JPH0766676A - 表面弾性波フィルター - Google Patents
表面弾性波フィルターInfo
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- JPH0766676A JPH0766676A JP6183263A JP18326394A JPH0766676A JP H0766676 A JPH0766676 A JP H0766676A JP 6183263 A JP6183263 A JP 6183263A JP 18326394 A JP18326394 A JP 18326394A JP H0766676 A JPH0766676 A JP H0766676A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
- H03H9/0023—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output
- H03H9/0028—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output using surface acoustic wave devices
- H03H9/0085—Networks for transforming balanced signals into unbalanced signals and vice versa, e.g. baluns, or networks having balanced input and output using surface acoustic wave devices having four acoustic tracks
- H03H9/009—Lattice filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H9/00—Networks comprising electromechanical or electro-acoustic elements; Electromechanical resonators
- H03H9/46—Filters
- H03H9/64—Filters using surface acoustic waves
- H03H9/6423—Means for obtaining a particular transfer characteristic
- H03H9/6426—Combinations of the characteristics of different transducers
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Surface Acoustic Wave Elements And Circuit Networks Thereof (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 本発明は、ブリッジ回路を形成するように電
気的に結合された、実質的に等しい第１および第２の表
面弾性波トランスデューサ対を具備した表面弾性波フィ
ルターに関するものである。 【構成】 第１のトランスデューサ対の各トランスデュ
ーサの中心周波数が、第２のトランスデューサ対の各ト
ランスデューサの中心周波数に対して、わずかに異なる
ようになされる。第１の対の全静電容量の値は、第２の
対の全静電容量の値と等しくなされる。動作において、
フィルターの通過帯域内の周波数を有する信号がフィル
ターに入力された場合には、通常のブリッジ回路の動作
におけるのと同様に、ブリッジのいずれか一方の辺ある
いは両方の辺を介して入力がブリッジ回路の出力と結合
する。一方、帯域外の信号に対しては、すべてのトラン
スデューサが等しいキャパシタンス（静電容量）を有す
る等価なキャパシターとして働くために、帯域外の信号
は阻止される。従って、ブリッジの平衡の性質によって
帯域外の信号がフィルターを伝達することが阻止され
る。
気的に結合された、実質的に等しい第１および第２の表
面弾性波トランスデューサ対を具備した表面弾性波フィ
ルターに関するものである。 【構成】 第１のトランスデューサ対の各トランスデュ
ーサの中心周波数が、第２のトランスデューサ対の各ト
ランスデューサの中心周波数に対して、わずかに異なる
ようになされる。第１の対の全静電容量の値は、第２の
対の全静電容量の値と等しくなされる。動作において、
フィルターの通過帯域内の周波数を有する信号がフィル
ターに入力された場合には、通常のブリッジ回路の動作
におけるのと同様に、ブリッジのいずれか一方の辺ある
いは両方の辺を介して入力がブリッジ回路の出力と結合
する。一方、帯域外の信号に対しては、すべてのトラン
スデューサが等しいキャパシタンス（静電容量）を有す
る等価なキャパシターとして働くために、帯域外の信号
は阻止される。従って、ブリッジの平衡の性質によって
帯域外の信号がフィルターを伝達することが阻止され
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、表面弾性波（ＳＡ
Ｗ）フィルターに関するものである。特に、ブリッジ回
路を形成するように電気的に接続された、少なくとも２
組の表面弾性波インピーダンス素子によって構成された
表面弾性波フィルターに関するものである。
Ｗ）フィルターに関するものである。特に、ブリッジ回
路を形成するように電気的に接続された、少なくとも２
組の表面弾性波インピーダンス素子によって構成された
表面弾性波フィルターに関するものである。
【０００２】
【従来の技術と発明が解決しようとする課題】表面弾性
波技術は、エレクトロニクスおよびＲＦ技術において数
多くの応用を有している。表面弾性波の波長が電磁波の
波長よりも典型的に、１０5 倍も短いという事実のため
に、表面弾性波技術は、小型化が重要であるか、あるい
は望まれるような特別な応用において用いられている。
そのようなアプリケーションの１つは、無線電話におけ
る表面弾性波フィルターの使用であり、このアプリケー
ションにおいては、表面弾性波フィルターが通常小型で
軽量であるということが、セラミックフィルター、誘電
体フィルター、あるいは静磁気の原理に基づいたフィル
ターなどの従来の技術と比較して、非常に大きな利点と
なっている。このような応用に用いるフィルターは、挿
入損失が典型的には１から３ｄＢ程度と小さいことが必
要である。従来の表面弾性波フィルターの典型的な例は
横波表面弾性波フィルターであり、このフィルターは、
互いに隔てて配置された２つのインターディジタルトラ
ンスデューサ（ＩＤＴ）の間でエネルギーが転送され
る。それぞれのＩＤＴは、圧電性基板の表面に形成され
た２組の電極フィンガーからなっている。典型的には、
それぞれの組のフィンガー同志は全て互いに電気的に共
通に接続されており、これらのフィンガーは、もう一方
の組の電極フィンガーと互い違いに配置される（インタ
ーディジト構造）。最も簡単な形のＩＤＴでは、１つの
組の中の隣接するフィンガー同志の間隔が弾性波の波長
と等しくなるようになされる。すなわち、１周期に１つ
のフィンガーが配置される。しかし、弾性波の１波長
（１周期）当たりに、１つより多くのフィンガーを配置
するようにすることも可能であり、この場合には、もう
一方の組も同様になされる。横波表面弾性波フィルター
では、入力ＩＤＴの静電界パターンを圧電効果を用いて
表面弾性波と結合させることによって、電磁気的なエネ
ルギーが表面弾性波エネルギーに変換される。表面弾性
波フィルターが有する問題は、過大な入力電力を加える
と、大きな振幅の表面弾性波によって機械的振動が引き
起こされ、このためにＩＤＴ電極フィンガーが劣化し、
そのためにフィルターの性能が低下してしまうために、
加えることが可能な入力電力に限界があることである。
さらに、従来のフィルターの問題は、通常１０ｄＢ以上
もの比較的大きな損失が横波型表面弾性波フィルターで
は発生することである。同様な問題は、表面弾性波共振
器型のフィルターにおいても生じる。
波技術は、エレクトロニクスおよびＲＦ技術において数
多くの応用を有している。表面弾性波の波長が電磁波の
波長よりも典型的に、１０5 倍も短いという事実のため
に、表面弾性波技術は、小型化が重要であるか、あるい
は望まれるような特別な応用において用いられている。
そのようなアプリケーションの１つは、無線電話におけ
る表面弾性波フィルターの使用であり、このアプリケー
ションにおいては、表面弾性波フィルターが通常小型で
軽量であるということが、セラミックフィルター、誘電
体フィルター、あるいは静磁気の原理に基づいたフィル
ターなどの従来の技術と比較して、非常に大きな利点と
なっている。このような応用に用いるフィルターは、挿
入損失が典型的には１から３ｄＢ程度と小さいことが必
要である。従来の表面弾性波フィルターの典型的な例は
横波表面弾性波フィルターであり、このフィルターは、
互いに隔てて配置された２つのインターディジタルトラ
ンスデューサ（ＩＤＴ）の間でエネルギーが転送され
る。それぞれのＩＤＴは、圧電性基板の表面に形成され
た２組の電極フィンガーからなっている。典型的には、
それぞれの組のフィンガー同志は全て互いに電気的に共
通に接続されており、これらのフィンガーは、もう一方
の組の電極フィンガーと互い違いに配置される（インタ
ーディジト構造）。最も簡単な形のＩＤＴでは、１つの
組の中の隣接するフィンガー同志の間隔が弾性波の波長
と等しくなるようになされる。すなわち、１周期に１つ
のフィンガーが配置される。しかし、弾性波の１波長
（１周期）当たりに、１つより多くのフィンガーを配置
するようにすることも可能であり、この場合には、もう
一方の組も同様になされる。横波表面弾性波フィルター
では、入力ＩＤＴの静電界パターンを圧電効果を用いて
表面弾性波と結合させることによって、電磁気的なエネ
ルギーが表面弾性波エネルギーに変換される。表面弾性
波フィルターが有する問題は、過大な入力電力を加える
と、大きな振幅の表面弾性波によって機械的振動が引き
起こされ、このためにＩＤＴ電極フィンガーが劣化し、
そのためにフィルターの性能が低下してしまうために、
加えることが可能な入力電力に限界があることである。
さらに、従来のフィルターの問題は、通常１０ｄＢ以上
もの比較的大きな損失が横波型表面弾性波フィルターで
は発生することである。同様な問題は、表面弾性波共振
器型のフィルターにおいても生じる。
【０００３】このような最大入力電力の限界の問題に対
処するためのフィルターが、「セルラー無線システムに
用いられる８００ＭＨz 携帯電話用小型表面弾性波アン
テナデュープレクサ」と題する論文（ＩＥＥＥ ＭＴＴ
Ｖol. ３６，No. ６、１９８８年６月）において開示
されている。この既知のフィルターは、電気的にカスケ
ード接続された表面弾性波共振器として知られている表
面弾性波ＩＤＴとラダー型に接続された通常のキャパシ
タとを用いている。この方式における表面弾性波共振器
は実質的に音響的に互いに独立であり、電気的なインピ
ーダンス素子として概念的にモデル化が可能であり、ま
た実際にそのような使用ができる。表面弾性波共振器を
インピーダンス素子としてモデル化して使用することが
可能である理由は、表面弾性波共振器などの表面弾性波
素子が電気的なインピーダンスを有しており、これが部
分的に表面弾性波共振器の電極フィンガーが表面弾性波
の機械的振動との間で起こす電気音響相互作用に依存し
ているからである。表面弾性波素子の中心周波数（すな
わち、その周波数においては隣接フィンガー間の間隔が
λ／２となるような周波数）の近傍において、表面弾性
波共振器は、その最大電気アドミタンスと最小電気アド
ミタンスとを有している。これらは、それぞれ、表面弾
性波素子の電気的な共振および反共振である。電気的な
インピーダンスの大きな変化を必要とする場合には、こ
の電気音響相互作用が大きいことが必要である。このよ
うに、多数の電極フィンガーの対を備えた表面弾性波素
子が用いられている。従来の表面弾性波共振器では、多
数の電極の対と、トランスデューサの両端に反射器を備
えるようにした構造か、あるいは、多数の電極の対だけ
を有するトランスデューサを備えた構造のものが用いら
れている。既知のフィルターに用いられる表面弾性波共
振器は、集中インピーダンスとして主に用いられる。こ
のようなインピーダンスをここでは、表面弾性波インピ
ーダンス素子と便宜上呼ぶことにする。以後、ここで
は、表面弾性波インピーダンス素子という用語は、その
電気的性質が少なくとも部分的に用いられるようなすべ
ての表面弾性波素子（ＩＤＴ、表面弾性波共振器など）
を指すのに用いる。
処するためのフィルターが、「セルラー無線システムに
用いられる８００ＭＨz 携帯電話用小型表面弾性波アン
テナデュープレクサ」と題する論文（ＩＥＥＥ ＭＴＴ
Ｖol. ３６，No. ６、１９８８年６月）において開示
されている。この既知のフィルターは、電気的にカスケ
ード接続された表面弾性波共振器として知られている表
面弾性波ＩＤＴとラダー型に接続された通常のキャパシ
タとを用いている。この方式における表面弾性波共振器
は実質的に音響的に互いに独立であり、電気的なインピ
ーダンス素子として概念的にモデル化が可能であり、ま
た実際にそのような使用ができる。表面弾性波共振器を
インピーダンス素子としてモデル化して使用することが
可能である理由は、表面弾性波共振器などの表面弾性波
素子が電気的なインピーダンスを有しており、これが部
分的に表面弾性波共振器の電極フィンガーが表面弾性波
の機械的振動との間で起こす電気音響相互作用に依存し
ているからである。表面弾性波素子の中心周波数（すな
わち、その周波数においては隣接フィンガー間の間隔が
λ／２となるような周波数）の近傍において、表面弾性
波共振器は、その最大電気アドミタンスと最小電気アド
ミタンスとを有している。これらは、それぞれ、表面弾
性波素子の電気的な共振および反共振である。電気的な
インピーダンスの大きな変化を必要とする場合には、こ
の電気音響相互作用が大きいことが必要である。このよ
うに、多数の電極フィンガーの対を備えた表面弾性波素
子が用いられている。従来の表面弾性波共振器では、多
数の電極の対と、トランスデューサの両端に反射器を備
えるようにした構造か、あるいは、多数の電極の対だけ
を有するトランスデューサを備えた構造のものが用いら
れている。既知のフィルターに用いられる表面弾性波共
振器は、集中インピーダンスとして主に用いられる。こ
のようなインピーダンスをここでは、表面弾性波インピ
ーダンス素子と便宜上呼ぶことにする。以後、ここで
は、表面弾性波インピーダンス素子という用語は、その
電気的性質が少なくとも部分的に用いられるようなすべ
ての表面弾性波素子（ＩＤＴ、表面弾性波共振器など）
を指すのに用いる。
【０００４】個々の表面弾性波共振器は、直列に接続さ
れた集中インピーダンス素子と、アースと表面弾性波共
振器のポートとの間に並列に接続された通常のキャパシ
タ（静電容量ＣST）とによってモデル化することができ
る。この静電容量は、表面弾性波共振器の電極と電極と
の間の容量、表面弾性波共振器の電極とアースとの間の
容量、および共振器と共振器との間の結合パターンとア
ースとの間の容量によるものである。この既知のフィル
ターは、フィルターの通過帯域、すなわち、表面弾性波
共振器中心周波数領域においては、ほとんどの信号エネ
ルギーが共振器を電気的に通過してしまうので、大電力
で動作させることが可能である。従って、電極フィンガ
ーの劣化はほとんど起こらない。上記のフィルターは、
最大入力電力の限界の問題を解決することができるもの
ではあるが、その一方で、帯域外における挿入損失が典
型的には２０−２５ｄＢ程度であり、多くの応用におい
ては充分な大きさではない。帯域外における挿入損失が
このように小さい理由は、静電容量が存在するために帯
域外において、フィルターが容量性ラダーとして働き、
そのためにかなりの比率のエネルギーがフィルターを通
過してしまうことによる。
れた集中インピーダンス素子と、アースと表面弾性波共
振器のポートとの間に並列に接続された通常のキャパシ
タ（静電容量ＣST）とによってモデル化することができ
る。この静電容量は、表面弾性波共振器の電極と電極と
の間の容量、表面弾性波共振器の電極とアースとの間の
容量、および共振器と共振器との間の結合パターンとア
ースとの間の容量によるものである。この既知のフィル
ターは、フィルターの通過帯域、すなわち、表面弾性波
共振器中心周波数領域においては、ほとんどの信号エネ
ルギーが共振器を電気的に通過してしまうので、大電力
で動作させることが可能である。従って、電極フィンガ
ーの劣化はほとんど起こらない。上記のフィルターは、
最大入力電力の限界の問題を解決することができるもの
ではあるが、その一方で、帯域外における挿入損失が典
型的には２０−２５ｄＢ程度であり、多くの応用におい
ては充分な大きさではない。帯域外における挿入損失が
このように小さい理由は、静電容量が存在するために帯
域外において、フィルターが容量性ラダーとして働き、
そのためにかなりの比率のエネルギーがフィルターを通
過してしまうことによる。
【０００５】
【課題を解決するための手段】このような事情に鑑み、
本発明は、互いに電気的に結合されてブリッジ回路を形
成するようになされた第１の表面弾性波インピーダンス
素子の対と、第２の表面弾性波インピーダンス素子の対
とから構成され、第１の表面弾性波インピーダンス素子
の対の各表面弾性波インピーダンス素子の中心周波数が
第２の表面弾性波インピーダンス素子の対の各表面弾性
波インピーダンス素子の中心周波数と異なっており、第
１の対を構成する複数の表面弾性波インピーダンス素子
の静電インピーダンスの合計値が、第２の対を構成する
複数の表面弾性波インピーダンス素子の静電インピーダ
ンスの合計値と事実上等しくなされていることを特徴と
する表面弾性波フィルターを提供するものである。本発
明の利点は、静電キャパシタンスによって入力から出力
に伝達される電圧が打ち消されて、帯域外における伝達
が低減することである。さらに、本発明の利点は、イン
ピーダンス素子に生成される音響電力が非常に小さいた
めに、大きなレベルの電力を取り扱うことが可能なこと
である。さらに、本発明では、電極フィンガー同志の間
の位相関係の条件が厳しくなくなる。従って、インピー
ダンス素子をよく知られている簡単な周期構造で構成す
ることが可能であり、そのため、電極構造を作るのに用
いるマスクの複雑さを低減することができ、また製造工
程における相対許容誤差を増大することができる。さら
に、例えば反射波の間の微妙な位相平衡によって周波数
特性が定まる共振器フィルターとは異なり、本発明で
は、生成される音響電力が非常に小さいので、インピー
ダンス素子は音響的な相互作用を起こさない。従って、
各インピーダンス素子は単純な表面弾性波トランスデュ
ーサあるいは１ポート共振器として構成することが可能
であり、また他の素子に近接して配置しても、近接素子
と音響的に結合することがない。このようなインピーダ
ンス素子から構成されたフィルターは、従来の共振フィ
ルターとは異なり、周波数特性がインピーダンス素子に
よって形成される電気的な回路網によって定まる。この
ため、音響吸収材の必要性が低減し、フィルターを小型
化することができ、また、回路の複雑さを低減すること
ができる。従って、結合共振フィルターなどの設計が難
しく、製造歩留まりが低い非常に複雑な表面弾性波素子
の代わりに、簡単で信頼性が高く、また周波数特性が改
善され、大電力まで取り扱うことが可能な表面弾性波素
子を作成することができる。
本発明は、互いに電気的に結合されてブリッジ回路を形
成するようになされた第１の表面弾性波インピーダンス
素子の対と、第２の表面弾性波インピーダンス素子の対
とから構成され、第１の表面弾性波インピーダンス素子
の対の各表面弾性波インピーダンス素子の中心周波数が
第２の表面弾性波インピーダンス素子の対の各表面弾性
波インピーダンス素子の中心周波数と異なっており、第
１の対を構成する複数の表面弾性波インピーダンス素子
の静電インピーダンスの合計値が、第２の対を構成する
複数の表面弾性波インピーダンス素子の静電インピーダ
ンスの合計値と事実上等しくなされていることを特徴と
する表面弾性波フィルターを提供するものである。本発
明の利点は、静電キャパシタンスによって入力から出力
に伝達される電圧が打ち消されて、帯域外における伝達
が低減することである。さらに、本発明の利点は、イン
ピーダンス素子に生成される音響電力が非常に小さいた
めに、大きなレベルの電力を取り扱うことが可能なこと
である。さらに、本発明では、電極フィンガー同志の間
の位相関係の条件が厳しくなくなる。従って、インピー
ダンス素子をよく知られている簡単な周期構造で構成す
ることが可能であり、そのため、電極構造を作るのに用
いるマスクの複雑さを低減することができ、また製造工
程における相対許容誤差を増大することができる。さら
に、例えば反射波の間の微妙な位相平衡によって周波数
特性が定まる共振器フィルターとは異なり、本発明で
は、生成される音響電力が非常に小さいので、インピー
ダンス素子は音響的な相互作用を起こさない。従って、
各インピーダンス素子は単純な表面弾性波トランスデュ
ーサあるいは１ポート共振器として構成することが可能
であり、また他の素子に近接して配置しても、近接素子
と音響的に結合することがない。このようなインピーダ
ンス素子から構成されたフィルターは、従来の共振フィ
ルターとは異なり、周波数特性がインピーダンス素子に
よって形成される電気的な回路網によって定まる。この
ため、音響吸収材の必要性が低減し、フィルターを小型
化することができ、また、回路の複雑さを低減すること
ができる。従って、結合共振フィルターなどの設計が難
しく、製造歩留まりが低い非常に複雑な表面弾性波素子
の代わりに、簡単で信頼性が高く、また周波数特性が改
善され、大電力まで取り扱うことが可能な表面弾性波素
子を作成することができる。
【０００６】また、第１の表面弾性波素子の対および第
１の表面弾性波素子の対における各表面弾性波インピー
ダンス素子の静電インピーダンスが実質的に等価となる
ようにフィルターを設計するようにすることによって、
表面弾性波素子の対の各素子に対して同じマークを用い
ることが可能となる。
１の表面弾性波素子の対における各表面弾性波インピー
ダンス素子の静電インピーダンスが実質的に等価となる
ようにフィルターを設計するようにすることによって、
表面弾性波素子の対の各素子に対して同じマークを用い
ることが可能となる。
【０００７】
【実施例】本発明の好適な実施例においては、第１の表
面弾性波インピーダンス素子対の各表面弾性波インピー
ダンス素子の中心周波数と、第２の表面弾性波インピー
ダンス素子対の各表面弾性波インピーダンス素子の中心
周波数との相対差（中心周波数差を何れかの中心周波数
又は平均化された中心周波数で除したもの）が、基板の
電気機械結合係数Ｋ2 の１／２に実質的に等しい。この
ような好適な実施例においては、パラメータＫ2 によっ
て、損失の小さな達成可能最大通過帯域が定まるので、
フィルターの帯域幅が適切に選択された基板材料によっ
て定まるという利点を有する。好適には、各インピーダ
ンス素子は少なくとも２／Ｋ2 個の電極フィンガー対を
有する。このようにすることによって得られる利点は、
それぞれの表面弾性波インピーダンス素子の電気的なイ
ンピーダンスがそれぞれの中心周波数の近傍で大きく変
化するということである。第１のおよび第２のインピー
ダンス素子対の各トランスデューサの、それぞれの電極
フィンガー幅は、実質的にそれぞれのインピーダンス素
子の中心波長における音響波長の１／４となされる。こ
のような実施例は電極フィンガーの幅が比較的広いため
に、製造工程中の相対許容誤差を受け入れが不可能なほ
ど小さくすることなしに高周波フィルター（〜２ＧＨz
）を作成することが可能であるという利点を有する。
一方、このような実施例と比較して、他の型の低損失表
面弾性波フィルターの場合には、低損失特性を得るため
に電極フィンガーの大きさはλ／８あるいはλ／１６と
なされるのが通常である。このようなフィルターの場
合、最大周波数は表面弾性波フィルターを作成するのに
用いられるリソグラフィー工程の解像度によって制限さ
れてしまう。
面弾性波インピーダンス素子対の各表面弾性波インピー
ダンス素子の中心周波数と、第２の表面弾性波インピー
ダンス素子対の各表面弾性波インピーダンス素子の中心
周波数との相対差（中心周波数差を何れかの中心周波数
又は平均化された中心周波数で除したもの）が、基板の
電気機械結合係数Ｋ2 の１／２に実質的に等しい。この
ような好適な実施例においては、パラメータＫ2 によっ
て、損失の小さな達成可能最大通過帯域が定まるので、
フィルターの帯域幅が適切に選択された基板材料によっ
て定まるという利点を有する。好適には、各インピーダ
ンス素子は少なくとも２／Ｋ2 個の電極フィンガー対を
有する。このようにすることによって得られる利点は、
それぞれの表面弾性波インピーダンス素子の電気的なイ
ンピーダンスがそれぞれの中心周波数の近傍で大きく変
化するということである。第１のおよび第２のインピー
ダンス素子対の各トランスデューサの、それぞれの電極
フィンガー幅は、実質的にそれぞれのインピーダンス素
子の中心波長における音響波長の１／４となされる。こ
のような実施例は電極フィンガーの幅が比較的広いため
に、製造工程中の相対許容誤差を受け入れが不可能なほ
ど小さくすることなしに高周波フィルター（〜２ＧＨz
）を作成することが可能であるという利点を有する。
一方、このような実施例と比較して、他の型の低損失表
面弾性波フィルターの場合には、低損失特性を得るため
に電極フィンガーの大きさはλ／８あるいはλ／１６と
なされるのが通常である。このようなフィルターの場
合、最大周波数は表面弾性波フィルターを作成するのに
用いられるリソグラフィー工程の解像度によって制限さ
れてしまう。
【０００８】好適には、表面弾性波トランスデューサは
簡単なインターディジット型表面弾性波トランスデュー
サ、表面弾性波共振器、あるいは表面弾性波共振器型構
造として構成するようにすることが可能である。このよ
うな実施例は、よく知られたトランスデューサパターン
を本発明に対して用いることが可能であり、従って本発
明を構成するフィルターの設計を簡略化することができ
るという利点を有する。また、表面弾性波共振器をイン
ピーダンス素子構造として用いて、特に狭帯域フィルタ
ーを構成することが可能である。アポダイズインターデ
ィジット型電極構造を本発明に用いることによって、フ
ィルター特性を最適化することができる。すなわち、通
過帯域内のリップルを低減することが可能であり、また
帯域幅の狭いフィルターを作成することが可能である。
上記実施例のいずれかに従って構成されたインピーダン
ス素子を有するフィルターを２つあるいはそれ以上用
い、これらを互いに電気的にカスケード接続することに
よって複合フィルターを形成することができる。このよ
うな構成を用いると、一方のフィルターのインピーダン
ス素子対によって発生する複合フィルターの通過帯域内
におけるリップルを、このフィルターのインピーダンス
素子対に対応するもう一方のフィルターのインピーダン
ス素子対の中心周波数を適当に選んで、上記のリップル
を低減するようにすることが可能である。さらに、この
ような複合フィルターでは、単一ブリッジフィルターと
比較してより良好な形状係数を得ることが可能である。
簡単なインターディジット型表面弾性波トランスデュー
サ、表面弾性波共振器、あるいは表面弾性波共振器型構
造として構成するようにすることが可能である。このよ
うな実施例は、よく知られたトランスデューサパターン
を本発明に対して用いることが可能であり、従って本発
明を構成するフィルターの設計を簡略化することができ
るという利点を有する。また、表面弾性波共振器をイン
ピーダンス素子構造として用いて、特に狭帯域フィルタ
ーを構成することが可能である。アポダイズインターデ
ィジット型電極構造を本発明に用いることによって、フ
ィルター特性を最適化することができる。すなわち、通
過帯域内のリップルを低減することが可能であり、また
帯域幅の狭いフィルターを作成することが可能である。
上記実施例のいずれかに従って構成されたインピーダン
ス素子を有するフィルターを２つあるいはそれ以上用
い、これらを互いに電気的にカスケード接続することに
よって複合フィルターを形成することができる。このよ
うな構成を用いると、一方のフィルターのインピーダン
ス素子対によって発生する複合フィルターの通過帯域内
におけるリップルを、このフィルターのインピーダンス
素子対に対応するもう一方のフィルターのインピーダン
ス素子対の中心周波数を適当に選んで、上記のリップル
を低減するようにすることが可能である。さらに、この
ような複合フィルターでは、単一ブリッジフィルターと
比較してより良好な形状係数を得ることが可能である。
【０００９】例えばインターディジットＩＤＴなどの２
ポート表面弾性波デバイスを平衡型ブリッジフィルター
とカスケード接続することによって、音響変圧器などの
機能を実現することが可能であることは、当業者には明
らかなことであろう。明確にするため、また完全を期す
るために、ここで「表面弾性波」という用語が、表面ス
キミングバルク波（ＳＳＢＷ）、漏洩表面横波（ＳＴ
Ｗ）などの従来の表面弾性波と類似の他の型の波動をも
含むものであって、この明細書全体を通して表面弾性波
という用語をこのような波動をも含めて用いるものであ
ることを述べておこう。添付の図面を参照しながら本発
明について、具体的な実施例についてさらに以下に例示
的に示す。図１（ａ）は、典型的な表面弾性波トランス
デューサ１の概略レイアウト図である。それぞれの隣接
するフィンガー２ａおよび２ｂによってフィンガー対が
構成されており、一般にこれらの隣接するフィンガー
は、音響波長（λac）の１／２ずつ互いに離れて配置さ
れている。電極フィンガー２ａ、２ｂは、それぞれ表面
弾性波トランスデューサの電極ポートを形成するバスバ
ー３に結合されている。フィンガーどうしの重なり
（Ｗ）によってトランスデューサの開口が定まる。ま
た、Ｎはフィンガー対の数である。このような表面弾性
波トランスデューサの等価回路は図１（ｂ）に示したよ
うなものとなる。静電容量ＣSTは隣接フィンガー２ａ、
２ｂ間、バス・バー間、および接続リード間の容量によ
るものである。また、Ｌ−Ｃ直列回路によって、中心周
波数のω0 の近傍におけるトランスデューサ１の電気的
な振る舞いが表される。この発明の発明者は、反射器を
両端に配置した表面弾性波トランスデューサを用いると
最も良好な結果が得られることを見いだした。
ポート表面弾性波デバイスを平衡型ブリッジフィルター
とカスケード接続することによって、音響変圧器などの
機能を実現することが可能であることは、当業者には明
らかなことであろう。明確にするため、また完全を期す
るために、ここで「表面弾性波」という用語が、表面ス
キミングバルク波（ＳＳＢＷ）、漏洩表面横波（ＳＴ
Ｗ）などの従来の表面弾性波と類似の他の型の波動をも
含むものであって、この明細書全体を通して表面弾性波
という用語をこのような波動をも含めて用いるものであ
ることを述べておこう。添付の図面を参照しながら本発
明について、具体的な実施例についてさらに以下に例示
的に示す。図１（ａ）は、典型的な表面弾性波トランス
デューサ１の概略レイアウト図である。それぞれの隣接
するフィンガー２ａおよび２ｂによってフィンガー対が
構成されており、一般にこれらの隣接するフィンガー
は、音響波長（λac）の１／２ずつ互いに離れて配置さ
れている。電極フィンガー２ａ、２ｂは、それぞれ表面
弾性波トランスデューサの電極ポートを形成するバスバ
ー３に結合されている。フィンガーどうしの重なり
（Ｗ）によってトランスデューサの開口が定まる。ま
た、Ｎはフィンガー対の数である。このような表面弾性
波トランスデューサの等価回路は図１（ｂ）に示したよ
うなものとなる。静電容量ＣSTは隣接フィンガー２ａ、
２ｂ間、バス・バー間、および接続リード間の容量によ
るものである。また、Ｌ−Ｃ直列回路によって、中心周
波数のω0 の近傍におけるトランスデューサ１の電気的
な振る舞いが表される。この発明の発明者は、反射器を
両端に配置した表面弾性波トランスデューサを用いると
最も良好な結果が得られることを見いだした。
【００１０】本発明の１実施例の概略レイアウト図が図
２に示されている。ＩＤＴ１およびＩＤＴ２はそれぞれ
等しいトランスデューサ対の１つであり、通常の電気的
なブリッジ回路構成をとっている。先に定義した用語法
に従って、トランスデューサＩＤＴ１およびＩＤＴ２を
インピーダンス素子と呼ぶことにする。各インピーダン
ス素子の電極の数Ｎは、Ｎ≧（ΔＶ／Ｖ）-1となるよう
に選択される。ここで、（ΔＶ／Ｖ）は短絡表面弾性波
速度と開放表面弾性波速度との差の比であり、電気機械
結合パラメータＫと方程式Ｋ2 ≒２・（ΔＶ／Ｖ）の関
係を有している。Ｎは、ブリッジフィルターをその上に
形成するのに用いる基板の大きさによって制限される。
いわゆる横長構造における音響ビームの回折、表面弾性
波の減衰、電極の抵抗などの２次効果をなるべく低減す
るようにＮを選定する。さらに、電極開口Ｗ、および電
極の数は次の式を満たすようにする。 ωＣSTＷＮ ≧ max（γin，γout) -1 ここで、ωはインピーダンス素子の中心周波数、ＣSTは
電極の単位長さ当たりの静電容量、γin、γout は、そ
れぞれブリッジフィルターの入力負荷、出力負荷であ
る。好適には、 ωＣSTＷＮ≒（γin×γout) -1/2 となされる。このようにすることによって、不整合損失
を低減することができる。
２に示されている。ＩＤＴ１およびＩＤＴ２はそれぞれ
等しいトランスデューサ対の１つであり、通常の電気的
なブリッジ回路構成をとっている。先に定義した用語法
に従って、トランスデューサＩＤＴ１およびＩＤＴ２を
インピーダンス素子と呼ぶことにする。各インピーダン
ス素子の電極の数Ｎは、Ｎ≧（ΔＶ／Ｖ）-1となるよう
に選択される。ここで、（ΔＶ／Ｖ）は短絡表面弾性波
速度と開放表面弾性波速度との差の比であり、電気機械
結合パラメータＫと方程式Ｋ2 ≒２・（ΔＶ／Ｖ）の関
係を有している。Ｎは、ブリッジフィルターをその上に
形成するのに用いる基板の大きさによって制限される。
いわゆる横長構造における音響ビームの回折、表面弾性
波の減衰、電極の抵抗などの２次効果をなるべく低減す
るようにＮを選定する。さらに、電極開口Ｗ、および電
極の数は次の式を満たすようにする。 ωＣSTＷＮ ≧ max（γin，γout) -1 ここで、ωはインピーダンス素子の中心周波数、ＣSTは
電極の単位長さ当たりの静電容量、γin、γout は、そ
れぞれブリッジフィルターの入力負荷、出力負荷であ
る。好適には、 ωＣSTＷＮ≒（γin×γout) -1/2 となされる。このようにすることによって、不整合損失
を低減することができる。
【００１１】ブリッジフィルター回路は、インピーダン
ス素子の２つの対の中心周波数を異なるようにすること
が重要なポイントである。インピーダンス素子の中心周
波数は電極の周期（ｐ）によって定まる。この実施例に
おいては、周期の差によって中心周波数の差が定まり、
以下の関係が成り立つ。 （１／２）（ΔＶ／Ｖ）≦（ｐ1 −ｐ2 ）／ｐav ≦（２／３）・（ΔＶ／Ｖ） ここで、ｐ1 、ｐ2 、ｐavは、それぞれ第１および第２
のＩＤＴの電極周期、およびその平均値である。同一の
周波数においてインピーダンス素子の一方の対の最大ア
ドミタンスが他方の対の最小アドミタンスに等しくなる
ように周期の差（ｐ1 −ｐ2 ）を選定すると、ブリッジ
フィルターの通過帯域における損失が小さくなり、また
リップルが小さくすることができ、この点において最良
の結果が得られる。各インピーダンス素子の全静電容量
は、ＮＣSTＷで与えられる。従って、インピーダンス素
子ＩＤＴ１およびＩＤＴ２の静電容量が互いに等しくす
るように設計するのは容易なことである。場合によって
は、例えば狭帯域デバイスに対しては、共振周波数をず
らすようにするのが好適である。これは、以下のように
して実現できる。 （ａ）素子２のｍ／ｐ比を素子１に対して変える。 （ｂ）電極の開口および数を同時に変える。 （ｃ）トランスデューサと反射器との間に異なる幅のギ
ャップ、および／あるいはＩＤＴ内にギャップを導入す
る。 （ｄ）反射器の数を変える（この方法は、デバイス特性
の形を補正するためにも有用である）。
ス素子の２つの対の中心周波数を異なるようにすること
が重要なポイントである。インピーダンス素子の中心周
波数は電極の周期（ｐ）によって定まる。この実施例に
おいては、周期の差によって中心周波数の差が定まり、
以下の関係が成り立つ。 （１／２）（ΔＶ／Ｖ）≦（ｐ1 −ｐ2 ）／ｐav ≦（２／３）・（ΔＶ／Ｖ） ここで、ｐ1 、ｐ2 、ｐavは、それぞれ第１および第２
のＩＤＴの電極周期、およびその平均値である。同一の
周波数においてインピーダンス素子の一方の対の最大ア
ドミタンスが他方の対の最小アドミタンスに等しくなる
ように周期の差（ｐ1 −ｐ2 ）を選定すると、ブリッジ
フィルターの通過帯域における損失が小さくなり、また
リップルが小さくすることができ、この点において最良
の結果が得られる。各インピーダンス素子の全静電容量
は、ＮＣSTＷで与えられる。従って、インピーダンス素
子ＩＤＴ１およびＩＤＴ２の静電容量が互いに等しくす
るように設計するのは容易なことである。場合によって
は、例えば狭帯域デバイスに対しては、共振周波数をず
らすようにするのが好適である。これは、以下のように
して実現できる。 （ａ）素子２のｍ／ｐ比を素子１に対して変える。 （ｂ）電極の開口および数を同時に変える。 （ｃ）トランスデューサと反射器との間に異なる幅のギ
ャップ、および／あるいはＩＤＴ内にギャップを導入す
る。 （ｄ）反射器の数を変える（この方法は、デバイス特性
の形を補正するためにも有用である）。
【００１２】これらの手段を組み合わせることもまた可
能である。このようにすることの利点は、周波数を少し
変化させることが可能であり、また、ＩＤＴが異なる共
振周波数をもっていてもすべてのＩＤＴの寄生容量を同
一にすることができることである。図３は、上記の基準
に従って６４°ＬｉＮｂＯ3 基板上に形成された２つの
異なるＩＤＴについて、アドミタンスの絶対値を周波数
に対してプロットしたグラフである。なお、電気的なア
ドミタンスの２つのピークの位置は、フィルターの帯域
幅が所望の値となるように選ばれている。この実施例に
おいては、ＩＤＴ１とＩＤＴ２の中心周波数の差は、そ
れぞれのアドミタンス曲線がブリッジフィルターの入力
負荷および出力負荷に対応するアドミタンスの値のとこ
ろで交差するように選ばれる。入力負荷と出力負荷とが
等しくない回路（γin≠γout ) の場合、γin、γou t
を入力負荷および出力負荷に整合するように変換するよ
うにブリッジフィルターを設計することによって、挿入
損失を低減することが可能である。しかし、もし、γin
およびγout が非常に大きく異なる場合には、不整合損
失が必然的に生じる。
能である。このようにすることの利点は、周波数を少し
変化させることが可能であり、また、ＩＤＴが異なる共
振周波数をもっていてもすべてのＩＤＴの寄生容量を同
一にすることができることである。図３は、上記の基準
に従って６４°ＬｉＮｂＯ3 基板上に形成された２つの
異なるＩＤＴについて、アドミタンスの絶対値を周波数
に対してプロットしたグラフである。なお、電気的なア
ドミタンスの２つのピークの位置は、フィルターの帯域
幅が所望の値となるように選ばれている。この実施例に
おいては、ＩＤＴ１とＩＤＴ２の中心周波数の差は、そ
れぞれのアドミタンス曲線がブリッジフィルターの入力
負荷および出力負荷に対応するアドミタンスの値のとこ
ろで交差するように選ばれる。入力負荷と出力負荷とが
等しくない回路（γin≠γout ) の場合、γin、γou t
を入力負荷および出力負荷に整合するように変換するよ
うにブリッジフィルターを設計することによって、挿入
損失を低減することが可能である。しかし、もし、γin
およびγout が非常に大きく異なる場合には、不整合損
失が必然的に生じる。
【００１３】典型的には、ＩＤＴのアドミタンスのピー
ク値がＩＤＴの静電容量のアドミタンスよりも１０倍か
ら１００倍大きくなるように、圧電性基板を用いてイン
ピーダンス素子設計を設計する。この比が大きければ大
きいほど、小さい挿入損失を達成することができる。所
望のＩＤＴ中心周波数に対し、基板材料、フィンガー対
の周期、フィンガー対の数、および開口Ｗを適当に選択
して、上記のような設計基準を満たすことは当業者には
容易なことであろう。ブリッジフィルターの動作につい
て、以下に説明する。ブリッジフィルターの通過帯域外
の周波数を有する信号がブリッジフィルターの入力に対
して印加されると、この信号はフィルターの２つの辺の
間に裂かれる。トランスデューサＩＤＴ１およびＩＤＴ
２の静電容量は等しいので、信号はフィルターの辺の間
に等しく分割され、従ってフィルターの出力端子には信
号が現れない。このように、帯域外信号に対しては、静
電容量は打ち消し合うように働き、従って、帯域外信号
がフィルターを伝達する量を小さくすることができる。
一方、入力信号の周波数が通過帯域内である場合には、
トランスデューサＩＤＴ１およびＩＤＴ２のアドミタン
スが異なる（表面弾性波の発生による）ので、入力信号
から見ると、ブリッジの各辺は、異なるアドミタンスが
つながっているように見える。図３を参照する。ＩＤＴ
２の電気的な反共振周波数は、ＩＤＴ１の電気的共振周
波数とほぼ同じ周波数において起こり、従って、ブリッ
ジは極端に非平衡状態となっている。電気的反共振にお
いては、ＩＤＴの電気的アドミタンスは低い。従って、
ＩＤＴ２の電気的反共振に対応する周波数ω1 を有する
信号にとっては、低い電気的アドミタンスに見える。一
方、ω1 はＩＤＴ１の電気的共振周波数であるので、こ
の信号にとっては、ＩＤＴ１を含む辺の電気的アドミタ
ンスは大きく見える。従って、信号はＩＤＴ１のインピ
ーダンス素子を含む辺を通過してフィルターの出力端子
に到達する。ＩＤＴ２の共振周波数ω2 において、ある
いは、ＩＤＴ１の反共振周波数ω3 においても、辺の１
対が他の１対よりも低いインピーダンスを有し、ブリッ
ジは著しい非平衡状態となる。しかし、周波数がω1 の
場合とは異なり、これらの周波数においては、辺のどれ
かが入力負荷および／あるいは出力負荷γin、γout に
近いインピーダンスを有している。従って、これらの周
波数においては、いくらかの損失が発生する。従って、
最大通過帯域幅は、周波数ω2 、ω2 によって制約さ
れ、アドミタンス曲線１と２との交点（図３において、
符号ＡおよびＢで示された点）の間の周波数範囲におい
て損失が最小となる。
ク値がＩＤＴの静電容量のアドミタンスよりも１０倍か
ら１００倍大きくなるように、圧電性基板を用いてイン
ピーダンス素子設計を設計する。この比が大きければ大
きいほど、小さい挿入損失を達成することができる。所
望のＩＤＴ中心周波数に対し、基板材料、フィンガー対
の周期、フィンガー対の数、および開口Ｗを適当に選択
して、上記のような設計基準を満たすことは当業者には
容易なことであろう。ブリッジフィルターの動作につい
て、以下に説明する。ブリッジフィルターの通過帯域外
の周波数を有する信号がブリッジフィルターの入力に対
して印加されると、この信号はフィルターの２つの辺の
間に裂かれる。トランスデューサＩＤＴ１およびＩＤＴ
２の静電容量は等しいので、信号はフィルターの辺の間
に等しく分割され、従ってフィルターの出力端子には信
号が現れない。このように、帯域外信号に対しては、静
電容量は打ち消し合うように働き、従って、帯域外信号
がフィルターを伝達する量を小さくすることができる。
一方、入力信号の周波数が通過帯域内である場合には、
トランスデューサＩＤＴ１およびＩＤＴ２のアドミタン
スが異なる（表面弾性波の発生による）ので、入力信号
から見ると、ブリッジの各辺は、異なるアドミタンスが
つながっているように見える。図３を参照する。ＩＤＴ
２の電気的な反共振周波数は、ＩＤＴ１の電気的共振周
波数とほぼ同じ周波数において起こり、従って、ブリッ
ジは極端に非平衡状態となっている。電気的反共振にお
いては、ＩＤＴの電気的アドミタンスは低い。従って、
ＩＤＴ２の電気的反共振に対応する周波数ω1 を有する
信号にとっては、低い電気的アドミタンスに見える。一
方、ω1 はＩＤＴ１の電気的共振周波数であるので、こ
の信号にとっては、ＩＤＴ１を含む辺の電気的アドミタ
ンスは大きく見える。従って、信号はＩＤＴ１のインピ
ーダンス素子を含む辺を通過してフィルターの出力端子
に到達する。ＩＤＴ２の共振周波数ω2 において、ある
いは、ＩＤＴ１の反共振周波数ω3 においても、辺の１
対が他の１対よりも低いインピーダンスを有し、ブリッ
ジは著しい非平衡状態となる。しかし、周波数がω1 の
場合とは異なり、これらの周波数においては、辺のどれ
かが入力負荷および／あるいは出力負荷γin、γout に
近いインピーダンスを有している。従って、これらの周
波数においては、いくらかの損失が発生する。従って、
最大通過帯域幅は、周波数ω2 、ω2 によって制約さ
れ、アドミタンス曲線１と２との交点（図３において、
符号ＡおよびＢで示された点）の間の周波数範囲におい
て損失が最小となる。
【００１４】ブリッジフィルターの通過帯域において
は、１対のＩＤＴの電気的アドミタンスは、その１対の
ＩＤＴの電気的共振周波数の近くにおいて、ブリッジフ
ィルターの入力アドミタンス、出力アドミタンスと比較
して非常に大きい。このことは、入力信号電圧のごく一
部だけがＩＤＴに印加されるということを意味してい
る。（電圧は入力、出力、および回路素子によって、ほ
ぼインピーダンスに比例して分割される。）この場合、
入力端子から出力端子へのエネルギーの伝達は、通常の
回路および伝送線路におけるのと同様に実質上電気的エ
ネルギーの形で行われる。阻止点においては、インピー
ダンス素子トランスデューサのアドミタンスは低く、ブ
リッジ回路には小さな電流しか流れない。従って、エネ
ルギーの流れは表面弾性波素子を含めどこでも小さい。
また、阻止帯域周波数おいては、波が同期しないために
表面弾性波が励起されることがなく、インピーダンス素
子は全く容量性となる。ＩＤＴの共振周波数の近くにお
いては、ほとんどすべての信号エネルギーがＩＤＴ中を
電気的に伝送されてしまうという事実のために、非常に
小さな弾性表面波しか発生せず、また電極フィンガーの
機械的な振動も非常に小さい。すなわち、電極構造を劣
化させることなしに、ブリッジフィルターに対して大き
な電力を印加することが可能である。
は、１対のＩＤＴの電気的アドミタンスは、その１対の
ＩＤＴの電気的共振周波数の近くにおいて、ブリッジフ
ィルターの入力アドミタンス、出力アドミタンスと比較
して非常に大きい。このことは、入力信号電圧のごく一
部だけがＩＤＴに印加されるということを意味してい
る。（電圧は入力、出力、および回路素子によって、ほ
ぼインピーダンスに比例して分割される。）この場合、
入力端子から出力端子へのエネルギーの伝達は、通常の
回路および伝送線路におけるのと同様に実質上電気的エ
ネルギーの形で行われる。阻止点においては、インピー
ダンス素子トランスデューサのアドミタンスは低く、ブ
リッジ回路には小さな電流しか流れない。従って、エネ
ルギーの流れは表面弾性波素子を含めどこでも小さい。
また、阻止帯域周波数おいては、波が同期しないために
表面弾性波が励起されることがなく、インピーダンス素
子は全く容量性となる。ＩＤＴの共振周波数の近くにお
いては、ほとんどすべての信号エネルギーがＩＤＴ中を
電気的に伝送されてしまうという事実のために、非常に
小さな弾性表面波しか発生せず、また電極フィンガーの
機械的な振動も非常に小さい。すなわち、電極構造を劣
化させることなしに、ブリッジフィルターに対して大き
な電力を印加することが可能である。
【００１５】図４乃至図６において、破線は単一ブリッ
ジフィルター回路の挿入損失を周波数に対してプロット
したものである。このブリッジ回路は、２つのＩＤＴ対
を用いており、それぞれのＩＤＴ対は、開口がおよそ２
５μｍで、周期がおよそ５μｍであり、またおよそ１５
０対の単一電極を有している。図４からわかるように、
この場合の通過帯域の形状係数はあまり良くない。図５
は、図４の通過帯域を拡大して示したものであり、通過
帯域内に大きなリップルが存在していることがわかる。
上記のフィルター特性は、個々のブリッジフィルターを
カスケード接続して、複数のブリッジ区間からなる複合
フィルターを形成することによって改善することが可能
である。特に、フィルターの通過帯域内のリップルは、
このような複合フィルターの隣り合ったフィルター区間
の対応するインピーダンス素子の中心周波数をずらすこ
とによって低減させることができる。このような周波数
のシフトは、対応するインピーダンス素子の間で周期を
以下の式のように少しずらすことによって得られる。 Δｐ／ｐav 〜 0.５Δｆ／ｆav ここで、Δｆは個々のブリッジ回路の１つにおける通過
帯域内のリップルの周期であり、ｆavおよびｐavは、個
々のブリッジ回路の１つにおける平均周波数と平均周期
である。図４乃至図６において、実線は、直列に接続さ
れた２つのブリッジフィルター区間からなり、これらの
対応するインピーダンス素子の対の中心周波数を通過帯
域のリップルが小さくなるようにわずかにずらしたフィ
ルターの周波数特性を示したものである。この実線の特
性が示しているように、複合フィルター特性の形状係数
は単一ブリッジフィルターの場合と比較して改善されて
おり、通過帯域の端はより先鋭となっている。
ジフィルター回路の挿入損失を周波数に対してプロット
したものである。このブリッジ回路は、２つのＩＤＴ対
を用いており、それぞれのＩＤＴ対は、開口がおよそ２
５μｍで、周期がおよそ５μｍであり、またおよそ１５
０対の単一電極を有している。図４からわかるように、
この場合の通過帯域の形状係数はあまり良くない。図５
は、図４の通過帯域を拡大して示したものであり、通過
帯域内に大きなリップルが存在していることがわかる。
上記のフィルター特性は、個々のブリッジフィルターを
カスケード接続して、複数のブリッジ区間からなる複合
フィルターを形成することによって改善することが可能
である。特に、フィルターの通過帯域内のリップルは、
このような複合フィルターの隣り合ったフィルター区間
の対応するインピーダンス素子の中心周波数をずらすこ
とによって低減させることができる。このような周波数
のシフトは、対応するインピーダンス素子の間で周期を
以下の式のように少しずらすことによって得られる。 Δｐ／ｐav 〜 0.５Δｆ／ｆav ここで、Δｆは個々のブリッジ回路の１つにおける通過
帯域内のリップルの周期であり、ｆavおよびｐavは、個
々のブリッジ回路の１つにおける平均周波数と平均周期
である。図４乃至図６において、実線は、直列に接続さ
れた２つのブリッジフィルター区間からなり、これらの
対応するインピーダンス素子の対の中心周波数を通過帯
域のリップルが小さくなるようにわずかにずらしたフィ
ルターの周波数特性を示したものである。この実線の特
性が示しているように、複合フィルター特性の形状係数
は単一ブリッジフィルターの場合と比較して改善されて
おり、通過帯域の端はより先鋭となっている。
【００１６】図７および８は、カスケード接続された２
つのフィルターからなる複合フィルターを作成するのに
用いることができる典型的な位相幾何学的レイアウト図
である。どれかのインピーダンス素子によって発生され
た表面弾性波が別のインピーダンス素子に侵入するのを
防ぐために、音響吸収材をインピーダンス素子間に配置
するようにすることもできる。あるいは、音響チャネル
が互いに異なるようにインピーダンス素子を配置するよ
うにしてもよい。本発明に従って設計されたフィルター
の製造における再現性および信頼性の例を図９に示す。
図９は、６４°ＬｉＮｂＯ3 の上に作成された、実質的
に等しい２対のインピーダンス素子（トランスデュー
サ）からなる８つの等しい平衡型ブリッジフィルターの
伝達特性を示したものである。各第１の対のインピーダ
ンス素子の中心波長は、１6.３２μｍであり、１周期当
たり４つの電極フィンガーが配されている。また、フィ
ンガーの重なり（開口）は7.３６λであり、また長さは
１９５λである。各第２の対のインピーダンス素子の中
心波長は、１6.００μｍであり、１周期当たり４つの電
極フィンガーが配されている。また、フィンガーの重な
り（開口）は7.５０λであり、また長さは２０７λであ
る。
つのフィルターからなる複合フィルターを作成するのに
用いることができる典型的な位相幾何学的レイアウト図
である。どれかのインピーダンス素子によって発生され
た表面弾性波が別のインピーダンス素子に侵入するのを
防ぐために、音響吸収材をインピーダンス素子間に配置
するようにすることもできる。あるいは、音響チャネル
が互いに異なるようにインピーダンス素子を配置するよ
うにしてもよい。本発明に従って設計されたフィルター
の製造における再現性および信頼性の例を図９に示す。
図９は、６４°ＬｉＮｂＯ3 の上に作成された、実質的
に等しい２対のインピーダンス素子（トランスデュー
サ）からなる８つの等しい平衡型ブリッジフィルターの
伝達特性を示したものである。各第１の対のインピーダ
ンス素子の中心波長は、１6.３２μｍであり、１周期当
たり４つの電極フィンガーが配されている。また、フィ
ンガーの重なり（開口）は7.３６λであり、また長さは
１９５λである。各第２の対のインピーダンス素子の中
心波長は、１6.００μｍであり、１周期当たり４つの電
極フィンガーが配されている。また、フィンガーの重な
り（開口）は7.５０λであり、また長さは２０７λであ
る。
【００１７】２対のトランスデューサの長さの差は、設
計誤差であり、これは明らかに非常に小さいもので、図
９の伝達特性の阻止帯域において充分に小さなばらつき
内に収められている（−５０ｄＢ）。図９からわかるよ
うに、１つの直線のようにしか見えず、３つのフィルタ
ーの特性の差を見分けるのはほとんど不可能である。こ
のことは、３つのフィルターが事実上等しい特性を有し
ているということを示しており、本発明のフィルター
は、非常に再現性よくまた高い信頼性で製造することが
可能であることがわかろう。また、図９から、挿入損失
がおよそ４ｄＢの程度であり、また、阻止帯域における
減衰がおよそ４５ｄＢであることがわかる。この新たな
フィルターは設計誤差を追い込みさえすれば、阻止帯域
における減衰をおよそ７０ｄＢ程度にすることが可能で
あろうと思われる。本発明にはいろいろな変形が可能で
あることは、当業者には明らかであろう。例えば、イン
ピーダンス素子は表面弾性波共振器型を用いることも可
能であり、これによって狭帯域のフィルターを作成する
ことができる。あるいは、インターディジット型トラン
スデューサを互いにかみ合わせたものを用いることもで
きる。また、アポダイズトランスデューサを用いて、通
過帯域内のさらにリップルを低減し、また狭帯域のデバ
イスを設計することもできる。
計誤差であり、これは明らかに非常に小さいもので、図
９の伝達特性の阻止帯域において充分に小さなばらつき
内に収められている（−５０ｄＢ）。図９からわかるよ
うに、１つの直線のようにしか見えず、３つのフィルタ
ーの特性の差を見分けるのはほとんど不可能である。こ
のことは、３つのフィルターが事実上等しい特性を有し
ているということを示しており、本発明のフィルター
は、非常に再現性よくまた高い信頼性で製造することが
可能であることがわかろう。また、図９から、挿入損失
がおよそ４ｄＢの程度であり、また、阻止帯域における
減衰がおよそ４５ｄＢであることがわかる。この新たな
フィルターは設計誤差を追い込みさえすれば、阻止帯域
における減衰をおよそ７０ｄＢ程度にすることが可能で
あろうと思われる。本発明にはいろいろな変形が可能で
あることは、当業者には明らかであろう。例えば、イン
ピーダンス素子は表面弾性波共振器型を用いることも可
能であり、これによって狭帯域のフィルターを作成する
ことができる。あるいは、インターディジット型トラン
スデューサを互いにかみ合わせたものを用いることもで
きる。また、アポダイズトランスデューサを用いて、通
過帯域内のさらにリップルを低減し、また狭帯域のデバ
イスを設計することもできる。
【００１８】以上の説明から、いろいろな変形が本発明
の範囲内において可能であることが当業者には明らかで
あろう。特に、表面弾性波という用語は、表面スキミン
グバルク波（ＳＳＢＷ）、漏洩表面横波（ＳＴＷ）など
の従来の表面弾性波と類似の他の型の波動をも含むもの
である。この発明は、請求項に記載されているかいない
かにかかわらず、あるいは、本発明によって解決される
問題のいずれかを解決するものであるのかあるいはすべ
てを解決するものであるかにかかわらず、ここに明白に
あるいは暗黙のうちに開示したすべての新奇な特徴およ
びこれらの特徴の組合せ、またさらにこれらの一般化を
も含むものである。従って、本発明の出願者は、本出願
を実行するに際して発生するこのような特徴およびこれ
らから導かれる応用に関して新たに請求項として加える
ことができることをここに宣するものである。
の範囲内において可能であることが当業者には明らかで
あろう。特に、表面弾性波という用語は、表面スキミン
グバルク波（ＳＳＢＷ）、漏洩表面横波（ＳＴＷ）など
の従来の表面弾性波と類似の他の型の波動をも含むもの
である。この発明は、請求項に記載されているかいない
かにかかわらず、あるいは、本発明によって解決される
問題のいずれかを解決するものであるのかあるいはすべ
てを解決するものであるかにかかわらず、ここに明白に
あるいは暗黙のうちに開示したすべての新奇な特徴およ
びこれらの特徴の組合せ、またさらにこれらの一般化を
も含むものである。従って、本発明の出願者は、本出願
を実行するに際して発生するこのような特徴およびこれ
らから導かれる応用に関して新たに請求項として加える
ことができることをここに宣するものである。
【図１】図１（ａ）は、典型的な表面弾性波ＩＤＴ電極
構造を示す図である。図１（ｂ）は、この電極構造の等
価回路を示す図である。
構造を示す図である。図１（ｂ）は、この電極構造の等
価回路を示す図である。
【図２】表面弾性波平衡型ブリッジフィルターの概略レ
イアウト図である。
イアウト図である。
【図３】中心周波数がわずかに異なる２つのトランスデ
ューサのアドミタンス対周波数特性を示すグラフであ
る。
ューサのアドミタンス対周波数特性を示すグラフであ
る。
【図４】１区間ブリッジフィルター（破線）および２区
間ブリッジフィルター（実線）の伝達振幅対周波数特性
を示した図である。
間ブリッジフィルター（実線）の伝達振幅対周波数特性
を示した図である。
【図５】１区間ブリッジフィルター（破線）および２区
間ブリッジフィルター（実線）の伝達振幅対周波数特性
を示した図である。
間ブリッジフィルター（実線）の伝達振幅対周波数特性
を示した図である。
【図６】１区間ブリッジフィルター（破線）および２区
間ブリッジフィルター（実線）の伝達振幅対周波数特性
を示した図である。
間ブリッジフィルター（実線）の伝達振幅対周波数特性
を示した図である。
【図７】２つのブリッジフィルターを組み合わせた複合
ブリッジフィルターの概略レイアウト図である。
ブリッジフィルターの概略レイアウト図である。
【図８】２つのブリッジフィルターを組み合わせた複合
ブリッジフィルターの概略レイアウト図である。
ブリッジフィルターの概略レイアウト図である。
【図９】２区間からなる平衡型ブリッジフィルターの伝
達特性を、３つについて示した図である。
達特性を、３つについて示した図である。
１ 表面弾性波インピーダンス素子 ２ａ、２ｂ 電極フィンガー ３ バス・バー
Claims (14)
- 【請求項１】 ブリッジ回路を形成するように電気的に
結合された、第１および第２の表面弾性波インピーダン
ス素子の対を具備し、第１の表面弾性波インピーダンス
素子対の各表面弾性波インピーダンス素子の中心周波数
が、第２の表面弾性波インピーダンス素子対の各表面弾
性波インピーダンス素子の中心周波数と異なっており、
第１の対を構成する複数の表面弾性波インピーダンス素
子の静電容量の合計値が、第２の対を構成する複数の表
面弾性波インピーダンス素子の静電容量の合計値と実質
的に等しくなされていることを特徴とする表面弾性波フ
ィルター。 - 【請求項２】 第１および第２の表面弾性波インピーダ
ンス対の各表面弾性波インピーダンス素子の静電容量が
実質的に等しくなされていることを特徴とする請求項１
に記載の表面弾性波フィルター。 - 【請求項３】 第１のインピーダンス素子対の各表面弾
性波インピーダンス素子の中心周波数と、第２のインピ
ーダンス素子対の各表面弾性波インピーダンス素子の中
心周波数との間の相対差が、基板の電気機械結合係数Ｋ
2 の１／２に実質的に等しいことを特徴とする請求項１
または２に記載の表面弾性波フィルター。 - 【請求項４】 第２の表面弾性波インピーダンス素子対
の各表面弾性波インピーダンス素子のインピーダンスが
極小となる周波数と実質的に等しい周波数において、第
１の表面弾性波インピーダンス素子対の各表面弾性波イ
ンピーダンス素子のインピーダンスが極大となることを
特徴とする前出の請求項のいずれかの項に記載の表面弾
性波フィルター。 - 【請求項５】 各インピーダンス素子が少なくとも２／
Ｋ2 個の電極フィンガー対を具備していることを特徴と
する前出の請求項のいずれかの項に記載の表面弾性波フ
ィルター。 - 【請求項６】 第１および第２の表面弾性波インピーダ
ンス素子対の表面弾性波インピーダンス素子のそれぞれ
の電極フィンガーの幅が、それぞれの表面弾性波インピ
ーダンス素子の中心周波数の音響波長の１／４に実質的
に等しくなされていることを特徴とする前出の請求項の
いずれかの項に記載の表面弾性波フィルター。 - 【請求項７】 第１および第２の表面弾性波インピーダ
ンス素子対がインターディジット型トランスデューサか
らなっていることを特徴とする前出の請求項のいずれか
の項に記載の表面弾性波フィルター。 - 【請求項８】 第１および第２の表面弾性波インピーダ
ンス素子対が表面弾性波共振器型構造からなっているこ
とを特徴とする請求項１ないし６のいずれかの項に記載
の表面弾性波フィルター。 - 【請求項９】 アポダイズ表面弾性波インピーダンスを
具備していることを特徴とする前出の請求項のいずれか
の項に記載の表面弾性波フィルター。 - 【請求項１０】 前出の請求項のいずれかの項に記載の
２つあるいはそれ以上の表面弾性波フィルターを具備
し、前記２つあるいはそれ以上の表面弾性波フィルター
が直列に電気的にカスケード接続されていることを特徴
とする複合表面弾性波フィルター。 - 【請求項１１】 ２つあるいはそれ以上の表面弾性波フ
ィルターのうちの１つに起因する複合表面弾性波フィル
ターの通過帯域内のリップルを、２つあるいはそれ以上
の表面弾性波フィルターの他の１つによって打ち消すよ
うになされていることを特徴とする請求項１０に記載の
複合表面弾性波フィルター。 - 【請求項１２】 表面弾性波インピーダンス素子が互い
に一体に形成されていることを特徴とする前出の請求項
のいずれかの項に記載のフィルター。 - 【請求項１３】 第１の表面弾性波インピーダンス素子
対の各表面弾性波インピーダンス素子の中心周波数と、
第２の表面弾性波インピーダンス素子対の各表面弾性波
インピーダンス素子の中心周波数との間に差異を、 （ａ）それぞれのインピーダンス素子対の間で、メタラ
イズマーク間隔比が異なるようになすことによって生じ
させるか、または （ｂ）それぞれのインピーダンス素子対の間で、開口と
電極数とが異なるようになすことによって生じさせる
か、または （ｃ）それぞれのインピーダンス素子対の間で、トラン
スデューサ素子と反射器との間のギャップが異なるよう
になすことによって生じさせるか、または （ｄ）反射器の数が異なるようにすることによって生じ
させることを特徴とする前出の請求項のいずれかの項に
記載の表面弾性波フィルター。 - 【請求項１４】 前出の請求項のいずれかの項に記載の
フィルターを具備したことを特徴とする無線電話。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GB9316118:0 | 1993-08-04 | ||
| GB9316118A GB2280806B (en) | 1993-08-04 | 1993-08-04 | Saw filter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0766676A true JPH0766676A (ja) | 1995-03-10 |
Family
ID=10739924
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6183263A Pending JPH0766676A (ja) | 1993-08-04 | 1994-08-04 | 表面弾性波フィルター |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5508667A (ja) |
| EP (1) | EP0642220A3 (ja) |
| JP (1) | JPH0766676A (ja) |
| CN (1) | CN1084086C (ja) |
| GB (1) | GB2280806B (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016517190A (ja) * | 2012-12-13 | 2016-06-09 | エプコス アクチエンゲゼルシャフトＥｐｃｏｓ Ａｇ | 平坦化された挿入損失を有する電子音響バンドパスフィルタ |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5847626A (en) * | 1994-02-22 | 1998-12-08 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Balanced-type surface acoustic wave lattice filter |
| JP3244386B2 (ja) * | 1994-08-23 | 2002-01-07 | 松下電器産業株式会社 | 弾性表面波装置 |
| DE19638627B4 (de) * | 1996-09-20 | 2007-09-27 | Epcos Ag | Oberflächenwellen(OFW)-Filter |
| WO1998034345A1 (en) * | 1997-01-31 | 1998-08-06 | Motorola Inc. | Inline-coupled resonator with lattice filter and method |
| WO1998057428A1 (de) * | 1997-06-09 | 1998-12-17 | Siemens Matsushita Components Gmbh & Co. Kg | Oberflächenwellenfilter |
| FR2774826B1 (fr) * | 1998-02-06 | 2000-05-05 | Thomson Csf | Filtre a resonateurs a ondes acoustiques de surface |
| FI116188B (fi) * | 1999-06-08 | 2005-09-30 | Valtion Teknillinen | Menetelmä ja laitteisto kohteiden sähkömagneettisen energian muuttamiseksi |
| JP2001223554A (ja) * | 2000-02-07 | 2001-08-17 | Murata Mfg Co Ltd | 弾性表面波フィルタ |
| DE10007178A1 (de) * | 2000-02-17 | 2001-08-23 | Epcos Ag | Oberflächenwellenfilter mit Reaktanzelementen |
| FR2821997B1 (fr) * | 2001-03-06 | 2003-05-30 | Thomson Csf | Filtre a ondes acoustiques de surface |
| JP3780415B2 (ja) * | 2001-06-12 | 2006-05-31 | 株式会社村田製作所 | 縦結合共振子型弾性表面波フィルタ、およびそれを用いた通信機装置 |
| US6600390B2 (en) * | 2001-12-13 | 2003-07-29 | Agilent Technologies, Inc. | Differential filters with common mode rejection and broadband rejection |
| US8031034B1 (en) | 2007-08-27 | 2011-10-04 | Triquint Semiconductor, Inc. | Surface acoustic wave filter and method for improved rejection |
| JP5172454B2 (ja) * | 2008-04-30 | 2013-03-27 | 太陽誘電株式会社 | フィルタ、デュプレクサおよび通信機器 |
| KR102645422B1 (ko) * | 2016-01-05 | 2024-03-07 | 가부시키가이샤 와이솔재팬 | 탄성 표면파 장치, 듀플렉서, 및 빗형 전극 |
| US10483942B2 (en) | 2017-01-24 | 2019-11-19 | Skyworks Solutions, Inc. | Acoustic wave device with acoustically separated multi-channel feedback |
| CN107257235A (zh) * | 2017-06-06 | 2017-10-17 | 中国振华(集团)新云电子元器件有限责任公司(国营第四三二六厂) | 一种消除电容器寄生参数的低通滤波电桥 |
| US12368430B2 (en) | 2021-06-30 | 2025-07-22 | Skyworks Solutions, Inc. | Method of forming acoustic wave device with reduced acoustic coupling |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2922128A (en) * | 1955-03-23 | 1960-01-19 | Hughes Aircraft Co | Wave filter |
| US3750027A (en) * | 1970-08-12 | 1973-07-31 | Texas Instruments Inc | Surface wave frequency discriminators |
| US3768047A (en) * | 1971-12-09 | 1973-10-23 | Rca Corp | Lattice network using distributed impedance transmission lines |
| JPS5678218A (en) * | 1979-11-30 | 1981-06-27 | Hitachi Ltd | Elastic surface wave device |
| US4731595A (en) * | 1986-01-24 | 1988-03-15 | Rf Monolithics, Inc. | Resonator structure |
| US4731585A (en) * | 1987-02-24 | 1988-03-15 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Antenna coupling circuit for magnetic resonance imaging |
| US4785270A (en) * | 1987-12-30 | 1988-11-15 | Motorola Inc. | Monolithic lattice saw filter |
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| US5028895A (en) * | 1990-05-29 | 1991-07-02 | Motorola, Inc. | Notch filter for reducing clock signal feedthrough effects in an acoustic charge transport device |
| US5093638A (en) * | 1990-11-05 | 1992-03-03 | Motorola, Inc. | Unbalanced saw filter |
-
1993
- 1993-08-04 GB GB9316118A patent/GB2280806B/en not_active Expired - Fee Related
-
1994
- 1994-07-20 EP EP94305350A patent/EP0642220A3/en not_active Ceased
- 1994-07-26 US US08/280,606 patent/US5508667A/en not_active Expired - Lifetime
- 1994-08-03 CN CN94109335A patent/CN1084086C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1994-08-04 JP JP6183263A patent/JPH0766676A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2016517190A (ja) * | 2012-12-13 | 2016-06-09 | エプコス アクチエンゲゼルシャフトＥｐｃｏｓ Ａｇ | 平坦化された挿入損失を有する電子音響バンドパスフィルタ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1099533A (zh) | 1995-03-01 |
| EP0642220A2 (en) | 1995-03-08 |
| CN1084086C (zh) | 2002-05-01 |
| GB9316118D0 (en) | 1993-09-22 |
| EP0642220A3 (en) | 1995-07-05 |
| GB2280806B (en) | 1997-10-08 |
| GB2280806A (en) | 1995-02-08 |
| US5508667A (en) | 1996-04-16 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20031021 |