から加算器ＳＭにおいて差し引かれる。Ｓ
Ｍの出力では、重み付けされたエラー信号ｅ（ｎ）が得
られ、その信号は、最適のシフトおよび励振を決定する
ためにすべての必要な動作を行うエラー・エネルギ最小
化回路ＥＭに供給される。

【００１５】回路ＴＳの目的は、長期合成フィルタが作
り出すレプリカでもって符号化される予定の信号を時間
において整列することであって、特に、ＬＴＳ１により
予告された信号と、元の信号とにおけるピッチピーク間
でのシフトを回避することである。このために、各副フ
レームにおけるＴＳは、その副フレーム自体を位置づけ
するＬｓサンプルの時間窓を或る確定せる量Δｈだけシ
フトすることになる。適用される予定のシフトは、最大
の許容できるシフトにより規定される値の範囲内での高
速捜索手順でもってユニットＥＭにより決定される。結
果的な歪はＳＴＳ′，ＳＷ′での引き続く瀘波作用によ
ってなめらかにされて、実質的に感知できないものとな
るために、残余信号でのシフトは適用されるが、元の信
号でのシフトは適用されない。副フレームで適用される
シフトはその時間までに累積されたものに代数学的に加
えられて、急激すぎる変動を避けるために総体的シフト
を与える。総体的シフトは或る最大値（元の信号のＨサ
ンプル）を超えることができない。従って、後続するフ
レームのＨサンプルが何故にＭＴにロードされるのかの
理由は明白である。シフト変動を制限する目的は過度な
歪を避けることであり、総体的シフトに関連した制限
は、符号化手順で許容されなければならない遅延によ
り、それ故、将来のサンプルの利用性により決定され
る。時間シフトは元の信号の１つのサンプリング期間よ
りも小さい分解能を持っており、それ故、残余信号のア
ップ・サンプリングを実行することが必要である。これ
らをすべて考慮して、回路ＴＳは、その出力にアップサ
ンプリングされた残余信号

【外３】を出すアップ・サンプリング回路ＵＳ（実際には、補間
フィルタ）と、シフト・エンティティ

【外４】についての情報をＥＭから受信して、修正したアップサ
ンプリングされた残余信号

【外５】を発生するシフト用素子ＳＨとを含んでいる。例とし
て、アップサンプリング化Γは８であり、それ故、アッ
プサンプリングされた信号は６４ＫＨｚの周波数を持
ち、このアップサンプリング比はすべての所望の目的に
対して適当な分解能を与える。更に、補間フィルタの正
しい動作にとっては、常に、関心のあるものに続いて所
定数のサンプルを利用することが必要であり、このこと
は、引き続くフレームの更にＫ個のサンプルがＭＴにも
ロードされる理由である。

【００１６】修正された残余信号を得るダウンサンプリ
ングを８−ＫＨｚのサンプリング周波数でもって実質的
に行う必要はない。と言うのは、その動作は、必要に応
じて、適当な位相でもって、比Γごとに、

【外６】のサンプルを単に読み出すことによって、暗黙のうちに
実行されるためである。実際問題として、素子ＳＨは、
アップサンプリングされた残余信号のΓＬｓサンプル
と、フレームでの最大の許容されたシフトに連係された
或る確定した数の次のおよび前のサンプル（実際には、
最適のシフト捜索についての記載で説明されたように、
最大シフトの２倍に等しい数のサンプル）とを、各副フ
レームに、ロードするメモリであり、そして素子ＳＨ
は、以後の回路に、到来する副フレームに関して適切に
シフトされたＬｓサンプルを供給するように、エラー・
エネルギ最小化ユニットＥＭによる読み出しのためにア
ドレス指定される。刷新符号書を検討するに、これは、
各々がＬｓサンプルを有し、そのうちの幾つかが０と異
なっている所定数の語を含んでいる。この選択は、符号
書には制約があるので、すべてのパルスが実際に適して
いる多くのパルス（すなわち、零でないサンプル）を有
する語をそこで見出せると考えるのは幻想であるという
事実に由来し、最適の励振を捜し出すときに必要な計算
の量を減少させるのを可能にする。本発明の好ましい実
施例において、符号書は２部から成っている。最初の部
は、１に等しい振幅と正の記号を有する単一の零でない
サンプルと、Ｌｓ−１の零のサンプルとを持つＬｓ語を
含んでいる。零でないサンプルは、零でないサンプルを
１つの位置だけ単にシフトすることにより１つづつ得ら
れるすべての語での異なる位置を占めている。符号書の
この初めの部に対して、信号Ｓ（ｎ）は、

【数１１】ｓ（ｎ）＝δ（ｎ−ｎ₁）（５）として表わされ、上式で、δは周知の一元関数であり、
ｎ，ｎ₁は０とＬｓ−１との間の値を持つことができ
る。

【００１７】第２の部は、振幅が１である２つのサンプ
ルと、Ｌｓ−２の零サンプルとを有する語を含んでい
る。こうした語は、ＣＳＥＬＴという名称におけるヨー
ロッパ特許出願ＥＰ−Ａ−０３９６１２１で開示された
方法でもって、限定された数のキーワードから出発して
発生される。考慮している例において、３つのキーワー
ドはすべて、位置０での第１のパルスと、それぞれのキ
ー位置ｎ₂（１），ｎ₂（２），ｎ₂（３）での第２の
パルスを持ち、そして他のワードつまり語は、第２のパ
ルスが語の終りに達するかまたは第１のパルスがそれぞ
れのキー位置に達するまで、その語の終りに向けてパル
ス対をシフトすることで得られる。キー位置はそのパル
ス対のＮｉ２（特に、２１）の可能な位置に起源を与え
るために選ばれ、そうした位置の各１つに対しては、前
述のヨーロッパ出願で記述されているように、第２パル
ス記号だけ互いに異なっている２つの語があり、それら
は、Ｌｓ＋２Ｎｉ２（この例では６２）に対して、刷新
符号書における語の全数を取る。符号書のこの第２の部
に対して、刷新語は、ｎ＝０……Ｌｓ−１，ｎ₁＝０…
…Ｌｓ−１−ｎ₂（ｐ），ｎ₂＝ｎ₂（ｐ）……Ｌｓ−
１，ｐ＝１……Ｎｉｐ，ｎ₂（ｐ）が一般的キー位置を
示し、Ｎｉｐが使用されるキー位置の数（この例では
３）として、次式、つまり：

【数１２】ｓ（ｎ）＝δ（ｎ−ｎ₁）±δ（ｎ−ｎ₂）（６）によって表わされる。限定された数のキーから出発して
１つの位置だけサンプルをシフトすることにより得られ
る若干の零でないサンプルおよび語を持つ刷新符号書構
造は、符号書の記憶も、候補励振信号の効果的瀘波も必
要としない最適励振の迅速な捜索手順を可能にする簡単
な確定的構造である。

【００１８】最適刷新に対する捜索中、符号書の初めの
部の語でもっての試験は、長期解析が発声音を表示した
ときか、または、反対に、強いエネルギ集中が短い信号
区間で見られるときにのみ実行されなければならない。
実際の場合、こうした強い集中は発声される区間の開始
つまり立上りを合図でき、それらはなおも、分類が長期
解析に基づいていて、そして前の信号区間にはかかる立
上りを示すのに役に立つ特長がないので、しかるべく分
類される。従って、こうした状態の下で、フィルタＬＴ
Ｓ１は正しい予告信号を供給できないことになる。そこ
で、良好な品質の符号化された信号にとって、ピッチパ
ルスが正確に再生されることは絶対であり、それ故、単
パルス語の使用は長期合成フィルタの不適切な動作（発
声区間で）または不可能な修正動作（立上りで）を補償
するのにそれ自体有用である。代って、単パルス語は立
上りでない発声されない音を再生するのに使用されず、
通常、主観的影響は悪いので、最小のエラー信号エネル
ギを与えるのが実際にそれらのうちの１つである場合で
さえ、単パルス語の使用は逆効果である。短い時間にお
ける強いエネルギ集中が検出される方法は後で記述され
よう。符号書における語はそれぞれのインデックスｊ
（ｓ）によって確認され、適切に符号化された、最適な
語に関連したインデックスはライン２ｄを通して復号器
に伝達される。ここでの例において、符号書は６２語を
含み、それらの語には多くのインデックスｊ（ｓ）が対
応しているので、ビット符号化の数ｊ（ｓ）を修正せず
に、その符号書でのいかなる語にも対応していないｊ
（ｓ）の更に別な２つの値が利用できる。これらは、後
でも述べられるように、零の刷新利得を表わすのに使用
され、同様に、長期予告遅延および係数に対して何がな
されるかと言うと、そうしたインデックスを発生すると
きには、刷新語に対応していないｊ（ｓ）の２つの値の
１つのみがｇ＝０を表示するのに使用され、そして復号
するときには、ｇがｊ（ｓ）の両値に相応して０に設定
されることになる。

【００１９】利得ｇに関して、これは、符号書に与えら
れているすべての可能な値を表わすのに実際に必要なも
のに関して符号化ビットを節約するのを許容するように
作られた符号書を用いて量子化される。各副フレームに
対する利得についての情報は２つのインデックスｊ（ｇ
ｍａｘ），ｊ（ｇｎｏｒ）の形態において表わされ、そ
のうちの初めのものはフレームにおけるｇの最大値に連
係され、そしてその第２のものはかかる最大値と実際の
値との間での差に、記号σにより連係されている。この
情報はライン２ｅを通して復号器に伝達される。符号書
は、ＮｉｍおよびＮｉｎが２の２つの異なる累乗を示す
として、Ｎｉｇ＝Ｎｉｍ＋Ｎｉｎ−１として表わされる
ｇのＮｉｇ個の可能な絶対値を含んでいる。ここでは、
Ｎｉｍ＝２⁴，Ｎｉｎ＝２²、またはＮｉｍ＝２⁴，Ｎ
ｉｎ＝２³を持つことができる。各副フレームにおい
て、後で記述されるエラー最小化手順でもって決定され
るｇの最適値は量子化されて、伝達されないが、復号器
で再構成されるそれぞれのインデックスｊ（ｇ）を発生
する。フレームの終りにおいて、最大のフレーム利得に
関連した値ｊ（ｇｍａｘ）は識別され、そしてＮｉｎ以
下であるときに伝達される。さもなければ、インデック
スｊ（ｇｍａｘ）は値Ｎｉｎにされる。このように、ｊ
（ｇｍａｘ）はＮｉｍ値を取ることができ、それ故、符
号化ビットの数が制限される。一旦、ｊ（ｇｍａｘ）を
識別したとしたならば、インデックスｊ（ｇｎｏｒ）
は、式ｊ（ｇｎｏｒ）＝ｊ（ｇｍａｘ）−ｊ（ｇ）でも
って各副フレームに対して計算され、ｊ（ｇｎｏｒ）は
０とＮｉｍ＋Ｎｉｎ−２との間の範囲における値を持つ
ことができる。インデックスｊ（ｇｎｏｒ）の実際の値
は、Ｎｉｎ−１よりも大きくないときにのみ、伝達され
る。さもない場合、利得は０（つまり、刷新は副フレー
ムに対して沈黙され、その利得は最大値に関して非常に
小さい）と見倣され、そして刷新語のインデックスｊ
（ｓ）は零利得の語の伝達を示すいづれかの符号書語に
対応しない値のうちの１つにされる。このようにして、
換算された微分ダイナミックスが使用され、そして全ダ
イナミックスでの利得を表わすのに使用されたビット
は、起り得る刷新沈黙による僅かな性能損を犠牲にし
て、セーブされている。刷新インデックスｊ（ｓ）に関
するチャネル・エラーの影響を最小にするために、沈黙
の場合には、とにかく、インデックスｊ（ｇｎｏｒ）に
対する値Ｎｉｎ−１が伝達されることになる。

【００２０】利得符号書は対数符号書であるので、２つ
の引続く値間での比は一定である。この比は次に示す幾
つかの要件を考慮している。つまり： −ｄＢにおける値は、量子化をできるだけ正確にするた
めに、できるだけ近くなければならない。 −最小利得ｇ（１）と最大利得ｇ（Ｎｉｍ＋Ｎｉｎ−
１）との間での総体的ダイナミックスは、異なる型式の
音および適切なセットの異なる音声レベルをカバーする
ように適切に拡張されなければならない。 −ｇ（ｘ−Ｎｉｍ＋１）とｇ（ｘ）との間における微分
ダイナミックスは沈黙の可能性を適当に低くするために
適切に拡張されなければならない。例えば、Ｎｉｍ，Ｎ
ｉｎの上述した値の場合、２つの引き続く利得レベル間
における比の値は３ｄＢから６ｄＢにわたっている。さ
てここでは、第１図のブロックＭ１，ＬＴＳ，ＳＴＳ，
ＳＴＳ′，ＳＭ，ＳＷ，ＳＷ′のセットに対応する図２
での作用図を参照して、最適なシフトおよび励振に対す
る高速捜索手順を記述する。図２では、一連のフィルタ
ＳＴＳ１，ＳＷから生ずるフィルタを表わしているブロ
ックＳＴＷ１，ＳＴＷ２そして、伝達関数１／１−Ａ_w
（ｚ）を持つフィルタであるブロックＳＴＳ′，ＳＷ′
を除いて、図１でのものと同じ記号を使用している。こ
の図において、フィルタの各々は、初期条件（前の副フ
レームに対するメモリを瀘波する）の貢献を与える零入
力を持つ素子（ＬＴＳａ，ＳＴＷ１ａ，ＳＴＷ２ａ）へ
と、かつ、示されていない時間ベースにより供給される
信号Ｒにて示されているように、各副フレームにおいて
リセット（零の初期条件で瀘波）される素子（ＳＴＷ１
ｂ，ＳＴＷ２ｂ）へと分割されている。遅延ｄは副フレ
ームよりも小さいと想定されているので、励振について
の零の初期条件でもっての瀘波は短期瀘波作用のみであ
る。

【００２１】最適シフトの決定は、次の３つのステッ
プ、つまり： −シフトを行う必要性の評価と； −シフト値についての適当な範囲の決定と； −その範囲における最適シフトに対する捜索とで構成さ
れている。最初のステップでは、３つの条件、つまり； −副フレームは、ｒ_s（ｎ）のエネルギが所定の閾値よ
りも大きいという事実によって示される沈黙でない； −信号は、ＬＴＡからのフラグＦ，Ｖで示されるように
発声されるか、補間される； −ｒ_s（ｎ）のピークは実際に副フレームで生じ、副フ
レームでのｒ_s（ｎ）の平均電力（サンプルの数Ｌｓに
より割られたエネルギ）がその副フレーム自体の最後の
サンプルで終る長さｄの期間でのエネルギよりも大きい
かまたはそれに等しいという事実によって示される。と
言う条件が満たされるのかどうかがチェックされる。最
初の条件に対する理由は明白である。第２および第３の
条件に関して、シフトは、副フレームにピッチピークが
あるときにのみ行なわれなければならない。これは、ま
ず第１に、発声区間において生じ、補間が生じたという
事実、つまり、２つの引き続くフレームで得られるパラ
メータの値が非常に近いという事実は符号化されなけれ
ばならない信号セグメントにおける確実な周期性を示唆
しているので、この場合、そのシフトを可能にすること
は、再構成された信号と元の信号との間における不揃い
の危険性を一層小さくさせるのに有用である。エネルギ
および電力の計算はアップサンプリング信号または元の
信号に関して別々に実行される。こうした計算では、現
行の副フレームにおける

【外７】の最大絶対値およびその位置も得られて、そのシフトを
決定する際に使用される。最大値についての位置を決め
て、最大の分解能を得るには、アップサンプリングされ
た信号に関して動作させることが絶対である。

【００２２】

【外８】試験範囲内での最適なシフト値は、再構成されて重み付
けされた修正信号ｘ_w（ｎ）（図１）とメモリを瀘波す
る励振の貢献ｙ_w1（ｎ）との間での差で表わされるエラ
ー信号ｅ₁(ｎ）のエネルギを最小にするものであり、必
要な計算量を減少させる高速捜索手順でもって得られ
る。この高速捜索に対して、一方では、ＳＴＷ′からの
出力信号ｘ_w（ｎ）が、

【数１３】（但し、ｎは０からＬｓ−１まで）として表わされること、他方ではその同じ信号がＳＴＷ
２ａの出力ｘ_w1とＳＴＷ２ｂの出力ｘ_w2との和であるこ
とを考慮しなければならない。式（７）での和は、チェ
ーンＬＴＳａ，ＳＴＷ１ａの対応する貢献ｙ_w1と同様
に、一度だけ、計算される信号ｘ_w1を表わしており、そ
れ故、ｅ₀＝ｘ_w1−ｙ_w1として規定されるエラーも一度
だけ計算され、その計算の結果は加算器ＳＭａの出力に
現われる。

【外９】

【００２３】本発明に従って採用されるｘ_w2を決定する
手順は、与えられたシフト値に対して、信号ｘ_w2が次
式、つまり：

【数１４】によって与えられることを考慮している。和の上限は、
零の初期条件でもっての瀘波に際し、ｎ−ｋ＜０を持つ
サンプルつまり前の副フレームのサンプルを考慮しては
ならないので、ｎとｐとの間の最小値である。

【外１０】式（８）でもって計算する代りに、ｘ_w2が、次式、つま
り；

【数１５】に従って計算される。式（９）において、Ｑ（ｎ）は、
Ｑ（０）＝１として、フィルタＳＴＷの斜載頭のパルス
応答（ｎのＬｓ値に対してのみ計算されるので）を示し
ている。ここから解るように、Ｑが、或る値を除いて、
一度だけ決定されることを考慮すると、式（９）は式
（８）よりもはるかに少ない計算を必要とする。

【００２４】実際の場合、ｘ_w2のΓ値は、８ＫＨｚのサ
ンプリング期間に対応したΓのアップサンプリングされ
た信号サンプルの各々に対して、式（８）および（９）
に従って計算されなければならない。一旦、ｅ₁(ｎ）の
エネルギを最小にして、最適なシフトを見出すと、ｅ
（ｎ）のエネルギの最小化が最適の励振を見出すために
始められる。ユニットＥＭはじかに、刷新語におけるパ
ルスの位置の関数である最小化されるべきエネルギの式
を計算し、そしてこの目的のために、パルス応答Ｑが採
用されて、最適なシフトに対する捜索中に計算される。
パルス応答の計算は、各語が多くて２つの零でないサン
プルを含んでいるという事実により瀘波作用の実行に関
して好都合になされる。更に、２つのパルスを持つ語の
より一般的な場合を考慮すると、その総体的パルス応答
はキーに等しい距離だけ隔置された２つの応答の和であ
り、キーに連係されたすべての他の語に対する応答は一
度に１つのサンプルだけ変換することによって簡単に得
られる。簡素化のために、以下の数学的表現では、副フ
レームにおけるすべてのサンプルまで拡張された総和に
対する和インデックスの可変範囲を表示していない。一
般的な励振語に対するエラーｅ（ｎ）は、ｕ（ｎ）をＳ
ＴＷ１ｂからの出力信号として、ｅ（ｎ）＝ｅ₁(ｎ）−
ｙ_w2（ｎ）＝ｅ₁(ｎ）−ｇ₁・ｕ（ｎ）によって与えら
れる。ｅ（ｎ）のエネルギは、次式、つまり：

【数１６】Ｅ（ｅ）＝Σｅ²(ｎ）＝Σ〔ｅ₁(ｎ）−ｇ₁・ｕ（ｎ）〕² （１０）によって与えられ、それは、Ｅ（ｅ）＝Σｅ₁ ²＋２ｇ
₁・Σｅ₁・ｕ＋ｇ₁ ²・Σｕ²として書くことができ
る。最初のおよび最後の和が信号ｅ₁，ｕのエネルギを
表わし、そして第２のものが、Ｋ＝０に対して評価され
た、それらの間での相互相関Ｒ（ｅ₁ｕ）（Ｋ）を表わ
していることを考慮して、表示Ｒ（ｅ₁ｕ）を用いる
と；

【数１７】Ｅ（ｅ）＝Ｅ（ｅ₁）−２ｇ₁Ｒ（ｅ₁ｕ）＋ｇ₁ ²Ｅ（ｕ）（１１）を得る。

【００２５】Ｅ（ｎ）を最小にすることは、エネルギの
差、つまり：

【数１８】 ΔＥ＝Ｅ（ｅ₁）−Ｅ（ｅ）＝２ｇ₁Ｒ（ｅ₁ｕ）−ｇ₁ ²Ｅ（ｕ）（１２）を最大にするのと同じである。調べられた符号書の各語
に対して、式（１２）の最大は、ｇ₁に関してその導関
数を計算して、それを０にすることによってすぐに現わ
れるような、ｇ₁の値ｇ₀＝Ｒ（ｅ₁ｕ）／Ｅ（ｕ）に
対して得られ、それに対しては、次式、つまり：

【数１９】 ΔＥ₀＝Ｒ（ｅ₁ｕ）２／Ｅ（ｕ）＝ｇ₀・Ｒ（ｅ₁ｕ）（１３）が対応している。刷新符号書の特定の構造は、前に決定
されたフィルタＳＴＷ２の１つに等しいフィルタＳＴＷ
１のパルス応答を利用することにより、その語における
１つまたはそれ以上のパルスの位置に依存しているＥ
（ｕ）およびＲ（ｅ₁ｕ）をじかに得ることを可能にす
る。実際に、Ｅ（ｕ）は、次式、つまり：

【数２０】Ｅ（ｕ）＝Σ〔Ｑ（ｎ−ｎ₁）±Ｑ（ｎ−ｎ₂）〕² ＝ΣＱ²（ｎ−ｎ₁）＋ΣＱ²（ｎ−ｎ₂）±２ΣＱ（ｎ−ｎ₁）・Ｑ（ｎ−ｎ₂）となるが、簡素化すると；

【数２１】Ｅ（ｕ）＝Ｅｑ（ｎ₁）＋Ｅｑ（ｎ₂）±ρ（ｎ₁，ｎ₂）（１４）となり、上式において、Ｅｑは適切な斜載頭信号Ｑのエ
ネルギ（すなわち、ｎ₁，ｎ₂の位置によって決定され
る多くのサンプルに対して計算された）である。更に、
Ｒ（ｅ₁ｕ）は、

【数２２】Ｒ（ｅ₁ｕ）＝Ｒ〔ｅ₁ｑ（ｎ₁）〕±Ｒ〔ｅ₁ｑ（ｎ₂）〕（１５）として書かれ、ここで、

【数２３】である。ここから明らかなように、単パルス語に対し
て、式（１４）および（１５）は、Ｅ（ｕ）＝Ｅｑ（ｎ
₁）およびＲ（ｅ₁ｕ）＝Ｒ〔ｅ₁ｑ（ｎ₁）〕という
形態において表現される。最適の励振を決定するために
ＥＭにより各副フレームで行われる動作は３つのステッ
プに分割される。

【００２６】ａ）各刷新語の影響を調べる前に、値ａ
_iが利用できるやいなや、ＥＭは式（１４）における３
つの加数の可能な値を計算し、そして記憶する。前にも
述べたように、次の副フレームではフィルタ係数ａ_iが
変らないので、その計算は、初めの４つの副フレームに
対してのみ実行されることになる。項Ｅｑは、次式、つ
まり：

【数２４】Ｅｑ（Ｌｓ−１−ｎ）＝Ｅｑ（Ｌｓ−ｎ）＋Ｑ²（ｎ）（１６）（但し、ｎ＝１……Ｌｓ−１，Ｅｑ（Ｌｓ−１）＝１）に従った、簡単な反復性手順でもって計算される。更
に、符号書はＮｉ２の可能な対の値ｎ₁，ｎ₂のみを含
んでいるので、ρの計算は、次式、つまり：

【数２５】 ρｋ＝２Ｑ〔ｎ₂(ｐ）〕 ρｋ＝２ρｋ＋１＋２Ｑ〔ｎ＋ｎ₂(ｐ）〕・Ｑ（ｎ）に従って、そうした対に対してのみ実行され、上式で、
ｎ₂(ｐ）はすでに引用した意味、つまりｎ＝１……Ｌｓ
−１−ｎ₂(ｐ）を有し、そしてｋ＝Ｎｉ２……１は値ｎ
₁，ｎ₂の一般的対である。ｂ）ｅ₁の最適値が利用できるやいなや、常に、その
捜索手順に先立って、ＥＭが値Ｒ（ｅ₁ｑ）を計算しそ
して記憶する。ｃ）こうした動作後、ＥＭは、Ｅ（ｕ），Ｒ（ｅ
₁ｕ）の値を１語ずつ計算し、値ｇ_oとその関連値ΔＥ
とを決定し、そしてそのエネルギを最小にしたｇの語イ
ンデックスおよびその関連値を記憶する。

【００２７】前にも述べたように、もしも音が発声され
ないならば、符号書の第１の部の語でもっての試験は、
発声信号区間の開始つまり立上りを示す短い時間での強
力なエネルギの集中が認められるときにのみ実行され
る。この目的のために、その副フレーム内では、修正さ
れた残余信号の或るグループのサンプルのエネルギがそ
の副フレームの始めから出発し、全副フレームが走査さ
れるまで、一度に１つのサンプルだけ、そのグループを
選択する窓をシフトして計算され（例えば、５サンプ
ル）、どのグループが最大のエネルギを示しているのか
を記憶する。更に、最大値が生じた窓における平均電力
（つまり、サンプルの数で割られたエネルギ）および副
フレームでの平均電力も計算される。単パルス語でもっ
ての試験は、副フレームのエネルギ、並びに、その窓で
の平均電力と副フレームでの平均電力との間の比が適当
な閾値よりも大きいときに可能になる。更に、もしも最
適刷新が単パルス語から成っているならば、利得ｇの絶
対値は最大値｜ｇ｜max ｘ＝｜ｒ_s｜max に制限され、
ここではほぼ１に等しいパラメータであり、そして｜ｒ
_s｜max は

【外１１】を決定する動作中に計算される残余最大値である。この
制限の目的は、その同じ副フレームにおける最大の残余
振幅に関して高過ぎるエネルギを持つパルスのその信号
への侵入を阻止することである。フィルタＬＴＳａ，Ｓ
ＴＷ１ａ，ＳＴＷ２ａにおける初期の状態は各副フレー
ムの終りで更新されることになる。ＬＴＳａ、つまり、
ｓ_s（ｎ）を更新するには、１つの又は１対のパルス
（最適の刷新語に対応）をｓ_s１（ｎ）に付加すること
が必要である。ｙ_w（ｎ）を更新するには、最適の励振
に対応したｙ_w2の値を供給するために適切にシフトされ
て、利得ｇの掛け合わされた１つまたは２つのパルス応
答（信号ｕ（ｎ）に対応）をｙ_w1（ｎ）に付加すること
が必要である。そのパルス応答はＳＴＷ２ａを更新する
ためにも利用される。更に、フィルタＳＴＷは次数Ｐを
持っているので、重要なのはかかる応答の最後のＰサン
プル（ＬｓからＬｓ−Ｐまで）のみである。ＥＭの動作
は付録にも含まれている。さてここでは、図１を参照し
てすでに記述されたものに対応するブロックが同じ参照
符号に、数字２を付して示されている図３を参照して、
復号器の構成が記述されよう。各種の再構成された信号
も、符号器での元の信号に対して使用された同一の参照
符号でもって示されている。

【００２８】復号器は、符号器から、ライン２ａ−２ｅ
を通して、インデックスｊ（φ），ｊ（ｄ），ｊ
（ｂ），ｊ（ｓ），ｊ（ｇｍａｘ），ｊ（ｇｎｏｒ）お
よび刷新利得に対する記号σを受信する。各副フレーム
において、インデックスｊ（ｓ）は、刷新書ＩＣ２にお
ける刷新語ｓ（ｎ）を選択するか、または、刷新貢献
（ｇ＝０）を与えない副フレームを指示する。もしも語
が選択されたとすると、それには、Ｍ２において、その
絶対値がインデックスｊ（ｇ）＝ｊ（ｇｍａｘ）−ｊ
（ｇｎｏｒ）により符号書ＩＧ２において選択されて、
σという記号を持つ利得ｇが掛け合わされ、それによ
り、再構成された励振信号（つまり、固定の符号書貢
献）ｓ₁(ｎ）を与える。この信号は、再構成された短期
残余信号ｓ_s（ｎ）を与えるために、長期合成フィルタ
ＬＴＳ２において瀘波される。符号器でのレプリカＬＴ
Ｓ１と全く同様に動作させるために、フィルタＬＴＳ２
は、再構成回路ＬＴＲ２から、パラメータｄ，ｂと、ｄ
およびｂの補間を実行する必要性を示しているフラグＦ
とを受信しなければならない。それ故、ＬＴＲ２は、２
つの引き続くフレームに関連したｄ，ｂの値を記憶し、
そしてｄ，ｂについての補間が必要なのかどうかを決め
るのに必要な、符号器に関して記述された、比較を実行
するのに適した回路の外に、ＬＴＲ１（図１）と同様
に、インデックスｊ（ｄ），ｊ（ｂ）によってアドレス
指定される２つの表を持つリードオンリーメモリを含ん
でいる。ＬＴＳ２から出て行く信号ｓ_s（ｎ）は、イン
デックスｊ（φ）から出発して、係数再構成回路ＳＴＲ
２で発生される係数ａ_iを用いて短期合成フィルタＳＴ
Ｓ２において瀘波される。また、ＳＴＳ２では、各フレ
ームの最初の副フレームに対し、補間された係数が使用
される。再構成された音声信号ｙ（ｎ）はなおも、線形
予告係数ａ_iから得られる係数を使用し、知覚効果を改
善する歪を再構成された音声信号に挿入する適応性フィ
ルタＰＦにおいて更に瀘波される。フィルタＰＦの出力
には、瀘波された再構成信号ｙ_p（ｎ）が出される。音
声信号を符号化するときにＰＦのようなフィルタを採用
することは技術者にとって周知なので、一層の説明は不
必要であろう。復号器は、符号器で行われたシフトを考
慮してないことを銘記されたい。実際に、シフトの目的
は、その合成された信号を元の信号のレプリカにできる
だけ近づけることであり、従って、復号器は励振および
フィルタに関連した情報のみを必要とする。

【００２９】以上の記載は非限定的例に基づいて行われ
ており、幾多の変更および修正が本発明の範囲から逸脱
せずに成し得ることは明らかである。例えば、刷新につ
いて言うと、振幅が１であるサンプルについて述べてい
るが、振幅が有限のセットでの値（例えば、±１，±√
２，±１／√２）において選ばれたサンプルを使用する
ことも可能であり、この場合、符号化された信号は刷新
サンプルの相対的振幅についての情報を含んでいる。式
（１４），（１５）を、その振幅が１でないパルスの場
合に対して一般化することは簡単である。有限なセット
の値におけるサンプル振幅の選択は、サンプル自体の相
対的振幅が量子化されるので限定的でない。図面の簡素
化のために、各種ブロックに対するタイミング信号を示
してないが、動作のタイミング・シーケンスはそこでの
記載から明らかである。

【００３０】付録言語Ｃの正式な要件のために、プログラム表記での量
は、前述の記載から幾分異なる態様においてまたは異な
る記号でもって書かれている。下付き文字、カッコなど
の存在に関する差異は、不明瞭の危険性がないので、詳
細に論議していない。表記における記号ｎ＿，ｈ＿，ｒ
ｓ＿，Ｅｈ，ｈ＿，Ｒｅ１ｈ，Ｎｉｋ，ｎ２ｋｅｙ，ｉ
ｄ，ｉｂ，ｉｓは明細書におけるｎ，ｈ，ｒｓ，Ｅｑ，
Ｑ，Ｒｅｌｑ，Ｎｉｐ，ｎ２（ｐ），ｊ（ｄ），ｊ
（ｂ），ｊ（ｓ）に対応していて、或る記号（Ｅｒｓ，
Ｅｒｆ…………）に付加された文字“ｔｈｒ”は明細書
で論議された、それぞれの量に対する閾値を示し、ＥＰ
ＳＩＬＯＮ，ＲＯは明細書でも論議された均合い因子で
あり、ＤＥＬＴＡはそれぞれの量の値における増分つま
りインクリメントを示している（ＤＥＬＴＡｄは明細書
でのｄ′に対応している）。１）長期解析／^*長期予告器遅延に対する捜索：^*／Ｒｒｆｄmax ＝−ＤＢＬ＿ＭＡＸ；（ｄ＿＝Ｌｓ；ｄ＿＜＝Ｄ；ｄ＿＋＋）に対して｛Ｒｒｆ〔ｄ＿〕＝０．；（ｎ＝Ｋ；ｎ＜＝Ｌｆ＋Ｈ＋Ｋ−１−ｄ＿；ｎ＋＋）に対してＲｒｆ〔ｄ＿〕＋＝ｒｆ〔ｎ＋ｄ＿〕^*ｒｆ〔ｎ〕；もしも、（Ｒｒｆ〔ｄ＿〕＞Ｒｒｆｄmax ）ならば｛ｄ

〔０〕＝ｄ＿；Ｒｒｆｄmax ＝Ｒｒｆ〔ｄ＿〕；｝｝

【００３１】／^*前の値の周辺での長期予告器遅延に対する２次的捜索：^*／ｄmin ＝sround（（１．−ＥＰＳＩＬＯＮｄthr ）^*ｄ〔−１〕）；ｄmax ＝sround（（１．＋ＥＰＳＩＬＯＮｄthr ）^*ｄ〔−１〕）：もしも（ｄmin ＜Ｌｓ）ならばｄmin ＝Ｌｓ；もしも（ｄmax ＞Ｄ）ならばｄmax ＝Ｄ；もしも（発声〔−１〕＆＆補間〔−１〕＆＆（ｄ

〔０〕＜ｄmin ｜｜ｄ

〔０〕＞ｄmax ））ならば｛Ｐｒｆｄ max＿＝−ＤＢＬ＿ＭＡＸ；（ｄ＿＝ｄmin ；ｄ＿＜＝ｄmax ；ｄ＿＋＋）に対してもしも（Ｒｒｆ〔ｄ＿〕＞Ｒｒｆｄ max＿）ならば｛ｄ＿＝ｄ＿；Ｒｒｆｄmax ＿＝Ｒｒｆ〔ｄ＿〕；｝もしも（Ｒｒｆｄmax ＿／Ｒｒｆｄmax ＞＝ＲＯＲｒｆ thr）ならば、ｄ

〔０〕＝ｄ＿；｝／^*長期予告器係数および利得の計算；^*／Ｅｒｆ＝Ｅｒｆ＿＝Ｅｒｆ＿

〔０〕＝０．；もしも（Ｋ−１＋ｄ

〔０〕＜＝Ｌｆ＋Ｈ＋Ｋ−１−ｄ

〔０〕ならば｛（ｎ＝Ｋ；ｎ＜＝Ｋ−１＋ｄ

〔０〕；ｎ＋＋）に対してＥｒｆ＋＝ｒｆ〔ｎ〕^*ｒｆ〔ｎ〕；（；ｎ＜Ｌｆ＋Ｈ＋Ｋ−１−ｄ

〔０〕；ｎ＋＋）に対してＥｒｆ＿＋＝ｒｆ〔ｎ〕^*ｒｆ〔ｎ〕；（；ｎ＜＝Ｌｆ＋Ｈ＋Ｋ−１；ｎ＋＋）に対してＥｒｆ＿

〔０〕＋＝ｒｆ〔ｎ〕^*ｒｆ〔ｎ〕；Ｅｒｆ＋＝Ｅｒｆ＿；Ｅｒｆ＿＋＝Ｅｒｆ＿

〔０〕；｝

【００３２】他に｛（ｎ＝Ｋ；ｎ＜＝Ｌｆ＋Ｈ＋Ｋ−１−ｄ

〔０〕；ｎ＋＋）に対してＥｒｆ＋＝ｒｆ〔ｎ〕^*ｒｆ〔ｎ〕；（；ｎ＜＝Ｋ−１＋ｄ

〔０〕；ｎ＋＋）に対してＥｒｆ＿

〔０〕＋＝ｒｆ〔ｎ〕^*ｒｆ〔ｎ〕；（；ｎ＜＝Ｌｆ＋Ｈ＋Ｋ−１；ｎ＋＋）に対してＥｒｆ＿＋＝ｒｆ〔ｎ〕^*ｒｆ〔ｎ〕；Ｅｒｆ＿

〔０〕＋＝Ｅｒｆ＿；｝Ｅｒｆ＿

〔０〕＋＝ｒｆ〔Ｌｆ＋Ｈ＋Ｋ−１−ｄ

〔０〕〕^*ｒｆ〔Ｌｆ＋Ｈ＋Ｋ−１−ｄ

〔０〕〕；ｂ

〔０〕＝（Ｅｒｆ＞＝Ｅｒｆthr ）？Ｒｒｆ〔ｄ

〔０〕〕／Ｅｒｆ：０．；Ｇ＝（Ｅｒｆ＞＝Ｅｒｆthr ＆＆Ｅｒｆ＿＞＝Ｅｒｆthr ＿）？１．／（１． −ｂ

〔０〕^*Ｒｒｆ〔ｄ

〔０〕〕／Ｅｒｆ＿）：１．；／^*長期予告器係数の修正：^*／ｂ max・1 ＝（Ｅｒｆ＿〔−１〕＞＝Ｅｒｆthr ＿）？ｐｏｗ（Ｅｒｆ＿

〔０〕／Ｅｒｆ＿〔−１〕，（二重）ｄ

〔０〕／（２^*Ｌｆ））：ＤＢＬ＿ＭＡＸ；もしも（ｂ

〔０〕＞ｂ max１）ならばｂ

〔０〕＝ｂ max１；もしも（ｂ

〔０〕＞ｂ max２＆＆Ｇ＜Ｇ thr）ならばｂ

〔０〕＝ｂ max２；／^*零値の保全を持つ長期予告器係数の零クリッピングと量子化：^*／もしも（ｂ

〔０〕＞＝ｂｑ〔１〕／２．）ならば｛

【００３３】ｉｂ＝ｓｑ（Ｎ１ｃ，ｂｄ，ｂ

〔０〕）；ｂ

〔０〕＝ｂｑ〔ｉｂ〕｝他に｛ｂ

〔０〕＝０．；ｉｂ＝１；｝／^*補間および発声の決定：^*／もしも（（二重）ａｂｓ（ｄ

〔０〕−ｄ〔−１〕）／ｄ〔−１〕＜＝ＥＰＳＩＬＯＮｄthr ＆＆ｂ

〔０〕＞０．＆＆ｂ〔−１〕＞０．）とすると、補間

〔０〕＝１；他に補間

〔０〕＝０；もしも（Ｇ＞＝Ｇthr ＆＆ｂ

〔０〕＞＝ｂthr ）ならば発声

〔０〕＝１；他に発声

〔０〕＝０；／^*長期予告器遅延の選択的修正：^*／もしも（補間

〔０〕＆＆！発声

〔０〕）ならば｛ＤＥＬＴＡｄ＝sround（（二重)(ｈ＿^*ｄ

〔０〕）／（ＧＡＭＭＡ^*Lf))；もしも（ＤＥＬＴＡｄ＜−ａｂｓＤＥＬＴＡｄmax ）ならばＤＥＬＴＡｄ＝−ａｂｓＤＥＬＴＡｄmax ；他に、もしも（ＤＥＬＴＡｄ＞ａｂｓＤＥＬＴＡｄmax ）ならばＤＥＬＴＡｄ＝ａｂｓＤＥＬＴＡｄmax ；もしも（ｄ

〔０〕＋ＤＥＬＴＡｄ＞＝Ｌｓ＆＆ｄ

〔０〕＋ＤＥＬＴＡｄ＜＝Ｄ＆＆（二重）ａｂｓ（ｄ

〔０〕＋ＤＥＬＴＡｄ−ｄ〔−１〕／ｄ〔−１〕＜＝ＥＰＳＩＬＯＮｄthr ）ならばｄ

〔０〕＋＝ＤＥＬＴＡｄ；｝／^*長期予告器遅延または零係数の表示：^*／もしも（ｂ

〔０〕＞０．〕ならばｉｄ＝ｄ

〔０〕−Ｌｓ＋１；他にｉｄ＝Ｎ１ｄ；

【００３４】２）エラーエネルギの最小化表記のこの部分において、“ｂａｎｇ”は立上りの認識
を示している。／^*時間シフトおよび刷新捜索に対する準備：^*／もしも（補間（０〕｜｜発声

〔０〕）ならば｛Ｅｒｓ＝Ｅｒｓ＿＝０．；（ｎ＝ｏ＋Ｌｓ−ｄ

〔０〕＋ｈ；ｎ＜＝ｏ＋ｈ−１；ｎ＋＋）に対してＥｒｓ＋＝ｒｓ〔ｎ〕^*ｒｓ〔ｎ〕；（；ｎ＜＝ｏ＋Ｌｓ＋ｈ−１；ｎ＋＋）に対してＥｒｓ＿＋＝ｒｓ〔ｎ〕^*ｒｓ〔ｎ〕；ａｂｓｒｓ max＝−ＤＢＬ＿ＭＡＸ；（ｎ＝ＧＡＭＭＡ^*ｏ＋ｈ＿；ｎ＜＝ＧＡＭＭＡ^*（ｏ＋Ｌｓ）＋ｈ＿−１；ｎ＋＋）に対して｛ａｂｓｒｓ＝ｆａｂｓ（ｒｓ＿〔ｎ〕）；もしも（ａｂｓｒｓ＞ａｂｓｒｓ max）ならば｛

【００３５】ｎｐ

〔０〕＝ｎ；ａｂｓｒｓ max＝ａｂｓｒｓ；｝｝ｎｐ

〔０〕−＝ＧＡＭＭＡ^*ｏ；もしも（Ｅｒｓ＿＞＝Ｅｒｓthr ＆＆ｄ

〔０〕^*Ｅｒｓ＿／（Ｌｓ^*（Ｅｒｓ＋Ｅｒｓ＿））＞＝ＲＯＰｒｓthr) ならば｛ｈmin ＝−ＧＡＭＭＡ^*Ｈ；もしも（ピーク＆＆ｎｐ〔−１〕＜＝ｈ＿−１＆＆ｈmin ＜ｎｐ〔−１〕）ならばｈmin ＝ｎｐ〔−１〕；ｈmax ＝ＧＡＭＭＡ^*Ｈ；もしも（ｈmax ＞ｎｐ

〔０〕）ならばｈmax ＝ｎｐ

〔０〕；ＤＥＬＴＡhpＬ＝ｈ＿−ｈmin ；ＤＥＬＴＡhpＨ＝ｈmax −ｈ＿；もしも（ＤＥＬＴＡhpＬ＞＝sround（ＧＡＭＭＡ^*ＤＥＬＴＡhp）＆＆ＤＥＬＴＡhpＨ＞＝sround（ＧＡＭＭＡ^* ＤＥＬＴＡhp））ならば｛ｈmin ＝ｈ＿−sround（ＧＡＭＭＡ^*ＤＥＬＴＡhp）；ｈmax ＝ｈ＿＋sround（ＧＡＭＭＡ^*ＤＥＬＴＡhp）；｝他にもしも（ＤＥＬＴＡhpＬ＞＝ＤＥＬＴＡhpＨ）ならばｈmin ＝ max（ｈmax −２^*sround（ＧＡＭＭＡ^* ＤＥＬＴＡhp），ｈmin ）；他にｈmax ＝ min（ｈmin ＋２^*sround（ＧＡＭＭＡ^* ＤＥＬＴＡhp），ｈmax ）；ピーク＝１；｝他に｛ｈmin ＝ｈmax ＝ｈ＿；ピーク＝０；｝｝

【００３６】他に｛もしも（ｈ＿＜０）ならばｈmin ＝ｈmax ＝ min（ｈ＿＋sround（ＧＡＭＭＡ^* ＤＥＬＴＡhr），０）；他にｈmin ＝ｈmax ＝ max（ｈ＿−sround（ＧＡＭＭＡ^* ＤＥＬＴＡhr），０）；ピーク＝０｝もしも（１＜＝Ｎｉｓ＿−１）ならば｛ｈ＿

〔０〕＝Ｅｈ〔Ｌｓ−１〕＝１．；（ｎ＝１，ｎ＿＝Ｌｓ−２；ｎ＜＝Ｌｓ−１；ｎ＋＋，ｎ＿−−）に対して｛ｈ＿〔ｎ〕＝０．；（ｋ＝１；ｋ＜＝ｍｉｎ（ｎ，Ｐ）；ｋ＋＋）に対してｈ＿〔ｎ〕＋＝ａｗ〔ｌ〕〔ｋ〕^*ｈ＿〔ｎ−ｋ〕；Ｅｈ〔ｎ＿〕＝Ｅｈ〔ｎ＿＋１〕＋ｈ＿〔ｎ〕^*ｈ＿〔ｎ〕；｝（ｉ＝Ｎｉｋ，ｊ＝Ｎｉ２；ｉ＞＝１；ｉ−−）に対して｛ｒｏ〔ｊ〕＝２．^*ｈ＿〔ｎ２キー〔ｉ〕〕；（ｎ＝１，ｊ−−；ｎ＜＝Ｌｓ−１−ｎ２キー〔ｉ〕；ｎ＋＋，ｊ−−）に対してｒｏ〔ｊ〕＝ｒｏ〔ｊ＋１〕＋２．^*ｈ＿〔ｎ＋ｎ２キー〔ｉ〕〕 ^*ｈ＿〔ｎ〕；｝｝／^*短期予告残余信号の時間シフトに対する捜索：^*／（ｎ＝ｏ，ｎ＜＝ｏ＋Ｌｓ−１；ｎ＋＋）に対して｛

【００３７】ｘ_w〔ｎ〕＝０．；（ｋ＝１；ｋ＜＝Ｐ；ｋ＋＋）に対してｘ_w〔ｎ〕＋＝ａｗ〔ｌ〕〔ｋ〕^*ｘ_w〔ｎ−ｋ〕；ｅ１〔ｎ−ｏ〕＝ｘ_w〔ｎ〕−ｙ_w〔ｎ〕；｝Ｅｅｌmin ＝ＤＢＬ＿ＭＡＸ；（ｉ＝０，ｈ＿＝ｈmax ；ｉ＜＝ＧＡＭＭＡ−１＆＆ｈ＿＞＝ｈmin ；ｉ＋＋，ｈ＿−−）に対して｛Ｅｅ１＝０．；（ｎ＝０，ｎ＿＝ＧＡＭＭＡ^*ｏ＋ｈ＿；ｎ＜＝Ｌｓ−１；ｎ＋＋，ｎ＿＋＝ＧＡＭＭＡ）に対して｛ｘ_w２〔ｉ〕〔ｎ〕＝ｒｓ＿〔ｎ＿〕；（ｋ＝１；ｋ＜＝ｍｉｎ（ｎ，Ｐ）；ｋ＋＋）に対してｘ_w２〔ｉ〕〔ｎ〕＋＝ａｗ〔ｌ〕〔ｋ〕^*ｘ_w２〔ｉ〕〔ｎ−ｋ〕；ｅ１＿＝ｅ１〔ｎ〕＋ｘ_w２〔ｉ〕〔ｎ〕；Ｅｅ１＋＝ｅｌ＿^*ｅｌ＿；｝もしも（Ｅｅ１＜Ｅｅｌmin ）ならば｛ｈ＿＝ｈ＿；Ｅｅ１min ＝Ｅｅ１；｝｝（ｉ＝０，ｎ＿＝ＧＡＭＭＡ^*ｏ＋ｈ＿；ｈ＿＞＝ｈmin ；ｉ＝（ｉ＜ＧＡＭＭＡ−１）？ｉ＋１：０，ｈ＿−−，ｎ＿−−）に対して｛Ｅｅ１＝０．；（ｎ＝Ｌｓ−１；ｎ＞＝１；ｎ−−）に対して｛

【００３８】ｘ_w２〔ｉ〕〔ｎ〕＝ｘ_w２〔ｉ〕〔ｎ−１〕＋ｈ＿〔ｎ〕^* ｒｓ＿〔ｎ＿〕；ｅ１＿＝ｅ１〔ｎ〕＋ｘ_w２〔ｉ〕〔ｎ〕；Ｅｅ１＋＝ｅ１＿^*ｅ１＿；｝ｘ_w２〔ｉ〕

〔０〕＝ｒｓ＿〔ｎ＿〕；ｅ１＿＝ｅ１

〔０〕＋ｘ_w２〔ｉ〕

〔０〕；Ｅｅ１＋＝ｅ１＿^*ｅｌ＿；もしも（Ｅｅｌ＜Ｅｅ１min ）ならば｛ｈ＿＝ｈ＿；Ｅｅ１min ＝Ｅｅ１；｝｝ｈ＝sround（（二重）ｈ＿／ＧＡＭＭＡ）；／^*重み付けされた音声並びに重み付けされたエラーの長期成分の計算、および刷新捜索に対する準備：^*／（ｎ＝ｏ，ｎ＿＝ＧＡＭＭＡ^*ｏ＋ｈ＿；ｎ＜＝ｏ＋Ｌｓ−１；ｎ＋＋，ｎ＿＋＝ＧＡＭＭＡ）に対して｛ｘ_w〔ｎ〕＝ｒｓ＿〔ｎ〕；（ｋ＝１；ｋ＜＝Ｐ；ｋ＋＋）に対してｘ_w〔ｎ〕＋＝ａｗ〔ｌ〕〔ｋ〕^*ｘ_w〔ｎ−ｋ〕；ｅ１〔ｎ−ｏ〕＝ｘ_w〔ｎ〕−ｙ_w〔ｎ〕；ｓｑｒｓ〔ｎ−ｏ〕＝ｒｓ＿〔ｎ＿〕^*ｒｓ＿〔ｎ＿〕；｝（ｋ＝ｏ；ｋ＜＝Ｌｓ−１；ｋ＋＋）に対して｛Ｒｅ１ｈ〔ｋ〕＝ｅ１〔ｋ〕；（ｎ＝１；ｎ＜＝Ｌｓ−１−ｋ；ｎ＋＋）に対してＲｅ１ｈ〔ｋ〕＋＝ｅ１〔ｎ＋ｋ〕^*ｈ＿〔ｎ〕；｝

【００３９】／^*選択的刷新利得クリッピングおよび選択的刷新捜索に対する準備：^*／もしも（発声

〔０〕）ならばａｂｓｇ１ max＝ｎｕ^*ａｂｓｒｓ max；他に｛Ｅｒｓ＝０．；（ｎ＝０；ｎ＜＝Ｂ−１；ｎ＋＋）に対してＥｒｓ＋＝ｓｑｒｓ（ｎ〕；Ｅｒｓ max＝Ｅｒｓ＿＝Ｅｒｓ；（；ｎ＜＝Ｌｓ−１；ｎ＋＋）に対して｛Ｅｒｓ＋＝ｓｑｒｓ〔ｎ〕；Ｅｒｓ＿＋＝ｓｑｒｓ〔ｎ〕−ｓｑｒｓ〔ｎ−Ｂ〕；もしも（Ｅｒｓ＿＞Ｅｒｓ max）ならばＥｒｓ max＝Ｅｒｓ＿；｝もしも（Ｅｒｓ＞＝Ｅｒｓ thr＿＆＆Ｌｓ^*Ｅｒｓ max／（Ｂ^*Ｅｒｓ）＞＝ＲＯＰｒｓ thr＿）ならばｂａｎｇ＝１；他にｂａｎｇ＝０；｝

【００４０】／^*選択的刷新利得クリッピングを伴なう刷新パラメータに対する選択的捜索：^*／ｎ１〔ｌ〕＝ｎ２〔ｌ〕＝０；ｇ１〔ｌ〕＝ｇ２〔ｌ〕＝０．；ＤＥＬＴＡＥｅ１ｅ max＝−ＤＢＬ＿ＭＡＸ；もしも（発声

〔０〕｜｜ｂａｎｇ）ならば（ｎ１＿＝０，ｉ＝１；ｎ１＿＜＝Ｌｓ−１；ｎ１＋＋，ｉ＋＋）に対して｛Ｅｕ＝Ｅｈ〔ｎ１＿〕；Ｒｅ１ｕ＝Ｒｅ１ｈ〔ｎ１＿〕；ｇ１＿＝Ｒｅ１ｕ／Ｅｕ；ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ＝ｇ１＿^*Ｒｅ１ｕ；もしも（ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ＞ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ max）ならば｛ｎ１〔ｌ〕＝ｎ１＿；ｉｓ〔ｌ〕＝ｉ；ｇ１〔ｌ〕＝ｇ１＿；ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ max＝ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ；｝｝他にｉ＝Ｌｓ＋１；もしも（発声

〔０〕）で、（ｇ１〔ｌ〕＜−ａｂｓｇ１ max）ならばｇ１〔ｌ〕＝−ａｂｓｇ１ max；他に、もしも（ｇ１〔１〕＞ａｂｓｇ１ max）ならばｇ１〔ｌ〕＝ａｂｓｇ１ max；（ｊ＝１，ｋ＝１；ｊ＜＝Ｎｉｋ；ｊ＋＋）に対して（ｎ１＿＝０，ｎ２＿＝ｎ２キー〔ｊ〕；ｎ２＿＜＝Ｌｓ−１；ｎ１＿＋＋，ｎ２＿＋＋，ｉ＋＋，ｋ＋＋）に対して｛Ｅｕ＝Ｅｈ〔ｎ１＿〕＋Ｅｈ〔ｎ２＿〕−ｒｏ〔ｋ〕；Ｒｅ１ｕ＝Ｒｅ１ｈ〔ｎ１＿〕−Ｒｅ１ｈ〔ｎ２＿〕；ｇ１＿＝Ｒｅ１ｕ／Ｅｕ；ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ＝ｇ１＿^*Ｒｅ１ｕ；

【００４１】もしも（ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ＞ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ max）ならば｛ｎ１〔ｌ〕＝ｎ１＿；ｎ２〔ｌ〕＝ｎ２＿；ｉｓ〔ｌ〕＝ｉ；ｇ１〔ｌ〕＝ｇ１＿；ｇ２〔ｌ〕＝−ｇ１＿；ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ max＝ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ；｝ｉ＋＋；Ｅｕ＝Ｅｈ〔ｎ１＿〕＋Ｅｈ〔ｎ２＿〕＋ｒｏ〔ｋ〕；Ｒｅｌｕ＝Ｒｅ１ｈ〔ｎ１＿〕＋Ｒｅ１ｈ〔ｎ２＿〕；ｇ１＿＝Ｒｅｌｕ／Ｅｕ；ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ＝ｇ１＿^*Ｒｅｌｕ；もしも（ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ＞ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ max）ならば｛ｎ１〔ｌ〕＝ｎ１＿；ｎ２〔ｌ〕＝ｎ２＿；ｉｓ〔ｌ〕＝ｉ；ｇ１〔ｌ〕＝ｇ１＿；ｇ２〔ｌ〕＝ｇ１＿；ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ max＝ＤＥＬＴＡＥｅｌｅ；｝｝

【図面の簡単な説明】

【図１】符号器のブロック図

【図２】符号器のあるブロックの機能図

【図３】復号器のブロック図

フロントページの続き (71)出願人 390035493 エイ・ティ・アンド・ティ・コーポレーションＡＴ＆ＴＣＯＲＰ. アメリカ合衆国 10013−2412 ニューヨークニューヨークアヴェニューオブジアメリカズ 32 (72)発明者ルーカ・チエラリオイタリー国トリノ、ヴイア・インドウーノ２ (72)発明者ダニエレ・セレーノイタリー国ヴイア・イゼルニア７／エー (72)発明者ウイレム・バステイアーン・クレイジンアメリカ合衆国ニユージヤージー州07920 バスキング・リツジ、ヴイレツジ・ドライヴ 87 (72)発明者ピーター・クルーンアメリカ合衆国ニユージヤージー州08812 グリーン・ブルツク、スワンソン・レーン 28

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】符号化ステップに、次の動作、つまり： − 元の音声信号を第１のサンプリング率においてサン
プリングし、サンプル〔ｘ（ｎ）〕の結果的に生じるシ
ーケンスを、各々が第１の予め決められた数Ｌｓのサン
プルかまたは前記第１の数の整数倍を含む複数のブロッ
クの引き続くサンプルへと分割し； − 線形予告瀘波作用、短期合成瀘波作用およびスペク
トル重み付け瀘波作用に対して使用される１つのグルー
プの線形予告係数（ａ_i）を決めるために元の音声信号
について短期解析を行い、その周波数領域における前記
係数の表示を発生し、そして前記表示の値に関連してい
て、１ブロックのまたは１つのグループの引き続くブロ
ックのサンプルの期間に等しい期間にわたって有効な情
報〔ｊ（φ）〕を符号化された信号に挿入し； − 前記線形予告瀘波作用を通して、前記ブロックまた
はグループのブロックのサンプルに対する短期残余信号
〔ｒ_s（ｎ）〕を得て； − 長期合成瀘波遅延ｄと係数ｂとを含む長期解析パラ
メータを決定するために、前記残余信号〔ｒ_s（ｎ）〕
について長期解析を行い、そして前記パラメータの値に
関連し、１ブロックのまたは１つのグループの引き続く
ブロックのサンプルの期間に等しい時間にわたって有効
な情報〔ｊ（ｄ），ｊ（ｂ）〕を符号化された信号に挿
入し； − 各々が振幅貢献（励振利得）と形態貢献（刷新）と
から成り、後者が前記第１の数のサンプルよりもはるか
に少ない限定された数のパルスで構成されていて、予め
規定された位置と振幅とがそれぞれの有限のセットに属
している、１セットの励振信号内で選ばれた励振信号に
ついて、長期合成瀘波作用、短期合成瀘波作用およびス
ペクトル重み付け瀘波作用を行うことにより得られる再
構成されて、重み付けされた音声信号〔ｙ_w（ｎ）〕で
もって符号化される予定の各ブロックの音声信号サンプ
ルを再生し； − 前記残余信号〔ｒ_s（ｎ）〕の１セットのサンプル
を離散的ステップによって時間シフトさせ、そこにおい
て、各セットの残余信号サンプルは、励振信号について
の短期合成瀘波作用の結果として得られる再構成された
残余信号〔ｓ_s（ｎ）〕とその残余信号を時間において
整列させるために、符号化されるべき音声信号サンプル
の１つのブロックにおけるサンプル数に等しい数のサン
プルを持っており、そこでのシフトは前記励振信号に対
して実行されたものと同じ短期合成瀘波作用およびスペ
クトル重み付け瀘波作用にさらされる修正された残余信
号〔ｒ_m（ｎ）〕を発生して、これにより再構成され
て、重み付けされた修正音声信号〔ｘ_w（ｎ）〕を作り
出し； − 再構成されて、重み付けされた修正信号〔ｘ
_w（ｎ）〕と再構成されて、重み付けされた信号〔ｙ_w
（ｎ）〕との間における差により表わされる重み付けさ
れたエラー信号〔ｅ（ｎ）〕のエネルギを最小にするこ
とにより各ブロックのサンプルに対する最適な励振信号
を決定し、そしてその最適の励振信号を識別する情報
〔ｊ（ｓ），ｊ（ｇｍａｘ），ｊ（ｇｎｏｒ），σ〕を
符号化された信号に挿入する動作を含んで、音声信号を
符号化／復号化する方法において： − 前記刷新パルスは前記第１の数Ｌｓのサンプルから
構成された語の零でないサンプルのみであり、 − 第１の部分集合の励振信号に対する刷新語は１対の
パルスを含み、第１のセットの限定されたグループの語
は、２つのパルスが予め決められたキー位置に置かれて
いるキーワードであり、その部分集合での他の語は、そ
れらのパルスを一回に１つの位置だけ語の端部に向っ
て、それらパルスの１つが前記端部かまたはその出発語
における他のパルスのキー位置に到達するまで、同時に
シフトすることによりそのキーワードの各々から得ら
れ、そのシフトの方向はすべての語に対して同じであ
り；そして − 第２の部分集合の励振信号に対する刷新語は、その
位置が各信号に対して異なっている１つのパルスのみを
含んでおり；そして最適な励振信号の前記決定に対して
は、前記重み付けされたエラー信号のエネルギがその励
振信号についての合成およびスペクトル重み付け瀘波作
用を実行するフィルタのパルス応答Ｑ（ｎ）を利用する
ことによってじかに計算され、その計算には、次の動
作、つまり： − 励振信号における可能なパルス位置の各々に対する
前記パルス応答Ｑ（ｎ）およびそのエネルギＥｑを決定
し； − 再構成されて、重み付けされた信号〔ｘ_w（ｎ）〕
と励振信号瀘波メモリの貢献〔ｙ_{w 1}(ｎ）〕との間にお
ける差で表わされる第１の部分的エラー信号〔ｅ
₁(ｎ）〕と、そしてその同じエラー信号のエネルギとを
決定し； − 前記第１の部分的エラー信号〔ｅ₁(ｎ）〕と、励振
信号のパルスの各々に対するパルス応答Ｑ（ｎ）との間
における第１の相関Ｒ（ｅ₁ｑ）を決定し； − 各励振信号に対し、前記パルス応答から出発して、
その励振信号の零の初期条件による瀘波作用の貢献を表
わしている信号〔ｕ（ｎ）〕を決定し； − 励振信号の零の初期条件による瀘波作用の貢献を表
わしている前記信号〔ｕ（ｎ）〕のエネルギＥ（ｕ）、
並びに、励振信号の零の初期条件による瀘波作用の貢献
を表わしている前記信号〔ｕ（ｎ）〕と第１の部分的エ
ラー信号〔ｅ₁(ｎ）〕との間における第２の相関Ｒ（ｅ
₁ｕ）を決定し； − 各励振信号に対し、その振幅貢献の最適値を、前記
第２の相関と、零の初期条件における瀘波作用から生じ
る信号のエネルギとの間の比として決定し； − 励振の零の初期条件による瀘波作用の貢献を表わし
ている信号の前記エネルギＥｕのおよびその第１の部分
的エラー信号の前記エネルギＥ（ｅ₁）の、前記第２の
相関Ｒ（ｅ₁ｕ）の関数として、各励振信号に対するエ
ラー信号エネルギの値を計算する動作を含んでいること
を特徴とする方法。
【請求項２】前記パルスは単１の振幅を有しているこ
とを特徴とする請求項１の方法。
【請求項３】音声信号サンプルのシーケンスは、各々
が前記ブロックの１つに対応している複数の引き続く副
フレームによって構成され、そして第２の予め決められ
た数Ｌｆのサンプルを含んでいるフレームへと分割さ
れ、前記短期解析は各フレームに対して実行され、フレ
ームにおける前記短期解析に対しては、その長さがＬｆ
＋Ｐ（Ｐ＝各グループにおける線形予告係数の数）であ
って、現行のフレームおよび引き続くフレームを包含し
且つ前記引き続くフレームの予め決められた数Ｈ＋Ｋの
サンプルをも含んでいるサンプル窓が解析され、前記窓
は、第１および最後のＰサンプルを別にして、最大の重
みでもってすべてのサンプルを重み付けする台形状窓で
あり、それに対する重み付け因子は最小の重みと最大の
重みとの間における線形補間を通して決定されることを
特徴とする請求項１の方法。
【請求項４】各フレームの初期の副フレームに対し
て、線形予告係数ａ_iは、現行のフレームに対する短期
解析によって与えられる値と前のフレームに対して与え
られる値との間における補間の結果として得られる係数
であって、そこでの補間は前記表示に関して動作するこ
とによって実行されることを特徴とする請求項３の方
法。
【請求項５】前記線形予告残余信号は、長期解析に先
立って低減の瀘波作用を受け、それにより、瀘波された
残余信号〔ｒ_f（ｎ）〕を与えることを特徴とする前述
の請求項のうちのいづれか１つに記載の方法。
【請求項６】音声信号サンプルのシーケンスは、各々
が前記ブロックのうちの１つに対応する複数の引き続く
副フレームから成り且つ第２の予め決められた数Ｌｆの
サンプルを含んでいるフレームへと分割され、前記長期
解析は各フレームに対して実行され、前期長期解析パラ
メータを決定するために、現行のフレームと引き続くフ
レームとを包含し且つ前記引き続くフレームの前以って
規定された数Ｈ＋Ｋのサンプルを含んでいる、瀘波され
た残余信号〔ｒ_f（ｎ）〕のサンプル窓が解析されるこ
とを特徴とする請求項１の方法。
【請求項７】前記長期解析は更に、各項に対して、前
記解析を実行する手段の入力および該手段からの出力に
おける瀘波された残余信号のエネルギ間での比を表わし
ている長期予告利得Ｇを決定する動作を含み、その利得
は各フレームにおいて決定されることを特徴とする請求
項６の方法。
【請求項８】前記長期解析は更に、次の動作、つま
り： − 前記長期解析係数ｂの値および予告利得Ｇに依存し
て、フレームに対応した音声信号を、発声されるのかま
たは発声されないかとして、分類し、そのセグメントが
発声されるものとして分類された場合には、第１のフラ
グ（Ｖ）を発生し； − 長期解析遅延ｄの値および現行のフレームに関連し
た係数ｂを前のフレームに関連したものと比較し、遅延
変動が前以って規定された量よりも少なくそして両フレ
ームでの係数値が正であるときには、前記前のフレーム
に対して計算された遅延および係数値と現行のフレーム
に対して計算されたものとの間での補間を可能にする第
２のフラグ（Ｆ）を発生する動作を含んでいることを特
徴とする請求項６または７の方法。
【請求項９】長期解析遅延ｄはその解析自体に対して
使用される窓内での瀘波された残余信号の自動相関関数
の最大として決定され、そして長期解析係数ｂと現行の
フレームに対する予告利得Ｇとを決定する前に、前記自
動相関関数の極大は、もしも前記第１および第２のフラ
グが前記前のフレームで発生されたならば、前のフレー
ムにおける同じ関数の最大値の近傍においてさえ決定さ
れ、そして前記極大は、もしもそれが現行のフレームに
関連した窓における最大から前以って規定された値より
も少ない量だけ異なっているならば、現行のフレームに
対する遅延として使用されることを特徴とする請求項６
〜８のいづれかに記載の方法。
【請求項１０】長期解析係数ｂの値は、現行のフレー
ムにおけるおよびその長さがその長期解析遅延に等しい
間隔にある前のフレームにおける瀘波された残余信号の
エネルギ間の比に連係された第１の最大値ｂ₁にクリッ
プされることを特徴とする請求項６〜９のいづれかに記
載の方法。
【請求項１１】長期解析係数ｂの値は、もしも、予告
利得Ｇが利得閾値Ｇｔｈｒ以下である間、それが第２の
最大値ｂ₂を超えるならば、その第２の最大値ｂ₂にク
リップされることを特徴とする請求項６〜１０のいづれ
かに記載の方法。
【請求項１２】長期解析遅延ｄおよび係数ｂの前記補
間は全フレームにわたって延在する線形補間でありそし
て、非整数被補間遅延値の場合、再構成された残余信号
ｓ_s（ｎ）の対応するサンプルの値は前記被補間値に最
も近い整数遅延値の周囲に中心の置かれた２次多項式補
間でもって評価されることを特徴とする請求項８の方
法。
【請求項１３】符号化された信号に挿入された長期解
析係数ｂに関連した情報は量子化された係数値を表わし
ているインデックスであり、そして長期解析遅延ｄに関
連した情報は許容された遅延の間隔の外側にある遅延値
を表わし、最小の量子化された値の前以って規定された
端数よりも小さい係数値は０にされそして、０にされる
場合には、許容された遅延の前記間隔の外側にある値を
表わしている遅延情報と前記最小の量子化された値を表
わしているインデックスとが符号化された信号に挿入さ
れることを特徴とする請求項６〜１２のいづれかに記載
の方法。
【請求項１４】最適の励振を決定するために、前記第
２の部分集合の励振信号は、前記第１のフラグ（Ｖ）が
発生されたのかまたは、前記フラグが発生されなかった
のかに従って使用され、もしも修正された残余信号にお
けるエネルギ分布の解析が短時間でのエネルギ集中を示
しているならば、それは発声音の立上りを示しているこ
とを特徴とする請求項１および８の方法。
【請求項１５】最適の励振を決定するために、２つの
部分集合の励振信号は、それぞれの部分集合信号にある
パルスの数に連係された異なる正規化因子でもって正規
化されることを特徴とする請求項１４の方法。
【請求項１６】もしも前記第１のフラグ(V) が発生さ
れているならば、前記第２の部分集合の励振信号に対す
る振幅貢献はその残余信号の絶対値に比例している閾値
を超えないように制限されることを特徴とする請求項１
４の方法。
【請求項１７】前記修正された残余信号のエネルギ分
布の前記解析は各副フレームにおいて実行され、そして
次の動作、つまり： − 前記副フレームを複数の部分的に重複した窓に分割
し、最初のおよび最後の窓はその副フレームのそれぞれ
の初期または最終の部に対応しており、そこで、その最
初のものに続く窓は各々、その前の窓に関して１つのサ
ンプルだけシフトされるようになっており；更に、 − 全副フレームにおける修正された残余信号のエネル
ギおよび電力、そして前記窓の各１つにおけるエネルギ
を決定し； − そのエネルギが最大である窓に対する電力を決定
し、そして前記窓における電力と副フレームにおける電
力との間の比を決定し；そして − 前記最大エネルギおよび前記電力比をそれぞれの閾
値と比較し、そこで、もしも前記最大エネルギおよび前
記比がそれぞれの閾値以下であるならば、前記エネルギ
集中が認識されるようになっている動作を含んでいるこ
とを特徴とする請求項１４の方法。
【請求項１８】もしも第２のフラグ（Ｆ）のみが発生
されているならば、長期解析遅延ｄが前のフレームまで
に累積されたシフトの全体に比例した量だけ変えられ、
その変動の絶体値が前以って規定された最大値に制限さ
れることを特徴とする請求項６〜１７のいづれかに記載
の方法。
【請求項１９】前記遅延の変動は、もしも、それによ
り、補間についての決定を変えて、そして遅延を予め決
められた間隔の値から出るようになされたならば、無効
にされることを特徴とする請求項１８の方法。
【請求項２０】前記残余信号は、もしも前記第１およ
び第２のフラグの少なくとも１つが発生されているなら
ば、副フレームにおける前記時間シフトを受け、そして
もしも対応する音声信号セグメントが沈黙でなくて、ピ
ッチピークを含んでいることを、副フレームでの修正さ
れた残余信号エネルギの解析が示すならば、副フレーム
に関連したシフトはその同じフレームの前の副フレーム
のものと共に累積されるので、フレームにおける全シフ
トは最大シフト以下に止どまることを特徴とする請求項
１および請求項６〜１９のいづれかに記載の方法。
【請求項２１】修正された残余信号エネルギの前記解
析は、次の動作、つまり： − そのエネルギ自体を、到達されたときに、対応する
音声信号セグメントが沈黙でないことを示しているエネ
ルギ閾値と比較し； − 副フレームにおけるおよびその長さが長期解析遅延
に等しい間隔における修正された残余信号電力と、かか
る電力間での比とを決定し；そして − かかる比を、超過したときに、副フレームにおける
ピッチピークの存在を示している電力閾値と比較する動
作を含んでいることを特徴とする請求項２０の方法。
【請求項２２】副フレームに対するシフトは、最適の
励振信号を決定する前に、その同じフレームの前の副フ
レームに累積されたシフトの周囲に延在する間隔内で決
定され、それは、前記最初の部分的エラー信号〔ｅ
₁(ｎ）〕のエネルギを最小にする値であることを特徴と
する請求項２０または２１の方法。
【請求項２３】前記シフトを決定するために、前記残
余信号のアップ・サンプリングが、その第１の率の倍数
である第２の率において実行され、副フレームにおける
シフトはアップサンプリングされた残余信号の１つまた
はそれ以上のサンプルに等しいことを特徴とする請求項
２０の方法。
【請求項２４】前記第１の部分的エラー信号は、零の
初期条件でもって瀘波されたその修正残余信号を表わし
ている信号〔ｘ_w2（ｎ）〕と、そして修正残余信号瀘波
作用のメモリ貢献〔ｘ_w1（ｎ）〕と励振瀘波作用のメモ
リ貢献〔ｙ_w1（ｎ）〕との間の差である第２の部分的エ
ラー信号〔ｅ₀(ｎ）〕との間の和として計算され、副フ
レームでのサンプルに関連した零の初期条件でもって瀘
波された修正残余信号を表わしている信号〔ｘ
_w2（ｎ）〕は、その間隔の上端と、２つの極値間での中
間値との間におけるシフト値に対し、修正された残余信
号の実際の瀘波を実行することによって得られ、他方、
その間隔における残りのシフトの各々に対して、それ
は、前のサンプルに関連した値からおよび前記パルス応
答からくり返し得られることを特徴とする請求項２２ま
たは２３の方法。
【請求項２５】シフト値の前記間隔の決定は、次の動
作、つまり： − その間隔端に対して、その累積された値に関した２
つの対称値を定め； − アップサンプリングされた残余信号における残余信
号ピーク位置を決定し、そしてそれを前の副フレームで
のピーク位置と比較し； − 過去および／または将来における副フレームの過度
なシフトを回避するために、残余信号ピークの結果的複
製または損失でもって、その累積された値の片側または
両側上におけるその間隔の拡張を制限する。動作を通し
て実行されることを特徴とする請求項２４の方法。
【請求項２６】累積された値の片側のみにおける間隔
制限の場合、そのシフトに対する捜索は、試験された値
の総体的数が前記対称値の間に含まれている値の数に等
しいように、前記制限に関係のない間隔端部を越えた或
る確定された数を考慮して実行されることを特徴とする
請求項２５の方法。
【請求項２７】線形の予告係数表示、長期解析パラメ
ータおよび励振信号についての情報〔ｊ（φ），ｊ
（ｄ），ｊ（ｂ），ｊ（ｓ），ｊ（ｇｎｏｒ），ｊ（ｇ
ｍａｘ），σ〕から出発して、前記表示が再構成され、
再構成された線形の予告係数がそれから得られ、長期解
析パラメータが再構成され、励振信号が符号化ステップ
で使用されたものに対応する１セットの励振信号におい
て選択され、そして前記信号が、各励振信号〔ｓ
（ｎ）〕に対する再構成されたブロックの音声信号サン
プル〔ｙ（ｎ）〕を発生するために、再構成された線形
の予告係数ａ_i、長期解析遅延ｄおよび係数ｂを使用す
ることにより、符号化ステップで実行されたものと同じ
短期および長期合成瀘波作用を受けるという復号化ステ
ップを含み、再構成された音声信号〔ｙ（ｎ）〕の各ブ
ロックは、線形予告係数の有効期間の初期部分中に、す
ぐ前の有効期間に関連した再構成値と現行の期間に関連
した再構成値との間における補間の結果として得られる
再構成された線形の予告係数ａ_iによる短期合成瀘波作
用を実行することにより発生され、２つの引き続く有効
期間に関連した長期解析遅延ｄの値と係数ｂの値とが比
較されそして、もしもその遅延変動が予め決められた量
以下であってそしてその係数が両期間において正である
ならば、その第２のフラグに対応するフラグが発生され
て、長期合成瀘波作用中に、前記２つの有効期間に関連
した長期解析パラメータ値間での補間を可能にすること
を特徴とする請求項１〜２６のいづれかに記載の方法。
【請求項２８】解析−合成技術を使用して音声信号を
符号化／復号化するための装置であって、そこでの復号
器が： − 音声信号を第１の率でサンプリングし、そしてその
サンプル・シーケンスを第１の数のサンプルからなるブ
ロックへと分割する手段（ＭＴ）と； − １つまたはそれ以上のブロックのサンプルに対する
１つのグループの線形予告係数ａ_iを計算し、前記係数
をその周波数領域におけるその表示へと変換し、前記表
示から、符号化された信号へと挿入されるべきその係数
自体を識別するインデックスｊ（φ）を得て、そして前
記インデックスから出発して係数を再構成するための短
期解析手段（ＳＴＡ，ＳＴＲ１）とを備え、そこで、各
グループの線形予告係数は１つまたはそれ以上のブロッ
クのサンプルの期間に等しい時間期間にわたって有効で
あり；更に、 − 信号サンプルのブロックを前記サンプリング手段
（ＭＴ）から受信し、線形予告係数ａ_iを前記短期解析
手段（ＳＴＡ，ＳＴＲ１）から受信し、そして短期予告
残余信号ｒ_s（ｎ）を発生する線形の予告フィルタ（Ｌ
ＰＣ）と； − 前記残余信号から、遅延（ｄ）と係数（ｂ）とを含
む、長期合成瀘波作用のためのパラメータを得て、そし
て前記パラメータを、符号化された信号に挿入される予
定のインデックス〔ｊ（ｂ），ｊ（ｄ）〕へと変換する
ための長期解析手段（ＬＴＡ，ＬＴＲ１）とを備え、そ
こで、長期解析パラメータは１つまたはそれ以上のブロ
ックのサンプルの期間に等しい時間期間にわたり有効で
あり；更に、 − 長期解析手段（ＬＴＡ，ＬＴＲ１）から前記パラメ
ータを受信する長期合成フィルタ（ＬＴＳ１）、前記短
期解析手段（ＳＴＡ，ＳＴＲ１）から前記線形予告係数
ａ_iを受信する短期合成フィルタ（ＳＴＳ１）およびス
ペクトル重み付けフィルタ（ＳＷ）を一連の構成で含
み、各々が、その数が前記第１の数よりもはるかに少な
い数のパルス、前以って規定された振幅および位置で構
成された形態貢献を含んでいる１セットの励振信号に属
する信号を受信し、そしてその励振信号の各１つに対し
て再構成された信号ｙ_w（ｎ）を発生する第１の瀘波シ
ステム（ＬＴＳ１，ＳＴＳ１，ＳＷ）と； − 前記第１の瀘波システムの長期合成フィルタ（ＬＴ
Ｓ１）によって発生される再構成された残余信号ｓ
_s（ｎ）と時間において整列させるために前記残余信号
の１セットのサンプルｙ_w（ｎ）を、離散させるステッ
プにより、時間シフトさせるための手段（ＴＳ）とを備
え、そこで、残余信号のセットでのサンプルは前記第１
の数のサンプルに等しい数のサンプルを有し、各シフト
・ステップは許容された値の間隔内で選ばれ；更に、 − 前記第１の瀘波システムのもの（ＳＴＳ１，ＳＷ）
に同一の一連の短期合成フィルタおよびスペクトル重み
付けフィルタを含み、前記間隔の値の各々に対するその
時間シフト手段によって発生される修正残余信号が供給
され、そして、再構成されて、重み付けされた修正残余
信号を発生する第２の瀘波システム（ＳＴＳ′，Ｓ
Ｗ′）を備え、前記第１および第２の瀘波システム（Ｌ
ＴＳ１，ＳＴＳ１，ＳＷ１，ＳＴＳ′，ＳＷ′）は、前
の瀘波作用のメモリを表わしている貢献と、零の初期条
件による瀘波作用を表わしている貢献を別々に決定し；
更に、 − 前記第１および第２の瀘波システムにより発生され
た信号を比較することにより重み付けされたエラー信号
〔ｅ（ｎ）〕を発生し、前記重み付けされたエラー信号
のエネルギを最小化することにより、最適の励振信号お
よび最適のシフトを識別し、そして最適の励振信号を識
別する情報を符号化された信号に挿入するための手段
（ＳＭ，ＥＭ）を備え；そして更に、符号化側には： − 前記インデックスから出発して、線形予告係数およ
び長期解析パラメータを再構成するための手段（ＬＴＲ
２，ＳＴＲ２）と； − 前記第１の瀘波システムのもの（ＬＴＳ１，ＳＴＳ
１）に同一の、一連の長期合成フィルタおよび短期合成
フィルタを含み、その符号化側で使用されたセットに対
応するセットにおいて、最適の励振に関連した情報を通
して、選ばれた励振信号を瀘波し、そして、１ブロック
の再構成された音声信号サンプルを発生する第３の瀘波
システム（ＬＴＳ２，ＳＴＳ２）とが設けられている装
置において： − 刷新パルスは前記第１の数Ｌｓのサンプルで構成さ
れた語の零でないサンプルのみであり； − 第１の部分集合の励振信号に対する刷新語は１対の
パルスを含み、第１のセットの限定されたグループの語
は、２つのパルスが予め決められたキー位置に置かれて
いるキーワードであり、その部分集合における他の語
は、語の端部に向って一度に１つの位置だけ、それらパ
ルスの１つが前記端部かまたはその出発語における他の
パルスのキー位置に達するまで、それらパルスを同時に
シフトすることによってそのキーワードの各々から得ら
れ、そのシフト方向はすべての語に対して同じであり；
そして − 第２の部分集合の励振信号に対する刷新語は、その
位置が各信号に対して異なっている１つのパルスのみを
含んでおり；そして、前記エラー信号発生手段（ＳＭ，
ＥＭ）において、エラーエネルギを最小にする手段は処
理ユニットから構成されていて、該処理ユニットは： − 励振信号における可能なパルス位置の各１つに対す
る前記パルス応答〔Ｑ（ｎ）〕とそのエネルギ〔Ｅｑ〕
とを決定し； − 再構成されて、重み付けされた修正信号〔ｘ
_w（ｎ）〕と、励振信号瀘波メモリの貢献〔ｙ
_w1（ｎ）〕との間の差によって表わされる第１の部分的
エラー信号〔ｅ₁(ｎ）〕と、エラー信号自体のエネルギ
とを決定し； − 前記第１の部分的エラー信号〔ｅ₁(ｎ）〕と励振信
号のパルスの各々に対するパルス応答との間における第
１の相関〔Ｒ（ｅ₁ｑ）〕を決定し； − 各励振信号に対し、前記パルス応答から出発して、
その励振信号の零の初期条件による瀘波作用の貢献を表
わしている信号〔ｕ（ｎ）〕を決定し； − 励振信号の零の初期条件でもっての瀘波作用の貢献
を表わしている前記信号〔ｕ（ｎ）〕のエネルギ〔Ｅ
（ｕ）〕と、励振信号の零の初期条件でもっての瀘波作
用の貢献を表わしている前記信号〔ｕ（ｎ）〕と第１の
部分的エラー信号〔ｅ₁(ｎ）〕との間での第２の相関Ｒ
（ｅ₁ｕ）とを決定し； − 各励振信号に対して、振幅貢献の最適値を、前記第
２の相関と、零の初期条件でもっての瀘波作用から生じ
る信号のエネルギとの間の比として決定し； − その励振の零の初期条件でもっての瀘波作用の貢献
を表わしている信号の前記エネルギ（Ｅｕ）のおよび前
記第１の部分的エラー信号の前記エネルギ〔Ｅ
（ｅ₁）〕の、前記第２の相関Ｒ（ｅ₁ｕ）の関数とし
て、各励振信号に対するエラー信号エネルギ値を計算す
るように配列されていることを特徴とする装置。
【請求項２９】前記線形予告フィルタ（ＬＰＣ）と前
記長期解析手段（ＬＴＡ，ＬＴＲ１）との間には、低域
フィルタ（ＦＰＢ）が設けられていることを特徴とする
請求項２８の装置。
【請求項３０】符号器における短期解析手段（ＳＴ
Ａ，ＳＴＲ１）および復号器において線形予告係数を再
構成するための手段（ＳＴＲ２）は、その周波数領域で
の前記表示に関して、２つの引き続く有効期間に関連し
た値間での線形補間を実行するための手段を含み、そし
て前記瀘波システムの短期合成フィルタ（ＳＴＳ１，Ｓ
ＴＳ′，ＳＴＳ２）に、１セットの係数の有効期間の初
期パートにおける補間された値を供給することを特徴と
する請求項２８または２９の装置。
【請求項３１】符号器における長期解析手段（ＬＴ
Ａ，ＬＴＲ１）および復号器において長期解析パラメー
タを再構成するための手段（ＬＴＲ２）は、２つの引き
続く有効期間に関連したパラメータを比較し、それらが
予め決められた条件を満たすときにそれらパラメータ間
での補間を実行するのを可能にするフラグ（Ｆ）を発生
するための比較手段を含み、そして、前記第１および第
２の瀘波システムの長期合成フィルタ（ＬＴＳ１，ＬＴ
Ｓ２）は、前記フラグがあるときに、その全有効期間に
拡張された、前記パラメータの２次多項式補間を実行
し、そしてそれぞれの長期合成フィルタ（ＬＴＳ１，Ｌ
ＴＳ２）に補間されたパラメータを供給する手段に連動
されていることを特徴とする請求項２８〜３０のいづれ
か１つに記載の符号器。
【請求項３２】前記時間シフト手段（ＴＳ）は、残余
信号をアップサンプリングする回路（ＵＳ）と、符号化
されるべきサンプルの各ブロックに対し、前記第１の数
ＬＳのサンプルに対応する第１グループのアップサンプ
リングされた残余信号サンプルと、前記第１グループの
前後にそれぞれ置かれそして最大の許容されたシフトに
連係された多くのサンプルを含む２つの別なグループの
アップサンプリングされた残余信号サンプルとを記憶
し、そしてエネルギ最小化手段（ＥＭ）による指令に際
し、第２の瀘波システム（ＳＴＳ′，ＳＴＷ′）に、第
１グループのものと同数のサンプルを含み且つ前記最適
のシフトにより第１グループに関してシフトされた第４
グループのアップサンプリングされた残余信号サンプル
を供給するための記憶手段（ＳＨ）とを含んでいること
を特徴とする請求項２８〜３１のいづれか１つに記載の
符号器。